KR102180384B1 - 전력 변환 장치 - Google Patents

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시게하루 야마가미
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닛산 지도우샤 가부시키가이샤
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Abstract

제1 급전 모선(93) 및 제2 급전 모선(94)으로부터 공급되는 전력을 변환하는 전력 변환 장치이며, 제1 급전 모선(93)에 접속되는 리액터(L1)와, 제1 급전 모선(93)과 제2 급전 모선(94) 사이에 공급되는 전력을 스위칭에 의해 변환하는 파워 모듈(4)을 구비한다. 파워 모듈(4)은 스위칭 소자(Q1)를 구비한다. 추가로, 제1 급전 모선(93)의 리액터(L1)에 대하여 병렬로 배치된 임피던스 회로(2)를 구비한다.

Description

전력 변환 장치
본 발명은 교류 전원 혹은 직류 전원으로부터 출력되는 전력을 원하는 직류 전력으로 변환하는 전력 변환 장치에 관한 것이다.
종래부터 전기 자동차나 하이브리드 차량 등에서는, 고전압의 배터리로부터 저전압의 배터리로 충전하기 위해서, 전력 변환 장치가 사용되고 있다. 전력 변환 장치는, 내부에 디스크리트 패키지의 파워 반도체 소자나, 모듈화된 파워 반도체 소자로 이루어지는 스위치(이하, 「파워 모듈」이라고 함)가 탑재되어 있다. 파워 모듈은, 제어 회로로부터 부여되는 신호에 의해, 스위치의 온, 오프를 전환하여 전압을 변환한다.
파워 모듈은, 스위칭 소자의 온, 오프를 전환할 때에, 스위칭 노이즈가 발생하고, 이 스위칭 노이즈는 전원측 및 부하측에 전파된다. 따라서, 예를 들어 일반 가정에 마련되어 있는 상용 전원으로부터, 차량에 탑재된 전력 변환 장치에 전력을 공급하는 경우에는, 가정측의 전기계통에 노이즈가 전파되는 경우가 있다.
특허문헌 1에는, 노이즈를 제거하기 위해서, 초크 코일을 2 분할하여, 전원 라인 및 접지 라인의 양쪽에 삽입하는 것과, 초크 코일의 전단 및 후단의 양쪽에 필터를 마련함으로써 노이즈를 제거하는 것이 개시되어 있다.
일본 특허 공개 평11-341787호 공보
그러나, 특허문헌 1에 개시된 회로에서는, 장치 규모가 대형화된다고 하는 문제가 있다.
본 발명은 이러한 종래의 과제를 해결하기 위하여 이루어진 것이며, 그 목적으로 하는 점은, 장치 규모를 대형화하지 않고 스위칭에 의해 발생하는 노이즈를 저감하는 것이 가능한 전력 변환 장치를 제공하는 데 있다.
본 발명의 일 형태는, 제1 급전 모선에 접속되는 리액터와, 제1 급전 모선과 제2 급전 모선 사이에 공급되는 전력을 스위칭에 의해 변환하는 스위칭 소자와, 제1 급전 모선의 리액터에 대하여 병렬로 배치된 임피던스 회로를 구비한다.
본 발명의 일 형태에 의하면, 장치 규모를 대형화하지 않고 스위칭에 의해 발생하는 노이즈를 저감할 수 있다.
도 1은, 본 발명의 제1 실시 형태에 따른 전력 변환 장치, 및 그 주변기기의 구성을 도시하는 회로도이다.
도 2는, 본 발명의 제1 실시 형태에 따른 전력 변환 장치의, 리액터 및 임피던스 회로의 구성을 도시하는 회로도이다.
도 3은, 본 발명의 제1 실시 형태에 따른 전력 변환 장치를 채용한 경우 및 채용하지 않은 경우의, 주파수와 임피던스의 관계를 나타내는 그래프이다.
도 4는, 본 발명의 제1 실시 형태에 따른 전력 변환 장치를 채용한 경우 및 채용하지 않은 경우의, 노이즈 전류의 변화를 나타내는 그래프이다.
도 5는, 본 발명의 제1 실시 형태에 따른 전력 변환 장치를 채용한 경우 및 채용하지 않은 경우의, 주파수와 노이즈 레벨의 관계를 나타내는 그래프이다.
도 6은, 본 발명의 제2 실시 형태에 따른 전력 변환 장치, 및 그 주변기기의 구성을 도시하는 회로도이다.
도 7은, 본 발명의 제2 실시 형태에 따른 전력 변환 장치에 사용되는 필터 회로의 차단 특성을 나타내는 그래프이다.
도 8은, 필터 회로가, 인덕턴스 혹은 정전 용량에 영향받았을 경우의 차단 특성을 나타내는 그래프이다.
도 9는, 본 발명의 제3 실시 형태에 따른 전력 변환 장치, 및 그 주변기기의 구성을 도시하는 회로도이다.
도 10은, 본 발명의 제4 실시 형태에 따른 전력 변환 장치의, 리액터 및 임피던스 회로를 도시하는 도면이다.
도 11은, 본 발명의 제4 실시 형태에 따른 전력 변환 장치의, 주파수와 임피던스의 관계를 나타내는 그래프이다.
도 12는, 본 발명의 제5 실시 형태에 따른 전력 변환 장치의, 리액터 및 임피던스 회로를 도시하는 도면이다.
도 13은, 본 발명의 제6 실시 형태에 따른 전력 변환 장치의, 리액터 및 임피던스 회로를 도시하는 도면이다.
도 14는, 도 13에 나타낸 리액터 및 임피던스 회로의 등가 회로도이다.
도 15는, 본 발명의 제6 실시 형태의 제1 변형예에 따른 전력 변환 장치의, 리액터 및 임피던스 회로를 도시하는 도면이다.
도 16은, 본 발명의 제6 실시 형태의 제2 변형예에 따른 전력 변환 장치의, 리액터 및 임피던스 회로를 도시하는 도면이다.
