JP2016144353A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】昇圧チョッパ回路を複数並列に備えたインターリーブ構成の回路において、ノイズを低減させつつ昇圧動作を可能とする電力変換装置を得る。【解決手段】第１のリアクトル３０１と、第１のリアクトル３０１にアノードが接続された第１のダイオード３０２と、第１のリアクトル３０１と第１のダイオード３０２が接続された第１の母線と、第２のリアクトル３０３が接続された第２の母線と、第１のダイオード３０２のアノードと前記第２の母線との間に接続された半導体スイッチ素子３０５ａと、を備えて昇圧チョッパ回路を構成すると共に、前記昇圧チョッパ回路を複数並列に接続する。【選択図】図３

Description

この発明は、半導体スイッチ素子をオン、オフすることにより電力変換を行う電力変換装置に関するものである。

一般的に電力変換装置は高いスイッチング周波数で半導体スイッチ素子の駆動を行うので、半導体スイッチ素子のオンまたはオフ動作に起因する高周波のノイズを発生させ、他の電子機器の誤動作や機能停止などといった弊害を招くおそれがある。このようなノイズを抑制するために、一般的にはノイズ対策部品を備えることが考えられるが、高コスト化や大型化することになる。

従来は、例えば特開２０１１−１９３５９３号公報（特許文献１）にみられるように、電源より流れ込む母線と電源へ戻っていく母線の双方にリアクトルを挿入することでコモンモードノイズを有効的に低減させ、尚且つ、双方に挿入するリアクトルのコアを共有化することで、双方のリアクトルで発生する磁束が加わり合うため、リアクトルのインダクタンスを増やすことができ、リアクトルを小型化する手法が提案されていた。

特開２０１１−１９３５９３号公報

前記特許文献１では、各相に一つずつリアクトルを備え、コモンモードノイズを低減させつつ電力変換を行う電力変換装置が提案されているが、リアクトル、半導体スイッチ素子、およびダイオードを有して構成される昇圧チョッパ回路を複数並列に接続し、スイッチ電流の位相を互いにずらすことにより、出力電流のリップルを低下させ、また電流を複数に分割することで効率アップを図る、所謂、インターリーブ構成の回路にはなっていない。

この発明は、昇圧チョッパ回路を複数並列に備えたインターリーブ構成の回路において、ノイズを低減させつつ昇圧動作を可能とする電力変換装置を提供することを目的とするものである。

この発明による電力変換装置は、第１のリアクトルと、前記第１のリアクトルにアノードが接続された第１のダイオードと、前記第１のリアクトルと前記第１のダイオードが接続された第１の母線と、第２のリアクトルが接続された第２の母線と、前記第１のダイオードのアノードと前記第２の母線との間に接続された半導体スイッチ素子と、
を備えて昇圧チョッパ回路を構成すると共に、前記昇圧チョッパ回路を複数並列に接続するものである。

この発明の電力変換装置によれば、前記構成により、ノイズを低減させつつインターリーブ構成の回路動作を可能とする電力変換装置を得ることができる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。 一般的な２並列のインターリーブ構成を示す図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の各動作条件での電流経路を表す図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の各動作条件での電流経路を表す図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の各動作条件での電流経路を表す図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の各動作条件での電流経路を表す図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の各動作条件での等価回路インダクタンスの一覧表を示す図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置を構成する半導体スイッチ素子のスイッチングに対する等価インダクタンス値、電流波形の概形の一例を表す図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の構成図である。

以下、この発明による電力変換装置の好適な実施の形態について図面を参照して説明する。尚、各図中の同一符号は、同一もしくは相当する部分を示すものである。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。図１に示すように、実施の形態１による電力変換装置は、交流電源１の交流電力を直流に変換して負荷２へ出力するための装置である。電力変換装置は整流回路３と、コンバータ回路３００と平滑コンデンサ４とを備える。交流電源１は整流回路３に接続され、整流回路３の出力側はコンバータ回路３００の入力側に接続される。コンバータ回路３００の出力側は平滑コンデンサ４に接続され、直流電力を負荷２に出力する。

