JPWO2020095432A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

この電力変換装置は、互いに磁気的に結合する１組の結合巻線（３ａ、３ｂ）および単一の直流巻線（３ｃ）が磁性体からなる一つのコア（３ｄ）に巻装されてなる統合磁気部品（３）を有し、かつ結合巻線（３ａ、３ｂ）と直流巻線（３ｃ）は、これらの巻線（３ａ〜３ｃ）に流れる直流電流により発生する直流磁束が互いに同方向で合流するような巻回方向に設定される一方、４つのスイッチング素子（Ｓａ〜Ｓｄ）を有するブリッジ型のスイッチング回路（４）と、スイッチング回路（４）を制御する制御回路（９）を備え、制御回路（９）は、直流巻線（３ｃ）に流れる電流量に応じてインターリーブ駆動と同位相駆動に切り替えて電流リプルを抑制する。

Description

本願は、直流電源の電圧を昇圧して出力する電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置は、例えば特開２００９−２７３２８０号公報（以下、特許文献１という）に開示されるような２並列チョッパの昇圧リアクトルが、一対の巻線からなる逆結合リアクトルと電流変換率抑制用の直流リアクトルで構成されている。

この構成の電力変換装置は、多相並列変換器の昇圧に逆結合リアクトルを用いているが、負荷短絡時は逆結合リアクトルの漏れインダクタンスしか限流作用がないため、電流変化率抑制用の直流リアクトルを別途設け、電源を遮断できるようにしている。

また、他の従来の電力変換装置として、例えば特開２０１５−０５６９４０号公報（以下、特許文献２という）には、一対の巻線からなる結合リアクトルと同相電流成分の限流用の直流リアクトルを共に一つのコアに巻装して統合した構造が示されている。

この構成の電力変換装置は、フィルタ部を小型な構成とするため、多相並列変換器の位相をずらして電流リプルを小さくし、また、フィルタ部に逆結合リアクトルと直流リアクトルを統合した構成としている。

特開２００９−２７３２８０号公報 特開２０１５−０５６９４０号公報

しかしながら、前記の従来の特許文献１には、逆結合リアクトルと直流リアクトルを組み合わせたものが示されているが、これらのリアクトルは個別に設けられていて別体構造であって、単一のコア上に形成したものではないので、部品の小型化を図る上で十分でない。

また、特許文献２では、一つのコアに逆結合リアクトルと直流リアクトルを構成する３つの巻線を巻装した構成例が示されているが、コアに巻装された逆結合リアクトルは直流磁束が互いにキャンセルする方向に巻線されているため、直流磁束による磁束飽和の防止はできるものの、直流インダクタンスが漏れ磁束でしか構成できないとう課題があった。

また、前記の特許文献１、２のいずれにおいても、各リアクトルを一つのコアで形成して統合した統合磁気部品の自己インダクタンスと相互インダクタンスにより高インダクタンスを形成し、電流リプルを低減するという考えまでは示されていない。また、電力変換装置の駆動方法を変更することで、電流リプルを低減するという考えも示されていない。

本願は、前記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、複数のリアクトルを１つのコアに磁気統合し、統合した磁気部品の自己インダクタンスと相互インダクタンスにより高インダクタンスを形成して電流リプルを抑制し、過渡負荷時においても結合巻線とこれに接続されるスイッチング回路に流れる電流リプルを小さくして損失低減が可能となる電力変換装置を提供することを目的とする。

本願に開示される電力変換装置は、
直流電源の電圧を昇圧して出力する電力変換装置であって、
単一の直流巻線および互いに磁気的に結合する１組の結合巻線で構成された統合磁気部品を有し、前記直流巻線および前記結合巻線が一つの磁性体からなるコアに巻装されるとともに、前記直流巻線および前記結合巻線は、前記直流巻線および前記結合巻線に流れる直流電流により発生する直流磁束が互いに同方向で合流するような巻回方向に設定される一方、スイッチング素子を有する上アームおよび下アームが直列に接続されてなるレグが互いに並列に接続されたブリッジ型のスイッチング回路を備え、
前記直流電源に前記直流巻線の一端が接続され、前記直流巻線の他端が前記結合巻線の各一端に共通に接続され、前記結合巻線の各他端は前記スイッチング回路の前記上アームと前記下アームの各々の中間接続点にそれぞれ接続されており、
前記スイッチング回路の前記スイッチング素子を駆動制御する制御回路を備え、
前記制御回路は、前記スイッチング回路の駆動動作を、各レグの前記スイッチング素子を互いに位相を１８０度ずらして駆動するインターリーブ駆動と、各レグの前記スイッチング素子を互いに同位相で駆動する同相駆動とに切り替える、ものである。