도 17은, 본 발명의 제7 실시 형태에 따른 전력 변환 장치의, 리액터 및 임피던스 회로를 도시하는 도면이다.
도 18은, 도 17에 나타낸 리액터 및 임피던스 회로의 등가 회로도이다.
도 19는, 본 발명의 실시 형태에 따른 전력 변환 장치, 및 그 주변기기의 구성을 도시하는 회로도이며, 정류 회로를 구비한 예를 나타낸다.
도 20은, 본 발명의 실시 형태에 따른 전력 변환 장치, 및 그 주변기기의 구성을 도시하는 회로도이며, 브리지형의 파워 모듈 및 정류 회로를 구비한 예를 나타낸다.
이하, 본 발명의 실시 형태에 대하여 도면을 참조하여 설명한다.
[제1 실시 형태의 설명]
도 1은, 본 발명의 제1 실시 형태에 따른 전력 변환 장치, 및 그 주변기기의 구성을 도시하는 회로도이다. 도 1에 도시된 바와 같이, 본 실시 형태에 따른 전력 변환 장치(101)는, 전체가 철이나 알루미늄 등의 금속 하우징(1)으로 덮여 있다. 또한, 전력 변환 장치(101)의 입력측은, 제1 급전 모선(93) 및 제2 급전 모선(94)을 통하여, 직류를 출력하는 전원(91)에 접속되고, 출력측은 부하(92)에 접속되어 있다. 따라서, 전원(91)으로부터 공급되는 전압을 원하는 전압으로 변환하여 부하(92)에 공급할 수 있다. 전원(91)은 예를 들어 일반 가정에 마련되는 상용 전원이나 배터리이며, 부하(92)는 예를 들어 전기 자동차나 하이브리드 차량에 탑재되는 배터리이다.
전원(91)의 플러스 단자는, 제1 급전 모선(93)에 접속되고, 마이너스 단자는, 제2 급전 모선(94)에 접속되어 있다. 제1 급전 모선(93)에는, 리액터(L1)가 접속되어 있다. 또한, 리액터(L1)의 후단측의 제1 급전 모선(93)과 제2 급전 모선(94) 사이에는, 스위칭 소자(Q1) 및 다이오드(D1)를 갖는 파워 모듈(4)이 접속되어 있다.
스위칭 소자(Q1)는, 예를 들어 MOSFET, IGBT 등의 반도체 스위치이며, 해당스위칭 소자(Q1)의 제어 입력(예를 들어, MOSFET의 게이트)은 해당 스위칭 소자(Q1)의 온, 오프를 제어하는 제어 회로(3)에 접속되어 있다. 그리고, 제어 회로(3)의 제어에 의해 스위칭 소자(Q1)의 온, 오프를 전환하여 듀티비를 제어함으로써, 전원(91)으로부터 공급되는 직류를, 다른 전압의 직류로 변환하여 부하(92)에 공급한다.
리액터(L1)는, 예를 들어 토로이달 권선형의 코일이다. 또한, 파워 모듈(4)의 전단 및 후단에는, 각각 평활 콘덴서(C100, C200)가 마련되어 있다.
리액터(L1)에 대하여 병렬로 임피던스 회로(2)가 마련되어 있다. 본 실시 형태에서는, 임피던스 회로(2)를 마련함으로써, 고주파 대역에서의 리액터(L1)에 기인하여 발생하는 임피던스를 저감하고, 노이즈가 금속 하우징(1)에 전파되는 것을 방지한다. 보다 상세하게는, 제1 급전 모선(93)의 점 P1 내지 P2 사이의 임피던스와, 제2 급전 모선(94)의 점 P3 내지 P4 사이의 임피던스를 근접시킴으로써, 제1 급전 모선(93)으로부터 발생하는 노이즈와 제2 급전 모선(94)으로부터 발생하는 노이즈를 제거하여, 금속 하우징(1)에 전파되는 고주파의 노이즈를 저감시킨다. 또한, 「임피던스를 근접시키는」이란, 임피던스를 일치시키는 것을 포함하는 개념이다.
도 2는, 도 1에 도시된 리액터(L1) 및 임피던스 회로(2)의 상세한 구성을 도시하는 회로도이다. 도 2에 도시된 바와 같이, 리액터(L1)는, 기생 용량(C1)을 갖고 있다. 또한, 리액터(L1)에 대하여 병렬로 접속되는 임피던스 회로(2)는 용량 소자(C2)를 포함하고 있다. 또한, 이하에서는 소자를 나타내는 기호와, 그 소자의 수치를 동일한 기호로 나타내기로 한다. 예를 들어, 리액터 L1의 인덕턴스는 L1이며, 용량 소자 C2의 정전 용량은 C2이다.
용량 소자(C2)의 정전 용량은, 기생 용량(C1)보다도 크게 설정되어 있다. 즉, C2>C1이다. 따라서, 용량 소자(C2)를 마련함으로써, 리액터(L1)에 대하여 병렬로 접속되는 정전 용량을 임피던스 Z1이라 하면, 임피던스 Z1은, 이하의 (1) 식으로 나타낼 수 있다.
Z1=1/{j·ω·(C1+C2)}…(1)
또한, 용량 소자(C2)를 설치하지 않은 경우의 임피던스 Z2는, 이하의 (2) 식으로 나타낼 수 있다.
Z2=1/(j·ω·C1)…(2)
그리고, (1) 식, (2) 식으로부터, Z1<Z2인 것이 이해되고, 기생 용량(C1)보다도 정전 용량이 큰 용량 소자(C2)를 마련함으로써, 제1 급전 모선(93)의 임피던스를 저감할 수 있다.
도 3은, 도 2에 도시된 리액터(L1) 및 임피던스 회로(2)의, 임피던스의 변화를 나타내는 그래프이다. 도 3에 있어서, 횡축은 주파수, 종축은 임피던스를 나타내고 있다. 실선으로 나타내는 곡선 S1은, 용량 소자(C2)를 마련한 경우의 특성을 나타내고, 점선으로 나타내는 곡선 S2는, 용량 소자(C2)를 마련하지 않은 경우의 특성을 나타내고 있다.
