JPWO2017208420A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

第１給電母線（９３）及び第２給電母線（９４）より供給される電力を変換する電力変換装置であり、第１給電母線（９３）に接続されるリアクトル（Ｌ１）と、第１給電母線（９３）と第２給電母線（９４）の間に供給される電力をスイッチングにより変換するパワーモジュール（４）を備える。パワーモジュール（４）は、スイッチング素子（Ｑ１）を備える。更に、第１給電母線（９３）のリアクトル（Ｌ１）に対して並列に配置したインピーダンス回路（２）を備える。

Description

本発明は、交流電源或いは直流電源より出力される電力を所望の直流電力に変換する電力変換装置に関する。
従来より、電気自動車やハイブリッド車両等では、高電圧のバッテリから低電圧のバッテリへ充電するために、電力変換装置が用いられている。電力変換装置は、内部にディスクリートパッケージのパワー半導体素子や、モジュール化されたパワー半導体素子からなるスイッチ（以下、「パワーモジュール」という）が搭載されている。パワーモジュールは、制御回路より与えられる信号により、スイッチのオン、オフを切り替えて電圧を変換する。
パワーモジュールは、スイッチング素子のオン、オフを切り替える際に、スイッチングノイズが発生し、このスイッチングノイズは電源側、及び負荷側へ伝搬する。従って、例えば、一般家庭に設けられている商用電源から、車両に搭載した電力変換装置に電力を供給する場合には、家庭側の電気系統にノイズが伝搬することがある。
特許文献１には、ノイズを除去するために、チョークコイルを２分割して、電源ライン、及びグランドラインの双方に挿入することや、チョークコイルの前段、及び後段の双方にフィルタを設けることによりノイズを除去することが開示されている。
特開平１１−３４１７８７号公報
しかしながら、特許文献１に開示された回路では、装置規模が大型化するという問題がある。
本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、装置規模を大型化することなくスイッチングにより発生するノイズを低減することが可能な電力変換装置を提供することにある。
本発明の一態様は、第１給電母線に接続されるリアクトルと、第１給電母線と第２給電母線との間に供給される電力をスイッチングにより変換するスイッチング素子と、第１給電母線のリアクトルに対して並列に配置したインピーダンス回路とを備える。
本発明の一態様によれば、装置規模を大型化することなくスイッチングにより発生するノイズを低減できる。
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置、及びその周辺機器の構成を示す回路図である。 図２は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の、リアクトル、及びインピーダンス回路の構成を示す回路図である。 図３は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置を採用した場合、及び採用しない場合の、周波数とインピーダンスとの関係を示すグラフである。 図４は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置を採用した場合、及び採用しない場合の、ノイズ電流の変化を示すグラフである。 図５は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置を採用した場合、及び採用しない場合の、周波数とノイズレベルの関係を示すグラフである。 図６は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置、及びその周辺機器の構成を示す回路図である。 図７は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置に用いられるフィルタ回路のカットオフ特性を示すグラフである。 図８は、フィルタ回路が、インダクタンス或いは静電容量に影響された場合のカットオフ特性を示すグラフである。 図９は、本発明の第３実施形態に係る電力変換装置、及びその周辺機器の構成を示す回路図である。 図１０は、本発明の第４実施形態に係る電力変換装置の、リアクトル及びインピーダンス回路を示す図である。 図１１は、本発明の第４実施形態に係る電力変換装置の、周波数とインピーダンスとの関係を示すグラフである。 図１２は、本発明の第５実施形態に係る電力変換装置の、リアクトル及びインピーダンス回路を示す図である。 