コンバータ回路３００は、第１の昇圧チョッパ回路と第２の昇圧チョッパ回路を並列に接続して構成されている。第１の昇圧チョッパ回路は、リアクトル３０１の一端が整流回路３のプラス出力に接続され、他端がダイオード３０２のアノードに接続されると共に、リアクトル３０３の一端が整流回路３のマイナス出力に接続され、他端がダイオード３０４のカソードに接続されている。そして、ダイオード３０２のアノードとダイオード３０４のカソードとの間に半導体スイッチ素子３０５ａを備えて構成されている。また、第２の昇圧チョッパ回路は、リアクトル３０６の一端が整流回路３のプラス出力に接続され、他端がダイオード３０７のアノードに接続されると共に、リアクトル３０８の一端が整流回路３のマイナス出力に接続され、他端がダイオード３０９のカソードに接続されている。そして、ダイオード３０７のアノードとダイオード３０９のカソードとの間に半導体スイッチ素子３１０ａを備えて構成されている。尚、３０５ｂは半導体スイッチ素子３０５ａに並列接続されたダイオードを示し、３１０ｂは半導体スイッチ素子３１０ａに並列接続されたダイオードを示している。

前記のように、コンバータ回路３００の構成は第１と第２の２つの昇圧チョッパ回路からなり、第１の昇圧チョッパ回路はリアクトル３０１、３０３、ダイオード３０２、３０４、半導体スイッチ素子３０５ａで構成され、第２の昇圧チョッパ回路はリアクトル３０６、３０８、ダイオード３０７、３０９、半導体スイッチ素子３１０ａで構成される。このように構成されたコンバータ回路３００において、リアクトル３０１、３０３、３０６
、３０８を備えた側を入力側、ダイオード３０２、３０４、３０７、３０９を備えた側を出力側とする。尚、リアクトル３０１、３０３、３０６、３０８には同一のインピーダンスを有するリアクトルを用いるが、そのインピーダンスの値は、製造誤差等によるばらつきが生じることは否めない。

図２に示すような一般的なインターリーブ構成の回路において、ノイズを抑制するために、整流回路３と平滑コンデンサ４のマイナスを接続している母線に単純にリアクトルを備えたのみではそのリアクトルはインターリーブの昇圧動作には寄与せず、ノイズ対策用として機能するのみである。そのため、インターリーブの昇圧動作に寄与し、且つ、ノイズ抑制を行うためには後述する図３のように、各相にそれぞれリアクトルを挿入する必要がある。このように各相にリアクトルを備えることでノイズを低減させつつインターリーブ構成の回路動作を可能とする。

また、図１に示す電力変換装置では図３のように各相にリアクトルを備えた上で、更にダイオード３０４、３０９を備えている。ダイオード３０４、３０９は電流の逆流防止のためのダイオードである。例えば、リアクトル３０１、半導体スイッチ素子３０５ａを通った電流は、リアクトル３０３に流れるのが理想的であるが、ダイオード３０４がない場合にはリアクトル３０８にも流れる。そのため、リアクトル３０１、３０３、３０６、３０８に流れる電流にばらつきが生じ、リアクトルの損失が増加すると共に、制御性が悪くなるという問題が生じる。この問題はリアクトル３０１、３０３、３０６、３０８のインダクタンス値がばらついた場合により大きくなる。

そのためリアクトル３０１、３０３、３０６、３０８に流れる電流にばらつきが起こらないように、リアクトル３０１、半導体スイッチ素子３０５ａを通った電流を確実にリアクトル３０３に流すためにダイオード３０４を備え、また、リアクトル３０６、半導体スイッチ素子３１０ａを通った電流を確実にリアクトル３０８に流すために、ダイオード３０９を備える。

コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０５ａ、３１０ａは、それぞれソース・ドレイン間にダイオード３０５ｂ、３１０ｂが内蔵された複数個のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体スイッチ素子で構成される。

実施の形態１による電力変換装置は前記のように構成されており、次にその動作について説明する。
まず、第１の昇圧チョッパ回路、即ち、コンバータ回路３００の２つある昇圧チョッパ回路の内の１つのであるリアクトル３０１、３０３、半導体スイッチ素子３０５ａ、ダイオード３０２、３０４、及び平滑コンデンサ４、負荷５の回路動作について説明する。

最初に半導体スイッチ素子３０５ａがオンした場合には、電流はリアクトル３０１、半導体スイッチ素子３０５ａ、リアクトル３０３を流れ、エネルギーはリアクトル３０１及び３０３に蓄積される。次に、半導体スイッチ素子３０５ａがオフになると、電流はリアクトル３０１、ダイオード３０２、負荷２、ダイオード３０４、リアクトル３０３に流れ、リアクトル３０１、３０３の逆起電力によって蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサ４に伝達される。