주파수 fr1은, 용량 소자(C2)를 마련한 경우의 공진 주파수(제1 공진 주파수)이며, 주파수 fr2는, 용량 소자(C2)를 마련하지 않은 경우의 공진 주파수이다. 주파수 fr1, fr2는 각각 이하의 (3) 식, (4) 식으로 나타낼 수 있다.
Figure 112018130779628-pct00001
또한, 도 3에 도시되는 주파수 fsw는, 도 1에 도시된 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주파수이다. 그리고, 도 3으로부터 이해되는 바와 같이, 제1 공진 주파수 fr1를, 주파수 fsw보다도 높은 주파수로 하고 있다. 따라서, 도 3에 있어서, 곡선 S1과 곡선 S2의 교점의 주파수 fp보다도 높은 주파수 대역에서는, 곡선 S1은, 곡선 S2보다도 임피던스가 작아진다. 따라서, 이 주파수 대역에 있어서, 도 1에 도시된 제1 급전 모선(93)의 임피던스를 제2 급전 모선(94)의 임피던스에 근접시킬 수 있다. 그 결과, 제1 급전 모선(93)으로부터 발생하는 노이즈와, 제2 급전 모선(94)으로부터 발생하는 노이즈를 제거할 수 있고, 노이즈의 영향을 저감하는 것이 가능하게 된다.
또한, 리액터(L1)의 기생 용량(C1)은, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주파수, 리액터(L1)의 감기수, 권선의 구조에 의해 변화한다. 기생 용량(C1)이 수 pF 정도인 경우에는, 수백 pF 정도의 정전 용량을 구비한 용량 소자(C2)를 마련함으로써, 도 3에 도시되는 화살표 Y1과 같이, 고주파수 대역의 임피던스를 저하시킬 수 있다.
도 4는, 금속 하우징(1)에 흐르는 전류 파형을 나타내는 그래프이다. 도 4의 횡축은 시간을 나타내고, 파워 모듈(4) 내부의 스위칭 소자(Q1)가 2회 온, 오프된 시간을 나타내고 있다. 종축은, 금속 하우징(1)에 흐르는 전류값을 나타내고 있다. 실선으로 나타내는 곡선 S3는 임피던스 회로(2)를 마련한 경우의 특성을 나타내고, 점선으로 나타내는 곡선 S4는 임피던스 회로(2)를 마련하지 않은 경우의 특성을 나타내고 있다.
도 4에 도시되는 바와 같이, 임피던스 회로(2)를 마련하지 않은 경우에는, 부호 X1으로 나타내는 범위에서 전류값이 변화되는 데 비해, 임피던스 회로(2)를 마련한 경우에는, 부호 X2로 나타내는 범위에서 전류값이 변화한다. 따라서, 임피던스 회로(2)를 마련함으로써, 금속 하우징(1)에 흐르는 노이즈 전류의 피크값이 저감된다는 것이 이해된다.
도 5는, 횡축이 주파수, 종축이 노이즈 레벨이며, 도 4에 도시된 전류 파형을 주파수 해석했을 때의, 노이즈 레벨의 변화를 나타내고 있다. 또한, 실선은 임피던스 회로(2)를 마련한 경우의 전류 파형을 나타내고, 파선은 임피던스 회로(2)를 마련하지 않은 경우의 특성을 나타내고 있다. 그리고, 도 5의 특성 곡선으로부터 이해되는 바와 같이, 임피던스 회로(2)를 마련함으로써, 고주파수 대역에서 금속 하우징(1)에 발생하는 노이즈 레벨이 저감된 것을 알 수 있다. 구체적으로는, 부호 X3로 나타내는 만큼의 노이즈가 저감되었다.
이와 같이 하여, 제1 실시 형태에 따른 전력 변환 장치(101)에서는, 리액터(L1)에 대하여 병렬로 임피던스 회로(2)를 마련하고 있으므로, 리액터(L1)에 기인하는 임피던스를 저감할 수 있고, 나아가서는 제1 급전 모선(93)의 임피던스를 저감할 수 있다. 그 때문에, 제1 급전 모선(93)의 임피던스를 제2 급전 모선(94)의 임피던스에 근접시킬 수 있다. 그 결과, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭에 의해 발생하는 노이즈 전류를 제거하고, 금속 하우징(1)에 발생하는 고주파의 노이즈를 저감하는 것이 가능하게 된다.
또한, 임피던스 회로(2)가 용량 소자(C2)를 구비하는 구성으로 함으로써, 리액터(L1)의 인덕턴스를 용이하게 제거할 수 있다. 따라서, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭에 의해 발생하는 노이즈 전류를 제거하고, 금속 하우징(1)에 발생하는 고주파 노이즈를 저감하는 것이 가능하게 된다.
추가로, 임피던스 회로(2)의 용량 소자(C2)의 정전 용량을, 리액터(L1)의 기생 용량(C1)보다도 크게 함으로써, 도 3에 도시된 바와 같이, 제1 공진 주파수 fr1을, 주파수 fr2보다도 낮게 설정할 수 있다. 따라서, 보다 간단한 방법으로, 리액터(L1)에 기인하는 임피던스를 저감하고, 제1 급전 모선(93)의 임피던스를 제2 급전 모선(94)의 임피던스에 근접시킬 수 있다.
또한, 도 3에 도시된 바와 같이, 제1 공진 주파수 fr1을, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주파수 fsw보다도 크게 함으로써, 전력 변환시의 스위칭 구동 동작에 영향받을 일 없이, 리액터(L1)에 기인하는 고주파의 임피던스를 저감할 수 있다. 따라서, 확실하게 고주파 노이즈를 저감하는 것이 가능하게 된다.