図１３は、本発明の第６実施形態に係る電力変換装置の、リアクトル及びインピーダンス回路を示す図である。 図１４は、図１３に示したリアクトル及びインピーダンス回路の等価回路図である。 図１５は、本発明の第６実施形態の第１変形例に係る電力変換装置の、リアクトル及びインピーダンス回路を示す図である。 図１６は、本発明の第６実施形態の第２変形例に係る電力変換装置の、リアクトル及びインピーダンス回路を示す図である。 図１７は、本発明の第７実施形態に係る電力変換装置の、リアクトル及びインピーダンス回路を示す図である。 図１８は、図１７に示したリアクトル及びインピーダンス回路の等価回路図である。 図１９は、本発明の実施形態に係る電力変換装置、及びその周辺機器の構成を示す回路図であり、整流回路を備えた例を示す。 図２０は、本発明の実施形態に係る電力変換装置、及びその周辺機器の構成を示す回路図であり、ブリッジ型のパワーモジュール及び整流回路を備えた例を示す。
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
［第１実施形態の説明］
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置、及びその周辺機器の構成を示す回路図である。図１に示すように、本実施形態に係る電力変換装置１０１は、全体が鉄やアルミニウム等の金属筐体１で覆われている。また、電力変換装置１０１の入力側は、第１給電母線９３及び第２給電母線９４を介して、直流を出力する電源９１に接続され、出力側は負荷９２に接続されている。従って、電源９１より供給される電圧を所望の電圧に変換して負荷９２に供給することができる。電源９１は、例えば一般家庭に設けられる商用電源やバッテリであり、負荷９２は、例えば電気自動車やハイブリッド車両に搭載されるバッテリである。
電源９１のプラス端子は、第１給電母線９３に接続され、マイナス端子は、第２給電母線９４に接続されている。第１給電母線９３には、リアクトルＬ１が接続されている。また、リアクトルＬ１の後段側の第１給電母線９３と第２給電母線９４の間には、スイッチング素子Ｑ１及びダイオードＤ１を有するパワーモジュール４が接続されている。
スイッチング素子Ｑ１は、例えばＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチであり、該スイッチング素子Ｑ１の制御入力（例えば、ＭＯＳＦＥＴのゲート）は、該スイッチング素子Ｑ１のオン、オフを制御する制御回路３に接続されている。そして、制御回路３の制御によりスイッチング素子Ｑ１のオン、オフを切り替えてデューティ比を制御することにより、電源９１より供給される直流を、異なる電圧の直流に変換して負荷９２に供給する。
リアクトルＬ１は、例えば、トロイダル巻線型のコイルである。また、パワーモジュール４の前段及び後段には、それぞれ平滑コンデンサＣ１００、Ｃ２００が設けられている。
リアクトルＬ１に対して並列にインピーダンス回路２が設けられている。本実施形態では、インピーダンス回路２を設けることにより、高周波帯域でのリアクトルＬ１に起因して生じるインピーダンスを低減し、ノイズが金属筐体１に伝搬することを防止する。より詳細には、第１給電母線９３の点Ｐ１〜Ｐ２間のインピーダンスと、第２給電母線９４の点Ｐ３〜Ｐ４間のインピーダンスを近づけることにより、第１給電母線９３より生じるノイズと第２給電母線９４より生じるノイズを打ち消して、金属筐体１に伝搬する高周波のノイズを低減させる。なお、「インピーダンスを近づける」とは、インピーダンスを一致させることを含む概念である。
図２は、図１に示したリアクトルＬ１、及びインピーダンス回路２の詳細な構成を示す回路図である。図２に示すように、リアクトルＬ１は、寄生容量Ｃ１を有している。また、リアクトルＬ１に対して並列に接続されるインピーダンス回路２は、容量素子Ｃ２を含んでいる。なお、以下では素子を示す記号と、その素子の数値を同一の記号で示すことにする。例えば、リアクトルＬ１のインダクタンスはＬ１であり、容量素子Ｃ２の静電容量はＣ２である。
容量素子Ｃ２の静電容量は、寄生容量Ｃ１よりも大きく設定されている。即ち、Ｃ２＞Ｃ１である。従って、容量素子Ｃ２を設けることにより、リアクトルＬ１に対して並列に接続される静電容量をインピーダンスＺ１とすると、インピーダンスＺ１は、以下の（１）式で示すことができる。
Ｚ１＝１／｛ｊ・ω・（Ｃ１＋Ｃ２）｝ …（１）
また、容量素子Ｃ２を設けない場合のインピーダンスＺ２は、以下の（２）式で示すことができる。
Ｚ２＝１／（ｊ・ω・Ｃ１） …（２）