第２の昇圧チョッパ回路、即ち、図１に示す他方の昇圧チョッパ回路であるリアクトル３０６、３０８、半導体スイッチ素子３１０ａ、ダイオード３０７、３０９、平滑コンデンサ４、負荷２による回路動作も上述と同様である。尚、半導体スイッチ素子３０５ａと３１０ａは位相を１８０度ずらしてスイッチングを行う。一般的に、インターリーブ構成では位相を１８０度ずらしてスイッチングを行い、位相を１８０度ずらすことで出力の電流リップルを小さくすることができる。その際、入力電流波形が正弦波状になるように、半導体スイッチ素子のオンオフのパルス幅を制御して力率を制御し、力率改善を行うことができる。

ノイズには、コモンモードノイズとノーマルモードノイズの二種類のノイズが存在する。コモンモードノイズとは、一般的にグランドとパワーラインとの間の電位差により発生するノイズであり、ノーマルモードノイズとは、一般的にパワーラインの母線間の電位差により発生するノイズである。パワーラインの双方が同一のインピーダンスを持つようにリアクトル３０１、３０３、３０６、３０８を挿入すると、片方の母線のみに挿入した図２の場合に比べて、コモンモードノイズを低減できる。

図２のように片方の母線のみにリアクトルを備えた場合、リアクトル３０１、３０６を挿入している母線側にはリアクトル３０１、３０６のインピーダンスがあり、一方のリアクトルを挿入していない母線側にはリアクトルによるインピーダンスがないため、グランドから見た双方の母線のインピーダンスが不平衡となり、パワーラインのノイズがパワーライン−グランド間の素子や浮遊容量からグランドには流れやすくなり、コモンモードノイズを生じる。

一方、図１に示すように、双方の母線に同一のインピーダンスを有するリアクトル３０１、３０３、３０６、３０８をそれぞれ挿入すると、グランドから見た双方の母線のインピーダンスが平衡化されるためコモンモードノイズは低減できる。

上述の通り、リアクトルを平衡化させた昇圧チョッパ回路を２つ並列に備えたコンバータ回路３００のインターリーブ構成の回路を用いることでコモンモードノイズを低減させつつ昇圧動作を可能とする。

更に、コンバータ回路３００の２つの昇圧チョッパ回路の各相にダイオードを配置することによりリアクトル３０１、３０３、３０６、３０８に流れる電流を確実に均等にし、リアクトルでの損失の増加や、制御性の悪化を防ぐことができる。また、コンバータ回路３００の入力側に整流回路３を備えることで、交流電源電圧をインターリーブ構成の回路で昇圧動作を行う際にも同じ効果が得られる。

実施の形態1の前記説明においては、コンバータ回路３００にダイオード３０２、３０４、３０７、３０９を備えた構成であるが、ダイオード３０４、３０９を備えず、ダイオード３０２、３０７のみの構成であってもコモンモードノイズを低減させつつ昇圧動作が可能である。

コンバータ回路３００の回路は図１のように昇圧チョッパ回路を２並列した構成のみでなく、３並列以上でも同様の効果が得られる。また、リアクトルや半導体スイッチ素子、ダイオードは複数直列や並列で構成してもよい。更に、コンバータ回路３００の回路は例えば前段に整流回路を持たない回路構成や、電源にＤＣ電源を用いてもノイズを低減させつつ昇圧動作が可能である。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２による電力変換装置について説明する。図３は実施の形態２による電力変換装置の概略構成図である。
実施の形態２では、前述の実施の形態１の構成において、ダイオード３０４、３０９を取り除いた実施の形態を示すもので、この実施の形態２による電力変換装置は、リアクトル３０１、３０３のコアを共有化すると共に、リアクトル３０６、３０８のコアを共有化したものである。図３のリアクトル３０１、３０３、３０６、３０８の記号についている黒点はリアクトルの巻初めを表すが、リアクトル３０１、３０３の巻初めは図３と反対にしてコアを共有化しても良い。また、リアクトル３０６、３０８の巻初めも図３と反対にしてコアを共有化しても良く、リアクトル３０１、３０３、３０６、３０８の巻初めも図３と反対にしても良い。尚、その他の構成については実施の形態１と同様であるので説明を省略する。

図３のようにリアクトルのコアを共有化することで、例えば、電流がリアクトル３０１、半導体スイッチ素子３０５ａ、リアクトル３０３を通った際にはリアクトル３０１、３０３のコアにおいて磁束が強め合うため、リアクトル３０１、３０３のインダクタンスは自己インダクタンスＬに相互インダクタンスＭを加えたものとなる。そのため、リアクトル３０１と３０３のインダクタンスの和は２Ｌ＋２Ｍとなり、リアクトルのコアを共有化していない場合（２Ｌ）に比べて大きくなる。そのためリアクトルのコアを共有化することで小型、低コスト化が可能となる。