[제2 실시 형태의 설명]
이어서, 본 발명의 제2 실시 형태에 대하여 설명한다. 도 6은, 본 발명의 제2 실시 형태에 따른 전력 변환 장치, 및 그 주변기기의 구성을 도시하는 회로도이다. 도 6에 도시된 바와 같이, 제2 실시 형태에 따른 전력 변환 장치(102)는 전술된 제1 실시 형태와 대비하여, 리액터(L1)의 상류측에 필터 회로(11)(저역 통과 필터)를 구비한 점에서 상이하다. 그 이외의 구성은, 도 1과 마찬가지이므로, 동일 부호를 붙여서 구성 설명을 생략한다.
필터 회로(11)는 LC 저역 통과 필터이며, 초크 코일 및 3개의 콘덴서를 구비하고 있다. 또한, 필터 회로(11)의 구성은, 이 구성에 한정되는 것은 아니고, 다른 구성의 것이어도 된다. 필터 회로(11)는 도 7과 같은 감쇠 특성을 갖고 있으며, 게인이 3dB 감쇠하는 주파수인 차단 주파수가 f1로 되어 있다. 또한, 노이즈의 제거가 요망되는 주파수를, 저지 주파수 f2로서 나타내고 있다.
그리고, 상술된 (3) 식으로 나타낸 제1 공진 주파수 fr1이, 필터 회로(11)의 차단 주파수 f1보다도 커지도록 용량 소자(C2)의 정전 용량을 설정한다. 따라서, 제1 공진 주파수 fr1에 의해 발생하는 노이즈를, 필터 회로(11)에서 저감할 수 있다.
또한, 제1 공진 주파수 fr1이 저지 주파수 f2보다도 높아지도록 용량 소자(C2)의 정전 용량을 설정함으로써, 더 효과적으로 노이즈를 저감할 수 있다. 저지 주파수 f2는, 예를 들어 스위칭 소자(Q1)를 스위칭 할 때의 기본 주파수, 혹은, 저차 고조파 주파수로 설정한다.
또한, 실제로 필터 회로(11)를 구성하는 경우에는, 필터 회로(11)를 구성하는 각 부품의 기생 용량, 혹은 기생 인덕턴스의 영향에 의해, 필터 회로(11)의 감쇠 특성이 불량으로 되는 주파수가 발생한다. 구체적으로는, 필터 회로(11)를 구성하는 콘덴서의 등가 직렬 인덕턴스나, 초크 코일의 권선간에 기생하는 등가 용량에 의해, 감쇠 특성이 불량으로 된다.
그 결과, 이상적으로는 도 7에 도시되는 바와 같이, 차단 주파수 f1을 초과하면 주파수가 높아짐에 따라 감쇠 특성이 저하되는 특성을 갖지만, 실제로는 상기 이유에 의해, 도 8에 도시되는 바와 같이, 주파수 f3를 초과하면, 주파수가 높아짐에 따라 감쇠 특성이 상승하는 특성으로 된다. 따라서, 주파수 f3보다도 높은 주파수 대역의 노이즈를 제거할 수 없게 되어버린다. 예를 들어, 주파수 f3이 라디오의 FM 주파수 대역인 76[MHz] 내지 108[MHz]보다도 낮은 경우에는, 이 FM 주파수 대역에서의 노이즈를 저감할 수 없게 된다.
본 실시 형태에서는, 상술한 제1 공진 주파수 fr1이 주파수 f3보다도 낮아지도록, 용량 소자(C2)의 정전 용량을 설정한다. 즉, 제1 공진 주파수 fr1이, 필터 회로(11)(저역 통과 필터)에 의한 감쇠율이 상승으로 돌아서는 주파수 f3보다도 낮아지도록 설정한다. 이와 같이 함으로써, 주파수 f3로 감쇠 특성이 상승한 경우에도, 라디오의 FM 주파수 대역에서 노이즈가 발생하는 것을 방지할 수 있다. 즉, 라디오의 FM 주파수 대역 등의 주파수 대역에 있어서, 제1 급전 모선(93)과 제2 급전 모선(94)에 흐르는 노이즈 전류를 제거하고, 금속 하우징(1)에 발생하는 노이즈를 저감할 수 있다.
이와 같이 하여, 제2 실시 형태에 따른 전력 변환 장치(102)에서는, 필터 회로(11)(저역 통과 필터)를 마련함으로써, 리액터(L1)의 인덕턴스와 용량 소자(C2)의 정전 용량에 의한 제1 공진 주파수 fr1이 존재함으로써 발생하는 노이즈를 저감할 수 있다. 따라서, 스위칭 소자(Q1)를 스위칭함으로써 발생하는 노이즈를 저감할 수 있다.
또한, 제1 공진 주파수 fr1을 필터 회로(11)의 차단 주파수 f1보다도 높게 설정함으로써, 제1 공진 주파수 fr1이 존재함으로써 발생하는 노이즈를 필터 회로(11)에서 더 효과적으로 제거할 수 있고, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭에 의해 발생하는 노이즈를 저감할 수 있다.
추가로, 제1 공진 주파수(fr1)를, 필터 회로(11)의 감쇠 특성이 불량으로 되는 주파수 f3(도 8 참조)보다도 낮은 주파수로 설정함으로써, 제1 공진 주파수 fr1이 존재함으로써 발생하는 노이즈를 필터 회로(11)에서 더 효과적으로 제거할 수 있고, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭에 의해 발생하는 노이즈를 저감할 수 있다.
[제3 실시 형태의 설명]
이어서, 본 발명의 제3 실시 형태에 대하여 설명한다. 도 9는, 본 발명의 제3 실시 형태에 따른 전력 변환 장치, 및 그 주변기기의 구성을 도시하는 회로도이다. 제3 실시 형태에 나타내는 전력 변환 장치(103)는 전술된 제1 실시 형태와 대비하여, 임피던스 회로(2a)의 내부에, 용량 소자(C2)와 저항 소자(R2)의 직렬 접속 회로가 마련되어 있는 점에서 상이하다. 그 이외의 구성은 도 1에 도시된 회로와 마찬가지이므로, 동일 부호를 붙여서 구성 설명을 생략한다.
저항 소자(R2)의 저항값은, 제2 급전 모선의 저항값(P3 내지 P4 사이의 저항값)보다도 작게 설정되어 있다.