そして、（１）式、（２）式から、Ｚ１＜Ｚ２であることが理解され、寄生容量Ｃ１よりも静電容量が大きい容量素子Ｃ２を設けたことにより、第１給電母線９３のインピーダンスを低減することができる。
図３は、図２に示したリアクトルＬ１及びインピーダンス回路２の、インピーダンスの変化を示すグラフである。図３において、横軸は周波数、縦軸はインピーダンスを示している。実線で示す曲線Ｓ１は、容量素子Ｃ２を設けた場合の特性を示し、点線で示す曲線Ｓ２は、容量素子Ｃ２を設けない場合の特性を示している。
周波数ｆr1は、容量素子Ｃ２を設けた場合の共振周波数（第１共振周波数）であり、周波数ｆr2は、容量素子Ｃ２を設けない場合の共振周波数である。周波数ｆr1、ｆr2はそれぞれ以下の（３）式、（４）式で示すことができる。
Figure 2017208420
また、図３に示す周波数ｆswは、図１に示したスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数である。そして、図３から理解されるように、第１共振周波数ｆr1を、周波数ｆswよりも高い周波数としている。従って、図３において、曲線Ｓ１と曲線Ｓ２の交点の周波数ｆｐよりも高い周波数帯域では、曲線Ｓ１は、曲線Ｓ２よりもインピーダンスが小さくなる。従って、この周波数帯域において、図１に示した第１給電母線９３のインピーダンスを第２給電母線９４のインピーダンスに近づけることができる。その結果、第１給電母線９３より発生するノイズと、第２給電母線９４より発生するノイズを打ち消すことができ、ノイズの影響を低減することが可能となる。
また、リアクトルＬ１の寄生容量Ｃ１は、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数、リアクトルＬ１の巻き数、巻線の構造により変化する。寄生容量Ｃ１が数ｐＦ程度の場合には、数百ｐＦ程度の静電容量を備えた容量素子Ｃ２を設けることにより、図３に示す矢印Ｙ１のように、高周波数帯域のインピーダンスを低下させることができる。
図４は、金属筐体１に流れる電流波形を示すグラフである。図４の横軸は時間を示し、パワーモジュール４内部のスイッチング素子Ｑ１が２回オン、オフした時間を示している。縦軸は、金属筐体１に流れる電流値を示している。実線で示す曲線Ｓ３はインピーダンス回路２を設けた場合の特性を示し、点線で示す曲線Ｓ４はインピーダンス回路２を設けない場合の特性を示している。
図４に示すように、インピーダンス回路２を設けない場合には、符号Ｘ１に示す範囲で電流値が変化しているのに対し、インピーダンス回路２を設けた場合には、符号Ｘ２に示す範囲で電流値が変化する。従って、インピーダンス回路２を設けることにより、金属筐体１に流れるノイズ電流のピーク値が低減されていることが理解される。
図５は、横軸が周波数、縦軸がノイズレベルであり、図４に示した電流波形を周波数解析したときの、ノイズレベルの変化を示している。また、実線はインピーダンス回路２を設けた場合の電流波形を示し、破線はインピーダンス回路２を設けない場合の特性を示している。そして、図５の特性曲線から理解されるように、インピーダンス回路２を設けることにより、高周波数帯域で金属筐体１に生じるノイズレベルが低減されていることが判る。具体的には、符号Ｘ３に示す分のノイズが低減している。
このようにして、第１実施形態に係る電力変換装置１０１では、リアクトルＬ１に対して並列にインピーダンス回路２を設けているので、リアクトルＬ１に起因するインピーダンスを低減でき、ひいては第１給電母線９３のインピーダンスを低減できる。そのため、第１給電母線９３のインピーダンスを第２給電母線９４のインピーダンスに近づけることができる。その結果、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングにより生じるノイズ電流を打ち消し、金属筐体１に生じる高周波のノイズを低減することが可能となる。
また、インピーダンス回路２が容量素子Ｃ２を備える構成とすることにより、リアクトルＬ１のインダクタンスを容易に打ち消すことができる。従って、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングにより生じるノイズ電流を打ち消して、金属筐体１に生じる高周波ノイズを低減することが可能となる。
更に、インピーダンス回路２の容量素子Ｃ２の静電容量を、リアクトルＬ１の寄生容量Ｃ１よりも大きくすることにより、図３に示したように、第１共振周波数ｆr1を、周波数ｆr2よりも低く設定できる。従って、より簡単な方法で、リアクトルＬ１に起因するインピーダンスを低減し、第１給電母線９３のインピーダンスを第２給電母線９４のインピーダンスに近づけることができる。