前記のように、リアクトル３０１、３０３のコアを共有化すると共に、リアクトル３０６、３０８のコアを共有化することにより、小型、低コストにコモンモードノイズを低減させつつ、インターリーブ構成の回路の昇圧動作が可能となる。

実施の形態２による電力変換装置は、２つのリアクトルのコアを共有化した構成であるが、リアクトルが本実施の形態で説明したような巻き方になるように、全てのリアクトルのコアを共有化しても同様の効果が得られる。また、コンバータ回路３００の回路は昇圧チョッパ回路を２並列した構成であるが、３並列以上においても本実施の形態で説明したようにコアを共有化することで同様の効果が得られる。

更に、本実施の形態で説明したようにコアを共有化させつつ、コンバータ回路３００の２つの昇圧チョッパ回路の各相にダイオードを配置することで、リアクトル３０１、３０３、３０６、３０８に流れる電流を確実に均等にし、リアクトルでの損失の増加や、制御性の悪化を防止しつつ、本実施の形態で説明した効果が得られる。

実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３による電力変換装置について説明する。図４は実施の形態３による電力変換装置の概略構成図である。
実施の形態３による電力変換装置は、前記実施の形態１の構成において、リアクトル３０１、３０６のコアを共有化すると共に、リアクトル３０３、３０８のコアを共有化したものである。コアを共有化することにより実施の形態２による電力変換装置と同様に、小型、低コスト化が可能となる。

実施の形態３による電力変換装置は、リアクトル３０１、３０６のコアを共有化すると共に、リアクトル３０３、３０８のコアを共有化したことで、一方の昇圧チョッパ回路での電流の変化に起因したリアクトルのコアの磁束の変化が、他方の昇圧チョッパのリアクトルのインダクタンスに影響を与える点で実施の形態２と異なる。尚、この実施の形態３においても、実施の形態２のように、ダイオード３０４、３０９を取り除いてもよく、その他の構成については実施の形態１と同様であるので説明を省略する。

次に、実施の形態３による電力変換装置の動作について説明する。
実施の形態３による電力変換装置は、リアクトルのコアを逆相接続で接続した場合である。逆相接続とは、図４に示すようにリアクトル３０１の黒点で示した巻初めをコンバータ回路３００の入力側、リアクトル３０６の巻初めをダイオード３０７のアノード側になるようにリアクトルのコアを共有化して接続したものである。このとき、リアクトル３０３、３０８のリアクトルのコアの共有化についても同様であるが、リアクトル３０８の巻き終わりをコンバータ回路３００の入力側、リアクトル３０３の巻き終わりをダイオード３０４のカソード側になるようにリアクトルのコアを共有化して接続してもよい。

実施の形態３による電力変換装置の動作は、半導体スイッチ素子３０５ａ、３１０ａのオン、オフによって第１条件から第４条件の４つの動作になる。第１条件から第４条件の電流経路を図５〜図８に示す。

図５〜図８において、半導体スイッチ素子３０５ａをＳ１、３１０ａをＳ２、リアクトル３０１、３０３にかかる電圧をＶ_１とし、流れる電流をｉ_１とする。リアクトル３０６、３０８にかかる電圧をＶ_２、流れる電流をｉ_２とする。リアクトル３０１、３０３の自己インダクタンスの和をＬ_１、リアクトル３０６、３０８の自己インダクタンスの和をＬ_２とする。相互インダクタンスをＭとするとＶ_１、Ｖ_２は式（１）（２）で示される。Ｌ_１＝Ｌ_２＝Ｌとし、式（１）（２）からｉ_２を消去した式は式（３）となる。

例えば、図５に示す第１条件のとき、Ｓ１、Ｓ２共にオンであるので式（３）のＶ_１とＶ_２に入力電圧Ｖｉｎを代入すると式（４）となる。従って、Ｌ_１における等価インダクタンスはＬ−Ｍとなる。デューティーをＤとすると、昇圧チョッパ回路の出力電圧ＶｏｕｔはＶｏｕｔ＝Ｖｉｎ／（１−Ｄ）であり、第１条件のＬ_２や、図６〜図８に示す第２条件から第４条件での等価インダクタンスも同様に求めると図９に示すようになる。