그리고, 용량 소자(C2)의 정전 용량이, 제2 급전 모선(94)의 임피던스보다도 작아지는 주파수 대역에서는, 저항 소자(R2)가 존재함으로써, 임피던스 회로(2a)에 흐르는 고주파의 노이즈 에너지는, 저항 소자(R2)에 의해 열로서 소비된다. 이에 의해, 금속 하우징(1)에 발생하는 고주파의 노이즈 에너지를 흡수할 수 있다.
[제4 실시 형태의 설명]
이어서, 본 발명의 제4 실시 형태에 대하여 설명한다. 도 10은, 본 발명의 제4 실시 형태에 따른 임피던스 회로를 도시하는 도면이다. 제4 실시 형태에서는, 전술된 제1 실시 형태와 대비하여, 임피던스 회로(2b)의 내부에, 용량 소자(C2)와 저항 소자(R2)와 인덕턴스 소자(L2)의 직렬 접속 회로가 마련되어 있는 점에서 상이하다. 그 이외의 구성은 도 1에 도시된 회로와 마찬가지이다.
저항 소자(R2)의 저항값은, 제2 급전 모선(94)의 저항값(도 1의 P3 내지 P4사이의 저항값)보다도 작게 설정되어 있다. 또한, 인덕턴스 소자(L2)의 인덕턴스는, 리액터(L1)의 인덕턴스보다도 작게 설정되어 있다.
도 11은, 도 10에 있어서의, 리액터(L1) 및 임피던스 회로(2b)의 임피던스의 변화를 나타내는 그래프이다. 도 11에 있어서, 횡축은 주파수, 종축은 임피던스를 나타내고 있다. 추가로, 실선으로 나타내는 곡선 S11은 임피던스 회로(2b)를 마련한 경우의 특성을 나타내고, 점선으로 나타내는 곡선 S12는 임피던스 회로(2b)를 마련하지 않은 경우의 특성을 나타내고 있다.
도 11에 도시되는 주파수 fr1은, 임피던스 회로(2b)를 마련한 경우의 첫번째 공진 주파수(제1 공진 주파수)이며, 주파수 fr2는, 임피던스 회로(2b)를 마련하지 않은 경우의 공진 주파수이다. 또한, 주파수 fr3는, 임피던스 회로(2b)의 두번째 공진 주파수(제2 공진 주파수)이다. 제2 공진 주파수 fr3는, 이하의 (5) 식으로 나타낼 수 있다.
Figure 112018130779628-pct00002
제4 실시 형태에서는, 임피던스 회로(2b)에 인덕턴스 소자(L2)를 마련함으로써, 제2 공진 주파수 fr3가 존재한다. 이 제2 공진 주파수 fr3를 원하는 주파수보다도 높은 주파수로 설정함으로써, 원하는 주파수에 있어서의 임피던스를 저하시키고, 스위칭에 의해 발생하는 노이즈 전류를 제거하고, 금속 하우징(1)에 발생하는 고주파의 노이즈 에너지를 저감할 수 있다.
예를 들어 도 11에 있어서, 제2 공진 주파수 fr3를, 노이즈의 제거가 요망되는 라디오의 FM 주파수 대역의 주파수 fx보다도 높게 설정한다. 주파수 fx에 있어서 리액터(L1)에 기인하는 임피던스를 저감하고, 제1 급전 모선(93)의 임피던스를 제2 급전 모선(94)의 임피던스에 근접시킬 수 있다. 그 결과, 스위칭 소자(Q1)를 스위칭함으로써 발생하는 노이즈 전류를 제거하고, 금속 하우징(1)에 발생하는 고주파의 노이즈 에너지를 저감할 수 있다. 따라서, 라디오의 FM 주파수 대역 등의 주파수에 영향을 주는 것을 방지할 수 있다.
이와 같이 하여, 제4 실시 형태에서는, 임피던스 회로(2b)에 용량 소자(C2)와 저항 소자(R2)와 인덕턴스 소자(L2)의 직렬 접속 회로를 마련하고, 추가로, 제2 공진 주파수 fr3를 미리 설정된 소정의 주파수 fx(역치 주파수)보다도 높게 설정한다. 따라서, 주파수 fx에 있어서, 제1 급전 모선(93)의 임피던스를 저감할 수 있고, 스위칭에 의해 발생하는 노이즈를 저감할 수 있다.
추가로, 주파수 fx(역치 주파수)를 라디오의 FM 주파수 대역의 최대 주파수로 함으로써, 라디오의 주파수 대역에 있어서 제1 급전 모선(93)의 임피던스를 저감할 수 있고, 스위칭에 의해 발생하는 금속 하우징(1)에 흐르는 노이즈를 저감할 수 있다.
[제5 실시 형태의 설명]
이어서, 본 발명의 제5 실시 형태에 대하여 설명한다. 도 12는, 본 발명의 제5 실시 형태에 따른 전력 변환 장치에 사용되는 리액터(L1) 및 임피던스 회로(2c)의 구성을 모식적으로 도시하는 설명도이다. 도 12에 도시되는 바와 같이, 제1 급전 모선(93)은 2개의 모선(93a, 93b)으로 분할되어, 각각의 모선(93a, 93b)을 걸치도록 리액터(L1)가 마련되어 있다. 제1 급전 모선(93)은 평판 형상의 금속판으로 구성되어 있다.
2개의 모선(93a, 93b)의 사이에는, 디스크리트의 용량 소자(C0)가 마련되어 있다. 보다 상세하게는, 평판 형상을 이루는 2개의 모선(93a, 93b)의, 리액터(L1)가 설치되는 면과는 반대측의 면에, 각 모선(93a, 93b)을 접속하기 위한, 용량 소자(C0)가 마련되어 있다.
제5 실시 형태는, 전술된 제1 실시 형태와 대비하여, 임피던스 회로(2c)에 마련되는 용량 소자가, 디스크리트의 용량 소자(C0)인 점에서 상이하다. 디스크리트의 용량 소자(C0)를 사용함으로써, 제1 급전 모선(93)에 대하여 용이하게 설치하는 것이 가능하게 된다.