また、図３に示したように、第１共振周波数ｆr1を、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数ｆswよりも大きくすることにより、電力変換時のスイッチング駆動動作に影響されることなく、リアクトルＬ１に起因する高周波のインピーダンスを低減できる。従って、確実に高周波ノイズを低減することが可能となる。
［第２実施形態の説明］
次に、本発明の第２実施形態について説明する。図６は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置、及びその周辺機器の構成を示す回路図である。図１に示すように、第２実施形態に係る電力変換装置１０２は、前述した第１実施形態と対比して、リアクトルＬ１の上流側にフィルタ回路１１（ローパスフィルタ）を備えた点で相違する。それ以外の構成は、図１と同様であるので、同一符号を付して構成説明を省略する。
フィルタ回路１１は、ＬＣローパスフィルタであり、チョークコイル及び３つのコンデンサを備えている。なお、フィルタ回路１１の構成は、この構成に限定されるものではなく、他の構成のものでもよい。フィルタ回路１１は、図７に如くの減衰特性を有しており、ゲインが３ｄＢ減衰する周波数であるカットオフ周波数がｆ１とされている。また、ノイズの除去が望まれる周波数を、阻止周波数ｆ２として示している。
そして、上述の（３）式で示した第１共振周波数ｆr1が、フィルタ回路１１のカットオフ周波数ｆ１よりも大きくなるように容量素子Ｃ２の静電容量を設定する。よって、第１共振周波数ｆr1により発生するノイズを、フィルタ回路１１にて低減することができる。
また、第１共振周波数ｆr1が阻止周波数ｆ２よりも高くなるように容量素子Ｃ２の静電容量を設定することにより、より効果的にノイズを低減することができる。阻止周波数ｆ２は、例えばスイッチング素子Ｑ１をスイッチングする際の基本周波数、或いは、低次高調波周波数に設定する。
また、実際にフィルタ回路１１を構成する場合には、フィルタ回路１１を構成する各部品の寄生容量、或いは寄生インダクタンスの影響により、フィルタ回路１１の減衰特性が不良となる周波数が生じる。具体的には、フィルタ回路１１を構成するコンデンサの等価直列インダクタンスや、チョークコイルの巻線間に寄生する等価容量によって、減衰特性が不良となる。
その結果、理想的には図７に示すように、カットオフ周波数ｆ１を超えると周波数が高まるに連れて減衰特性が低下する特性を有するが、実際には上記の理由により、図８に示すように、周波数ｆ３を超えると、周波数が高まるに連れて減衰特性が上昇する特性となる。従って、周波数ｆ３よりも高い周波数帯域のノイズを除去することができなくなってしまう。例えば、周波数ｆ３がラジオのＦＭ周波数帯域である７６［ＭＨｚ］〜１０８［ＭＨｚ］よりも低い場合には、このＦＭ周波数帯域でのノイズを低減できなくなる。
本実施形態では、上述の第１共振周波数ｆr1が周波数ｆ３よりも低くなるように、容量素子Ｃ２の静電容量を設定する。即ち、第１共振周波数ｆr1が、フィルタ回路１１（ローパスフィルタ）による減衰率が上昇に転じる周波数ｆ３よりも低くなるように設定する。こうすることにより、周波数ｆ３で減衰特性が上昇した場合でも、ラジオのＦＭ周波数帯域にてノイズが発生することを防止できる。即ち、ラジオのＦＭ周波数帯域等の周波数帯域において、第１給電母線９３と第２給電母線９４に流れるノイズ電流を打ち消して、金属筐体１に生じるノイズを低減することができる。
このようにして、第２実施形態に係る電力変換装置１０２では、フィルタ回路１１（ローパスフィルタ）を設けることにより、リアクトルＬ１のインダクタンスと容量素子Ｃ２の静電容量による第１共振周波数ｆr1が存在することにより生じるノイズを低減することができる。従って、スイッチング素子Ｑ１をスイッチングすることにより生じるノイズを低減することができる。
また、第１共振周波数ｆr1をフィルタ回路１１のカットオフ周波数ｆ１よりも高く設定することにより、第１共振周波数ｆr1が存在することにより生じるノイズをフィルタ回路１１にてより効果的に除去することができ、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングにより生じるノイズを低減することができる。