一例として、Ｄ＞０．５の場合のＳ１、Ｓ２のスイッチングに対する等価インダクタンス値、電流波形の概形を図１０に示す。
実施の形態２の構成での電流波形は一般的な電流波形であり、Ｓ１、Ｓ２のスイッチング１周期の間に励磁とリセットの１つ山になるが、実施の形態３の電流波形は図１０の電流波形ｉ_１、ｉ_２のように２つ山となる。そのため、電流リップルの周波数は通常の２倍に見え、コアでの損失は低減される。また、各相の電流リップルの大きさも実施の形態２よりも小さくなり銅損も小さくなる利点がある。

前記は磁気結合型リアクトルを逆相接続で用いた場合であるが、コアの共有化する際に同相接続で用いた場合においても同様に、磁気結合型リアクトルを用いない場合に比べて小型、低コスト化、低損失化が可能となる。同相接続とは、リアクトル３０１、３０６の巻初め（又は巻き終わり）が共にコンバータ回路３００の入力側となるようにリアクトルのコアを共有化して接続したものである。このときリアクトル３０３、３０８のリアクトルのコアの共有化についても同様である。

同相接続と逆相接続を比較すると、同相接続では各相での電流リップルの周波数は各相でのスイッチング周波数と同等であり、相電流は逆相接続よりも大きくなるため損失は逆相接続よりも大きくなる。しかし、同相接続の出力の合成電流リップルは、各相の電流のリップルが打ち消し合うために逆相接続よりも小さくなり、平滑コンデンサ４の容量を逆相接続よりも小さくできる利点がある。

実施の形態３による電力変換装置は、２つのリアクトルのコアを共有化した構成であるが、リアクトルが実施の形態３で説明したような巻き方になるように、全てのリアクトルのコアを共有化しても同様の効果が得られる。また、コンバータ回路３００の回路は昇圧チョッパ回路を２並列した構成回路であるが、３並列以上においても本実施の形態で説明したようにコアを共有化することで同様の効果が得られるが、並列数が奇数の場合よりも本実施の形態で示したように偶数の場合の方がより効果的である。

実施の形態３の前記説明においては、コンバータ回路３００にダイオード３０２、３０４、３０７、３０９を備えた構成であるが、ダイオード３０４、３０９を備えず、ダイオード３０２、３０７のみの構成であっても、本実施の形態で説明した効果が得られる。

実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４による電力変換装置について説明する。実施の形態４では、各昇圧チョッパのダイオードの何れかに炭化珪素や窒化ガリウムなどワイドギャップ半導体を材料としたダイオードを配置した場合について説明する。ここでは炭化珪素ダイオードを一例に挙げて説明する。

図１１は実施の形態４による電力変換装置の構成図である。図１１に示すような電力変換装置では、一般的には２０ｋＨｚ以上とされている高周波のスイッチング周波数にてスイッチングを行うため、電流経路の切り替わり周期が速く、ダイオードによるリカバリの損失が周波数が高い分大きい。そのため、リカバリがシリコンのダイオードよりも小さい炭化珪素のダイオードを用いることで、各スイッチングで生じるリカバリを減らし、損失の低減を行うことが可能となる。

炭化珪素ダイオードは損失低減に有効であるがコストがかかる問題がある。ここでインターリーブ構成の回路のダイオードを通る電流ループを見ると図１１のようになる。そこで回路動作時の電流ループ中のダイオードの少なくとも一つが炭化珪素ダイオードとなるように炭化珪素ダイオードを合計２つ配置する。電流ループ中のダイオードの少なくとも1つにリカバリの小さい炭化珪素ダイオードを用いることで、リカバリ電流が図１１の電流ループを逆に流れるのを抑制できるため、コストを抑えつつリカバリ損失の低減が可能となる。炭化珪素ダイオード配置の組み合わせは４通りあり、それはダイオード３０２及び３０７、ダイオード３０２及び３０９、ダイオード３０４及び３０７、ダイオード３０４及び３０９である。

昇圧チョッパ回路を２並列した構成した回路だけでなく３並列以上でも適用可能であり、昇圧チョッパ回路のダイオードの何れか一方に炭化珪素ダイオードを用いることでリカバリ損の低減効果が可能となる。例えば、リアクトル３０１、３０３、半導体スイッチ素子３０５ａ、ダイオード３０２、３０４の昇圧チョッパ回路においてはダイオード３０２もしくはダイオード３０４の何れか一方に炭化珪素ダイオードを用いることでリカバリ損の低減効果が可能となる。