또한, 전술된 제3 실시 형태에 나타낸 저항 소자(R2)(도 9 참조), 제4 실시 형태에 나타낸 인덕턴스 소자(L2)(도 10 참조)를 디스크리트 소자로 구성하는 것도 가능하다.
이와 같이, 제5 실시 형태에서는, 임피던스 회로(2c)를 디스크리트 부품으로 구성하므로, 구성을 간소화할 수 있다.
[제6 실시 형태의 설명]
이어서, 본 발명의 제6 실시 형태에 대하여 설명한다. 도 13은, 본 발명의 제6 실시 형태에 따른 전력 변환 장치에 사용되는 리액터(L1) 및 임피던스 회로(2d)의 구성을 모식적으로 도시하는 설명도이다. 도 13에 도시되는 바와 같이, 제1 급전 모선(93)은 2개의 모선(93a, 93b)으로 분할되어, 각각의 모선(93a, 93b)을 걸치도록 리액터(L1)가 마련되어 있다. 제1 급전 모선(93)은 평판 형상의 금속판으로 구성되어 있다.
2개의 모선(93a, 93b)에 대하여 소정의 거리만큼 이격한 위치에, 평판 형상의 도전 부재(13)가 마련되어 있다. 보다 상세하게는, 평판 형상을 이루는 2개의 모선(93a, 93b)의, 리액터(L1)가 설치되는 면의 반대측 면에, 각 모선(93a, 93b)과 대치하여, 평판 형상의 도전 부재(13)가 용량 결합되어 있다.
따라서, 각 모선(93a, 93b)과 도전 부재(13) 사이에는, 정전 용량(C01, C02)이 존재한다. 이 때문에, 도 14의 등가 회로에 도시되는 바와 같이, 리액터(L1)에 대하여 병렬로 정전 용량(C01, C02)이 존재한다.
여기서, 임피던스 회로(2d)의 정전 용량(C2)은, 2개의 정전 용량(C01과 C02)의 직렬 합성 용량이기 때문에, 이하의 (6) 식으로 나타낼 수 있다.
C2=(C01·C02)/(C01+C02)…(6)
이와 같이, 본 실시 형태에서는, 임피던스 회로(2d)는 2개의 모선(93a, 93b)을 걸치도록 배치되고, 각 모선(93a, 93b)에 각각에 용량 결합된 도전 부재(13)로 구성된다. 따라서, 임피던스 회로(2d)의 정전 용량을, 각 모선(93a, 93b)과 도전 부재(13) 사이의 정전 용량(C01, C02)으로 구성할 수 있다. 따라서, 임피던스 회로(2d)의 구성을 간소화할 수 있다.
[제6 실시 형태의 제1 변형예의 설명]
이어서, 제6 실시 형태의 제1 변형예에 대하여 설명한다. 도 15는, 제6 실시 형태의 제1 변형예에 따른 전력 변환 장치에 사용되는 리액터(L1) 및 임피던스 회로(2e)의 구성을 모식적으로 도시하는 설명도이다. 도 15에 도시되는 바와 같이, 제1 급전 모선(93)은 2개의 모선(93a, 93b)으로 분할되어, 각각의 모선(93a, 93b)을 걸치도록 리액터(L1)가 마련되어 있다. 각 모선(93a, 93b)은 평판 형상의 금속판으로 구성되어 있다.
추가로, 2개의 모선(93a, 93b)과 대치하여, 평판 형상의 도전 부재(13)가 마련되어 있다. 도전 부재(13)와, 한쪽의 모선(93a) 사이에, 유전체(14)가 마련되어 있다. 일반적으로, 용량 소자의 정전 용량은 이하의 (7) 식으로 나타나는 것이 알려져 있다.
(정전 용량)=ε0·εr·(S/d)…(7)
단, ε0는 진공의 유전율, εr은 비유전율, S는 대향 면적, d는 거리이다.
따라서, 모선(93a)과 도전 부재(13) 사이에 유전체(14)를 마련함으로써, 비유전율 εr을 크게 할 수 있고, 나아가서는 정전 용량을 크게 할 수 있다.
그 결과, 리액터(L1)에 기인하는 임피던스를 저감하고, 제1 급전 모선(93)의 임피던스를 제2 급전 모선(94)의 임피던스에 근접시킬 수 있다. 이 때문에, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭에 의해 발생하는 노이즈 전류를 제거하고, 금속 하우징(1)에 발생하는 고주파의 노이즈 에너지를 저감하는 것이 가능하게 된다. 또한, 모선(93b)과 도전 부재(13) 사이에 유전체(14)를 마련하는 구성으로 해도 된다.
[제6 실시 형태의 제2 변형예의 설명]
이어서, 제6 실시 형태의 제2 변형예에 대하여 설명한다. 도 16은, 제6 실시 형태의 제2 변형예에 따른 전력 변환 장치에 사용되는 리액터(L1) 및 임피던스 회로(2f)의 구성을 모식적으로 도시하는 설명도이다. 도 16에 도시되는 바와 같이, 제2 변형예에서는, 전술된 제1 변형예와 대비하여, 도전 부재(13)와 2개의 모선(93a, 93b) 사이에 유전체(14)가 마련되어 있는 점에서 상이하다.
그리고, 이와 같은 구성에 있어서도, 모선(93a)과 도전 부재(13) 사이의 정전 용량 및 모선(93b)과 도전 부재(13) 사이의 정전 용량을 모두 크게 할 수 있으므로, 제1 변형예와 마찬가지로, 임피던스 회로(2f)의 정전 용량을 크게 하는 것이 가능하게 된다. 또한, 제1 변형예와 대비하여, 2개의 정전 용량을 크게 할 수 있으므로, 전체의 정전 용량을 용이하게 크게 하는 것이 가능하게 된다.