更に、第１共振周波数ｆr1を、フィルタ回路１１の減衰特性が不良となる周波数ｆ３（図８参照）よりも低い周波数に設定することにより、第１共振周波数ｆr1が存在することにより生じるノイズをフィルタ回路１１にてより効果的に除去することができ、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングにより生じるノイズを低減することができる。
［第３実施形態の説明］
次に、本発明の第３実施形態について説明する。図９は、本発明の第３実施形態に係る電力変換装置、及びその周辺機器の構成を示す回路図である。第３実施形態に示す電力変換装置１０３は、前述した第１実施形態と対比して、インピーダンス回路２ａの内部に、容量素子Ｃ２と抵抗素子Ｒ２の直列接続回路が設けられている点で相違する。それ以外の構成は図１に示した回路と同様であるので、同一符号を付して構成説明を省略する。
抵抗素子Ｒ２の抵抗値は、第２給電母線の抵抗値（Ｐ３〜Ｐ４間の抵抗値）よりも小さく設定されている。
そして、容量素子Ｃ２の静電容量が、第２給電母線９４のインピーダンスよりも小さくなる周波数帯域では、抵抗素子Ｒ２が存在することにより、インピーダンス回路２ａに流れる高周波のノイズエネルギーは、抵抗素子Ｒ２により熱として消費される。これにより、金属筐体１に生じる高周波のノイズエネルギーを吸収することができる。
［第４実施形態の説明］
次に、本発明の第４実施形態について説明する。図１０は、本発明の第４実施形態に係るインピーダンス回路を示す図である。第４実施形態では、前述した第１実施形態と対比して、インピーダンス回路２ｂの内部に、容量素子Ｃ２と抵抗素子Ｒ２とインダクタンス素子Ｌ２の直列接続回路が設けられている点で相違する。それ以外の構成は図１に示した回路と同様である。
抵抗素子Ｒ２の抵抗値は、第２給電母線９４の抵抗値（図１のＰ３〜Ｐ４間の抵抗値）よりも小さく設定されている。また、インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスは、リアクトルＬ１のインダクタンスよりも小さく設定されている。
図１１は、図１０における、リアクトルＬ１、及びインピーダンス回路２ｂのインピーダンスの変化を示すグラフである。図１１において、横軸は周波数、縦軸はインピーダンスを示している。更に、実線で示す曲線Ｓ１１はインピーダンス回路２ｂを設けた場合の特性を示し、点線で示す曲線Ｓ１２はインピーダンス回路２ｂを設けない場合の特性を示している。
図１１に示す周波数ｆr1は、インピーダンス回路２ｂを設けた場合の一つ目の共振周波数（第１共振周波数）であり、周波数ｆr2は、インピーダンス回路２ｂを設けない場合の共振周波数である。また、周波数ｆr3は、インピーダンス回路２ｂの二つ目の共振周波数（第２共振周波数）である。第２共振周波数ｆr3は、以下の（５）式で示すことができる。
Figure 2017208420
第４実施形態では、インピーダンス回路２ｂにインダクタンス素子Ｌ２を設けることにより、第２共振周波数ｆr3が存在する。この第２共振周波数ｆr3を所望の周波数よりも高い周波数に設定することで、所望の周波数におけるインピーダンスを低下させ、スイッチングにより生じるノイズ電流を打ち消し、金属筐体１に生じる高周波のノイズエネルギーを低減することができる。
例えば図１１において、第２共振周波数ｆr3を、ノイズの除去が望まれるラジオのＦＭ周波数帯域の周波数ｆｘよりも高く設定する。周波数ｆｘにおいてリアクトルＬ１に起因するインピーダンスを低減し、第１給電母線９３のインピーダンスを第２給電母線９４のインピーダンスを近づけることができる。その結果、スイッチング素子Ｑ１をスイッチングすることにより生じるノイズ電流を打ち消し、金属筐体１に生じる高周波のノイズエネルギーを低減することができる。よって、ラジオのＦＭ周波数帯域等の周波数に影響を与えることを防止できる。
このようにして、第４実施形態では、インピーダンス回路２ｂに容量素子Ｃ２と抵抗素子Ｒ２とインダクタンス素子Ｌ２の直列接続回路を設け、更に、第２共振周波数ｆr3を予め設定した所定の周波数ｆｘ（閾値周波数）よりも高く設定する。従って、周波数ｆｘにおいて、第１給電母線９３のインピーダンスを低減でき、スイッチングにより生じるノイズを低減することができる。
更に、周波数ｆｘ（閾値周波数）をラジオのＦＭ周波数帯域の最大周波数とすることにより、ラジオの周波数帯域において第１給電母線９３のインピーダンスを低減でき、スイッチングにより生じる金属筐体１に流れるノイズを低減することができる。
［第５実施形態の説明］
次に、本発明の第５実施形態について説明する。図１２は、本発明の第５実施形態に係る電力変換装置に用いられるリアクトルＬ１、及びインピーダンス回路２ｃの構成を模式的に示す説明図である。図１２に示すように、第１給電母線９３は２つの母線９３ａ、９３ｂに分割され、それぞれの母線９３ａ、９３ｂを跨ぐようにリアクトルＬ１が設けられている。第１給電母線９３は平板形状の金属板で構成されている。