実施の形態４の前記説明においては、コンバータ回路３００にダイオード３０２、３０４、３０７、３０９を備えた構成であるが、ダイオード３０４、３０９を備えず、ダイオード３０２、３０７のみの構成であっても、炭化珪素ダイオードを用いることでダイオードの損失とコモンモードノイズを低減させつつ昇圧動作が可能である。

尚、前記各実施の形態では半導体スイッチ素子３０５ａ、３１０ａはＭＯＳＦＥＴとしたが、これに限ったものではなく、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ ＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等でもよい。また、ダイオード３０５ｂ、３１０ｂはＭＯＳＦＥＴに内蔵されたダイオードではなく外付けのダイオードでもよい。更にダイオード３０５ｂ、３１０ｂは備えなくてもよい。半導体スイッチ素子の材料としてはシリコンだけでなく，炭化珪素や窒化ガリウム等、ワイドギャップ半導体から成る素子を用いてもよい。

尚、この発明は、前記実施の形態１から実施の形態４に示した構成のみに限定されるものではなく、この発明の趣旨を逸脱しない範囲において、各実施の形態を適宜組み合わせたり、その構成に一部変形を加えたり、構成を一部省略することが可能である。

１ 交流電源、２ 負荷、３ 整流回路、４ 平滑コンデンサ、３００ コンバータ回路、３０１、３０３、３０６、３０８ リアクトル、３０２、３０４、３０７、３０９、３０５ｂ、３１０ｂ ダイオード、３０５ａ、３１０ａ 半導体スイッチ素子。

この発明による電力変換装置は、第１のリアクトルと、前記第１のリアクトルにアノードが接続された第１のダイオードと、前記第１のリアクトルと前記第１のダイオードが接続された第１の母線と、第２のリアクトルが接続された第２の母線と、前記第２のリアクトルにカソードが接続された第２のダイオードと、前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとの間に接続された半導体スイッチ素子を備えて昇圧チョッパ回路を構成すると共に、前記昇圧チョッパ回路を複数並列に接続したものである。

実施の形態１による電力変換装置は前記のように構成されており、次にその動作について説明する。
まず、第１の昇圧チョッパ回路、即ち、コンバータ回路３００の２つある昇圧チョッパ回路の内の１つのであるリアクトル３０１、３０３、半導体スイッチ素子３０５ａ、ダイオード３０２、３０４、及び平滑コンデンサ４、負荷２の回路動作について説明する。

Claims (11)

1. 第１のリアクトルと、
   前記第１のリアクトルにアノードが接続された第１のダイオードと、
   前記第１のリアクトルと前記第１のダイオードが接続された第１の母線と、
   第２のリアクトルが接続された第２の母線と、
   前記第１のダイオードのアノードと前記第２の母線との間に接続された半導体スイッチ素子と、
   を備えて昇圧チョッパ回路を構成すると共に、前記昇圧チョッパ回路を複数並列に接続することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記第１のダイオードの少なくとも一つに、ワイドギャップ半導体を材料としたダイオードを用いることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第２の母線に第２のダイオードを備えると共に、前記第２のリアクトルと前記第２のダイオードのカソードを接続し、
   前記第２のダイオードのカソードに前記半導体スイッチ素子の一端を接続することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記第２のダイオードの少なくとも一つに、ワイドギャップ半導体を材料としたダイオードを用いることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記昇圧チョッパ回路の前記第１のダイオードと前記第２のダイオードの何れか一方にワイドギャップ半導体を材料としたダイオードを用いることを特徴とする請求項３または４に記載の電力変換装置。
6. 前記ワイドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドを用いた半導体であることを特徴とする請求項２から５の何れか一項に記載の電力変換装置。
7. 複数並列に接続された前記昇圧チョッパ回路の入力側に、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路を備えることを特徴とする請求項１から６の何れか一項に記載の電力変換装置。
8. 前記第１のリアクトルと前記第２のリアクトルにおいて、少なくとも１つはリアクトル同士でコアを共有化した磁気結合型リアクトを用いることを特徴とする請求項１から７の何れか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記第１のリアクトルと前記第２のリアクトルのコアを共有化した磁気結合型リアクトルで構成されることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記第１のリアクトル同士及び前記第２のリアクトル同士は、コアを共有化した磁気結合型リアクトルで構成されることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
11. 前記第１のリアクトルと前記第２のリアクトルは同一のインピーダンスであることを特徴とする請求項１から１０の何れか１項に記載の電力変換装置。