[제7 실시 형태의 설명]
이어서, 본 발명의 제7 실시 형태에 대하여 설명한다. 도 17은, 본 발명의 제7 실시 형태에 따른 전력 변환 장치에 사용되는 리액터(L1) 및 임피던스 회로(2g)의 구성을 모식적으로 도시하는 설명도이다. 도 17에 도시되는 바와 같이, 제1 급전 모선(93)은 2개의 모선(93a, 93b)으로 분할되어, 각각의 모선(93a, 93b)을 걸치도록 리액터(L1)가 마련되어 있다. 제1 급전 모선(93)은 평판 형상의 금속판으로 구성되어 있다.
2개의 모선(93a, 93b)에 대하여 소정의 거리만큼 이격된 위치에, 평판 형상의 도전 부재(21)가 마련되어 있다. 보다 상세하게는, 평판 형상을 이루는 각 모선(93a, 93b)의, 리액터(L1)가 설치되는 면과는 반대측의 면에, 2개의 모선(93a, 93b)과 대치하여, 평판 형상의 도전 부재(21)가 용량 결합되어 있다.
추가로, 도전 부재(21)에는, 3군데에 슬릿(22)이 뚫려 형성되어 있다. 즉, 슬릿(22)이 단면적의 가변부로 되어, 저항 성분이 형성된다. 또한, 도 17에서는, 3군데에 슬릿(22)을 형성하고 있지만, 슬릿의 개수는 3군데에 한정되지 않는다. 도전 부재(21)는 이 슬릿(22)에 의해 저항값이 향상되게 된다.
이 때문에, 도 18의 등가 회로에 도시되는 바와 같이, 임피던스 회로(2g)는 2개의 정전 용량(C01, C02)과, 저항 성분(R01)의 직렬 접속 회로로 된다.
그리고, 이와 같은 구성에 의해, 임피던스 회로(2g) 내에 RC 직렬 회로를 형성할 수 있고, 리액터(L1)에 기인하는 임피던스를 작게 할 수 있다. 따라서, 제1 급전 모선(93)의 임피던스를 제2 급전 모선(94)의 임피던스에 근접시킬 수 있고, 스위칭에 의해 발생하는 노이즈 전류를 제거하고, 금속 하우징(1)에 발생하는 고주파의 노이즈 에너지를 저감하는 것이 가능하게 된다.
또한, 슬릿(22)의 개수나 단면적을 조정하여 저항값을 변경할 수 있으므로, 저항값의 설정이 용이하게 된다.
[기타 실시 형태]
상술된 각 실시 형태에서는, 도 1에 도시된 바와 같이, 스위칭 소자(Q1)와 다이오드(D1)로 이루어지는 파워 모듈(4)을 사용하여 전력을 변환하는 예에 대하여 설명하였다. 본 발명은 이것에 한정되지 않고, 예를 들어 도 19에 도시되는 바와 같이, 평활 콘덴서(C100)의 전단에, 다이오드 브리지 회로로 이루어지는 정류 회로(31)를 마련해도 된다. 이 경우에는, 전원(91)으로부터 공급되는 전력이 교류일 경우에, 이 교류를 정류하여 파워 모듈(4)에 공급하는 것이 가능하게 된다.
추가로, 도 20에 도시되는 바와 같이, 리액터(L1)의 후단에, 4개의 스위칭 소자로 이루어지는 파워 모듈(4a), 해당 파워 모듈(4a)을 제어하는 제어 회로(34), 트랜스(35) 및 4개의 다이오드로 이루어지는 정류 회로(33)를 구비한 전력 변환 장치로 해도 된다. 이와 같은 구성에 있어서도, 전원(91)과 파워 모듈(4a) 사이에 마련된 리액터(L1)에 대하여 임피던스 회로(2)를 마련함으로써, 노이즈를 저감하는 것이 가능하게 된다.
이상, 본 발명의 전력 변환 장치를 도시된 실시 형태에 기초하여 설명했지만, 본 발명은 이것에 한정되는 것은 아니고, 각 부의 구성은, 마찬가지 기능을 갖는 임의의 구성의 것으로 치환될 수 있다.
1: 금속 하우징
2, 2a, 2b, 2c, 2d, 2e, 2f, 2g: 임피던스 회로
3, 34: 제어 회로
4, 4a: 파워 모듈
11: 필터 회로
13: 도전 부재
14: 유전체
21: 도전 부재
22: 슬릿
31, 33: 정류 회로
35: 트랜스
91: 전원
92: 부하
93: 제1 급전 모선
93a: 모선
93b: 모선
94: 제2 급전 모선
101, 102, 103: 전력 변환 장치
C100, C200: 평활 콘덴서
D1: 다이오드
Q1: 스위칭 소자
R2: 저항 소자

Claims (15)

  1. 한 쌍의 급전 모선으로부터 공급되는 전력을 변환하는 전력 변환 장치이며,
    상기 한 쌍의 급전 모선 중 어느 한쪽에 접속되는 리액터와,
    상기 한 쌍의 급전 모선에 공급되는 전력을 스위칭에 의해 변환하는 스위칭 소자와,
    상기 리액터에 대하여 병렬로 배치된 임피던스 회로를 구비하고,
    상기 임피던스 회로는, 상기 한 쌍의 급전 모선 중 제1 급전 모선의 임피던스가 상기 한 쌍의 급전 모선 중 제2 급전 모선의 임피던스에 근접하도록 구성되는 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 임피던스 회로는, 용량 소자를 포함하는 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 용량 소자의 정전 용량은, 상기 리액터에 포함되는 기생 용량보다도 큰 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  4. 제2항 또는 제3항에 있어서,
    상기 용량 소자의 정전 용량과, 상기 리액터의 인덕턴스에 의한 제1 공진 주파수는, 상기 스위칭 소자의 스위칭 주파수보다도 높은 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  5. 제2항 또는 제3항에 있어서,
    상기 리액터의 상류측의, 상기 한 쌍의 급전 모선 사이에 접속된 저역 통과 필터를 더 구비하고,
    상기 리액터의 인덕턴스와, 상기 용량 소자의 정전 용량에 의한 제1 공진 주파수는, 상기 저역 통과 필터의 차단 주파수보다도 높은 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제1 공진 주파수는, 상기 저역 통과 필터의 저지 주파수보다도 높은 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 제1 공진 주파수는, 상기 저역 통과 필터에 의한 감쇠율이 상승으로 바뀌는 주파수보다도 낮은 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  8. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 리액터는, 상기 제1 급전 모선에 접속되고,
    상기 임피던스 회로는, 저항 소자를 갖고,
    상기 저항 소자의 저항값은, 상기 임피던스 회로가 미접속된 제2 급전 모선의 저항값보다 작은 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  9. 제2항 또는 제3항에 있어서,
    상기 임피던스 회로는, 상기 용량 소자에 더하여 인덕턴스 소자를 구비하고,
    상기 용량 소자의 정전 용량과, 상기 인덕턴스 소자의 인덕턴스에 의한 제2 공진 주파수는, 미리 설정된 역치 주파수보다도 높은 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 역치 주파수는 라디오의 FM 주파수 대역의 최대 주파수인 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  11. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 임피던스 회로는, 디스크리트 부품에 의해 구성되는 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  12. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 리액터는, 상기 제1 급전 모선에 접속되고,