２つの母線９３ａ、９３ｂの間には、ディスクリートの容量素子Ｃ０が設けられている。より詳細には、平板形状を成す２つの母線９３ａ、９３ｂの、リアクトルＬ１が取り付けられる面とは反対側の面に、各母線９３ａ、９３ｂを接続するための、容量素子Ｃ０が設けられている。
第５実施形態は、前述した第１実施形態と対比して、インピーダンス回路２ｃに設けられる容量素子が、ディスクリートの容量素子Ｃ０である点で相違している。ディスクリートの容量素子Ｃ０を用いることにより、第１給電母線９３に対して容易に取り付けることが可能となる。
また、前述した第３実施形態に示した抵抗素子Ｒ２（図９参照）、第４実施形態に示したインダクタンス素子Ｌ２（図１０参照）をディスクリート素子で構成することも可能である。
このように、第５実施形態では、インピーダンス回路２ｃをディスクリート部品で構成するので、構成を簡素化することができる。
［第６実施形態の説明］
次に、本発明の第６実施形態について説明する。図１３は、本発明の第６実施形態に係る電力変換装置に用いられるリアクトルＬ１、及びインピーダンス回路２ｄの構成を模式的に示す説明図である。図１３に示すように、第１給電母線９３は２つの母線９３ａ、９３ｂに分割され、それぞれの母線９３ａ、９３ｂを跨ぐようにリアクトルＬ１が設けられている。第１給電母線９３は平板形状の金属板で構成されている。
２つの母線９３ａ、９３ｂに対して所定の距離だけ離間した位置に、平板形状の導電部材１３が設けられている。より詳細には、平板形状を成す２つの母線９３ａ、９３ｂの、リアクトルＬ１が取り付けられる面の反対側の面に、各母線９３ａ、９３ｂと対峙して、平板形状の導電部材１３が容量結合されている。
従って、各母線９３ａ、９３ｂと導電部材１３との間には、静電容量Ｃ０１、Ｃ０２が存在する。このため、図１４の等価回路に示すように、リアクトルＬ１に対して並列に静電容量Ｃ０１、Ｃ０２が存在する。
ここで、インピーダンス回路２ｄの静電容量Ｃ２は、２つの静電容量Ｃ０１とＣ０２の直列合成容量であるから、以下の（６）式にて示すことができる。
Ｃ２＝（Ｃ０１・Ｃ０２）／（Ｃ０１＋Ｃ０２） …（６）
このように、本実施形態では、インピーダンス回路２ｄは、２つの母線９３ａ、９３ｂを跨ぐように配置され、各母線９３ａ、９３ｂにそれぞれに容量結合された導電部材１３で構成される。従って、インピーダンス回路２ｄの静電容量を、各母線９３ａ、９３ｂと導電部材１３との間の静電容量Ｃ０１、Ｃ０２で構成することができる。従って、インピーダンス回路２ｄの構成を簡素化することができる。
［第６実施形態の第１変形例の説明］
次に、第６実施形態の第１変形例について説明する。図１５は、第６実施形態の第１変形例に係る電力変換装置に用いられるリアクトルＬ１、及びインピーダンス回路２ｅの構成を模式的に示す説明図である。図１５に示すように、第１給電母線９３は２つの母線９３ａ、９３ｂに分割され、それぞれの母線９３ａ、９３ｂを跨ぐようにリアクトルＬ１が設けられている。各母線９３ａ、９３ｂは平板形状の金属板で構成されている。
更に、２つの母線９３ａ、９３ｂと対峙して、平板形状の導電部材１３が設けられている。導電部材１３と、一方の母線９３ａとの間に、誘電体１４が設けられている。一般に、容量素子の静電容量は以下の（７）式で示されることが知られている。
（静電容量）＝ε0・εr・（Ｓ／ｄ） …（７）
但し、ε0は真空の誘電率、εrは比誘電率、Ｓは対向面積、ｄは距離である。
従って、母線９３ａと導電部材１３との間に誘電体１４を設けることにより、比誘電率εrを大きくすることができ、ひいては静電容量を大きくすることができる。
その結果、リアクトルＬ１に起因するインピーダンスを低減し、第１給電母線９３のインピーダンスを第２給電母線９４のインピーダンスに近づけることできる。このため、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングにより生じるノイズ電流を打ち消し、金属筐体１に生じる高周波のノイズエネルギーを低減することが可能となる。なお、母線９３ｂと導電部材１３との間に誘電体１４を設ける構成としてもよい。
［第６実施形態の第２変形例の説明］
次に、第６実施形態の第２変形例について説明する。図１６は、第６実施形態の第２変形例に係る電力変換装置に用いられるリアクトルＬ１、及びインピーダンス回路２ｆの構成を模式的に示す説明図である。図１６に示すように、第２変形例では、前述した第１変形例と対比して、導電部材１３と２つの母線９３ａ、９３ｂとの間に誘電体１４が設けられている点で相違する。
そして、このような構成においても、母線９３ａと導電部材１３との間の静電容量、及び母線９３ｂと導電部材１３との間の静電容量を共に大きくすることができるので、第１変形例と同様に、インピーダンス回路２ｆの静電容量を大きくすることが可能となる。また、第１変形例と対比して、２つの静電容量を大きくできるので、全体の静電容量を容易に大きくすることが可能となる。
［第７実施形態の説明］
次に、本発明の第７実施形態について説明する。図１７は、本発明の第７実施形態に係る電力変換装置に用いられるリアクトルＬ１、及びインピーダンス回路２ｇの構成を模式的に示す説明図である。図１７に示すように、第１給電母線９３は２つの母線９３ａ、９３ｂに分割され、それぞれの母線９３ａ、９３ｂを跨ぐようにリアクトルＬ１が設けられている。第１給電母線９３は平板形状の金属板で構成されている。
２つの母線９３ａ、９３ｂに対して所定の距離だけ隔てた位置に、平板形状の導電部材２１が設けられている。より詳細には、平板形状を成す各母線９３ａ、９３ｂの、リアクトルＬ１が取り付けられる面とは反対側の面に、２つの母線９３ａ、９３ｂと対峙して、平板形状の導電部材２１が容量結合されている。
更に、導電部材２１には、３箇所にスリット２２が穿設されている。即ち、スリット２２が断面積の可変部とされ、抵抗成分が形成される。なお、図１７では、３箇所にスリット２２を形成しているが、スリットの個数は３箇所に限定されない。導電部材２１は、このスリット２２により抵抗値が高まることになる。
このため、図１８の等価回路に示すように、インピーダンス回路２ｇは、２つの静電容量Ｃ０１、Ｃ０２と、抵抗成分Ｒ０１との直列接続回路となる。
そして、このような構成により、インピーダンス回路２ｇ内にＲＣ直列回路を形成することができ、リアクトルＬ１に起因するインピーダンスを小さくできる。よって、第１給電母線９３のインピーダンスを第２給電母線９４のインピーダンスに近づけることができ、スイッチングにより生じるノイズ電流を打ち消し、金属筐体１に生じる高周波のノイズエネルギーを低減することが可能となる。
また、スリット２２の個数や断面積を調整して抵抗値を変更できるので、抵抗値の設定が容易となる。
［その他の実施形態］
上述した各実施形態では、図１に示したように、スイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１からなるパワーモジュール４を用いて電力を変換する例について説明した。本発明はこれに限定されず、例えば、図１９に示すように、平滑コンデンサＣ１００の前段に、ダイオードブリッジ回路からなる整流回路３１を設けても良い。この場合には、電源９１より供給される電力が交流である場合に、この交流を整流してパワーモジュール４に供給することが可能となる。
更に、図２０に示すように、リアクトルＬ１の後段に、４個のスイッチング素子からなるパワーモジュール４ａ、該パワーモジュール４ａを制御する制御回路３４、トランス３５、及び４個のダイオードからなる整流回路３３を備えた電力変換装置としてもよい。このような構成においても、電源９１とパワーモジュール４ａとの間に設けられたリアクトルＬ１に対してインピーダンス回路２を設けることにより、ノイズを低減することが可能となる。
以上、本発明の電力変換装置を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。
１ 金属筐体
２、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ、２ｅ、２ｆ、２ｇ インピーダンス回路
３、３４ 制御回路
４、４ａ パワーモジュール
１１ フィルタ回路
１３ 導電部材
１４ 誘電体
２１ 導電部材
２２ スリット
３１、３３ 整流回路
３５ トランス
９１ 電源
９２ 負荷
９３ 第１給電母線
９３ａ 母線
９３ｂ 母線
９４ 第２給電母線
１０１、１０２、１０３ 電力変換装置
Ｃ１００、Ｃ２００ 平滑コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｑ１ スイッチング素子
Ｒ２ 抵抗素子
［第２実施形態の説明］
次に、本発明の第２実施形態について説明する。図６は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置、及びその周辺機器の構成を示す回路図である。図６に示すように、第２実施形態に係る電力変換装置１０２は、前述した第１実施形態と対比して、リアクトルＬ１の上流側にフィルタ回路１１（ローパスフィルタ）を備えた点で相違する。それ以外の構成は、図１と同様であるので、同一符号を付して構成説明を省略する。