    상기 임피던스 회로는, 상기 임피던스 회로가 접속된 상기 제1 급전 모선으로부터 이격하여 용량 결합된 도전 부재인 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 제1 급전 모선과, 상기 도전 부재 사이에 유전체를 마련한 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 리액터의 한쪽 단자에 접속된 상기 제1 급전 모선과, 상기 도전 부재 사이에만 상기 유전체를 마련한 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  15. 제12항에 있어서,
    상기 도전 부재는 평판 형상을 이루고, 해당 도전 부재에 단면적의 가변부를 형성하여, 저항 성분을 형성하는 것
    을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6942963B2 (ja) * 2017-01-12 2021-09-29 株式会社豊田自動織機 車載用流体機械
US20210126523A1 (en) * 2020-01-19 2021-04-29 Tong Chen Electric power conversion system
EP4093051A1 (en) * 2021-05-21 2022-11-23 GN Hearing A/S Hearing aid with dual coil components for noise cancellation

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2003105328A1 (de) 2002-06-07 2003-12-18 Epcos Ag Stromkompensierte drossel und schaltungsanordnung mit der stromkompensierten drossel
US20080204126A1 (en) 2007-02-26 2008-08-28 Shuo Wang Common mode noise reduction using parasitic capacitance cancellation
US20110133838A1 (en) 2009-12-08 2011-06-09 Susanne Paul Low output impedance rf amplifier
JP2016144353A (ja) 2015-02-04 2016-08-08 三菱電機株式会社 電力変換装置

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62131757A (ja) * 1985-11-29 1987-06-15 Hitachi Metals Ltd フイルタ−回路
US4720668A (en) * 1986-06-20 1988-01-19 Lee Fred C Zero-voltage switching quasi-resonant converters
JPH10127048A (ja) * 1996-10-15 1998-05-15 Matsushita Electric Works Ltd 電力変換装置
JPH11341787A (ja) 1998-05-26 1999-12-10 Hitachi Ltd 電源回路およびフィルタ装置
JP4111326B2 (ja) * 2003-05-20 2008-07-02 Ｔｄｋ株式会社 スイッチング電源装置
JP2007507200A (ja) * 2003-09-25 2007-03-22 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ スイッチモード電力変換器
JP4850395B2 (ja) * 2004-06-16 2012-01-11 株式会社日立製作所 鉄道車両用電力変換装置
US7193477B2 (en) * 2005-06-08 2007-03-20 Integrated System Solution Corp. Concurrent triple-band gain amplifier for multi-standard coexist communications
DE102007006840B3 (de) * 2007-02-12 2008-04-24 Siemens Ag Dämpfungselement
US7898827B2 (en) * 2008-05-22 2011-03-01 Honeywell International Inc. Active EMI filtering using magnetic coupling cancellation
US8520420B2 (en) * 2009-12-18 2013-08-27 Power Systems Technologies, Ltd. Controller for modifying dead time between switches in a power converter
EP2648483B1 (en) * 2012-04-06 2019-08-07 Dialog Semiconductor GmbH Method of preventing spurious ringing during discontinuous conduction mode in inductive boost converters for white LED drivers
JP6017831B2 (ja) * 2012-05-14 2016-11-02 株式会社アルバック 直列共振型ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP5991137B2 (ja) * 2012-10-19 2016-09-14 日産自動車株式会社 電力変換装置
JP2014220889A (ja) * 2013-05-07 2014-11-20 昭和電工株式会社 ワイヤレス給電方法及びワイヤレス給電システム
CN103457454B (zh) * 2013-08-21 2016-08-24 华为技术有限公司 一种电压变换器和共模噪声阻抗调整方法
RU142952U1 (ru) * 2014-03-20 2014-07-10 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Московский авиационный институт (национальный исследовательский университет)" (МАИ) Импульсный однотактный преобразователь
TWI584564B (zh) * 2014-04-22 2017-05-21 國立臺灣科技大學 具軟切換且能降低輸入或輸出電流漣波之逆變或整流電路
EP3185410A4 (en) * 2014-08-22 2018-04-11 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
US9906136B2 (en) * 2015-01-06 2018-02-27 Infineon Technologies Austria Ag System and method for LLC converter design

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2003105328A1 (de) 2002-06-07 2003-12-18 Epcos Ag Stromkompensierte drossel und schaltungsanordnung mit der stromkompensierten drossel
US20080204126A1 (en) 2007-02-26 2008-08-28 Shuo Wang Common mode noise reduction using parasitic capacitance cancellation
US20110133838A1 (en) 2009-12-08 2011-06-09 Susanne Paul Low output impedance rf amplifier
JP2016144353A (ja) 2015-02-04 2016-08-08 三菱電機株式会社 電力変換装置

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