Claims (15)

  1. 第１給電母線及び第２給電母線より供給される電力を変換する電力変換装置であって、
    前記第１給電母線に接続されるリアクトルと、
    前記第１給電母線と第２給電母線との間に供給される電力をスイッチングにより変換するスイッチング素子と、
    前記第１給電母線の前記リアクトルに対して並列に配置したインピーダンス回路と、
    を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
    前記インピーダンス回路は、容量素子を含むこと
    を特徴とする電力変換装置。
  3. 請求項２に記載の電力変換装置において、
    前記容量素子の静電容量は、前記リアクトルに含まれる寄生容量よりも大きいこと
    を特徴とする電力変換装置。
  4. 請求項２または３に記載の電力変換装置において、
    前記容量素子の静電容量と、前記リアクトルのインダクタンスによる第１共振周波数は、前記スイッチング素子のスイッチング周波数よりも高いこと
    を特徴とする電力変換装置。
  5. 請求項２〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    前記リアクトルの上流側の、前記第１給電母線と第２給電母線との間に接続されたローパスフィルタを更に備え、
    前記リアクトルのインダクタンスと、前記容量素子の静電容量による第１共振周波数は、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数よりも高いこと
    を特徴とする電力変換装置。
  6. 請求項５に記載の電力変換装置において、
    前記第１共振周波数は、前記ローパスフィルタの阻止周波数よりも高いこと
    を特徴とする電力変換装置。
  7. 請求項５または６に記載の電力変換装置において、
    前記第１共振周波数は、前記ローパスフィルタによる減衰率が上昇に転じる周波数よりも低いこと
    を特徴とする電力変換装置。
  8. 請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    前記インピーダンス回路は、抵抗素子を有し、
    前記抵抗素子の抵抗値は、前記第２給電母線の抵抗値より小さいこと
    を特徴とする電力変換装置。
  9. 請求項２〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    前記インピーダンス回路は、前記容量素子に加えてインダクタンス素子を備え、
    前記容量素子の静電容量と、前記インダクタンス素子のインダクタンスと、による第２共振周波数は、予め設定した閾値周波数よりも高いこと
    を特徴とする電力変換装置。
  10. 請求項９に記載の電力変換装置において、
    前記閾値周波数はラジオのＦＭ周波数帯域の最大周波数であること
    を特徴とする電力変換装置。
  11. 請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    前記インピーダンス回路は、ディスクリート部品で構成されること
    を特徴とする電力変換装置。
  12. 請求項１〜１１のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    前記インピーダンス回路は、前記第１給電母線から離間して容量結合された導電部材であること
    を特徴とする電力変換装置。
  13. 請求項１２に記載の電力変換装置において、
    前記第１給電母線と、前記導電部材との間に誘電体を設けたこと
    を特徴とする電力変換装置。
  14. 請求項１３に記載の電力変換装置において、
    前記リアクトルの一方の端子に接続された第１給電母線と、前記導電部材との間にのみ前記誘電体を設けたこと
    を特徴とする電力変換装置。
  15. 請求項１２〜１４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    前記導電部材は平板形状を成し、該導電部材に断面積の可変部を形成して、抵抗成分を形成すること
    を特徴とする電力変換装置。
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