本願に開示される電力変換装置によれば、結合巻線および直流巻線が一つの磁性体に巻回されてなる統合磁気部品により、結合リアクトルと直流リアクトルを磁気統合したことで生じる相互インダクタンスを用いて高インダクタンスを形成して、磁性部品の小型化および電流リプルの抑制を行うことができる。また、過渡負荷時にブリッジ型のスイッチング回路の各レグのスイッチング素子を互いに位相を１８０度ずらして駆動する、いわゆるインターリーブ駆動から各レグのスイッチング素子を互いに同位相で駆動する同相駆動に切り替えることにより、結合巻線の電流リプルを小さくして低損失化を図ることができる。

本願の実施の形態１による電力変換装置の全体を示す構成図である。 本願の電力変換装置で使用する統合磁気部品の構成、およびこの統合磁気部品に生じる直流磁束と交流磁束について説明する模式図である。 本願の電力変換装置において、ＤＣ／ＤＣコンバータをデューティＤ＜０．５でインターリーブ駆動する場合の電流リプルの特性図である。 本願の電力変換装置においてＤＣ／ＤＣコンバータをデューティＤ＜０．５で同相駆動する場合の電流リプルの特性図である。 本願の電力変換装置において、ＤＣ／ＤＣコンバータをデューティＤ＞０．５でインターリーブ駆動する場合の電流リプルの特性図である。 本願の電力変換装置においてＤＣ／ＤＣコンバータをデューティＤ＞０．５で同相駆動する場合の電流リプルの特性図である。 本願の電力変換装置において、過渡負荷動作時および連続動作時における時間と電力との関係を示す特性図である。 本願の実施の形態２による電力変換装置で使用する統合磁気部品を注型で構成する場合の一例を示す側面断面図である。

実施の形態１．
図１は、本願の実施の形態１による電力変換装置の全体を示す構成図である。
この実施の形態１の電力変換装置は、直流電源１の直流電圧を昇圧して負荷６に出力するＤＣ／ＤＣコンバータ４を備える。このＤＣ／ＤＣコンバータ４は、上アームおよび下アームを構成するスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂ、および上アームおよび下アームを構成するスイッチング素子Ｓｃ、Ｓｄがそれぞれ直列に接続されてなる左右一対のレグが互いに並列に接続されてなるブリッジ型のスイッチング回路として構成されている。

また、この実施の形態１の電力変換装置は、互いに並列配置されて磁気的に結合する第１巻線３ａと第２巻線３ｂ（以下、特に両者を区別しないときには結合巻線という）、および単一の直流巻線３ｃを有し、結合巻線３ａ、３ｂおよび直流巻線３ｃが一つの磁性体としてのコア３ｄに巻回されて統合磁気部品３として構成されている。
なお、ここでは、要求される電気的特性により、必要に応じて結合巻線３ａ、３ｂを結合リアクトルと、直流巻線３ｃを直流リアクトルと称する。

そして、直流電源１の正極端子には、入力コンデンサ２の一端と直流巻線３ｃの一端Ａが共に接続され、直流巻線３ｃの他端Ｂには結合巻線３ａ、３ｂの一端がそれぞれ接続され、結合巻線３ａ、３ｂの各他端Ｃ、ＤはＤＣ／ＤＣコンバータ４の上アームと下アームの各々のスイッチング素子ＳａとＳｂ、およびＳｃとＳｄの中間接続点にそれぞれ接続されている。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の直流端にはリンクコンデンサ５および負荷６の一端がそれぞれ接続されている。一方、直流電源１の負極端子には、入力コンデンサ２、およびリンクコンデンサ５の他端が接続されるとともに、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の直流端の負極、および負荷６の負極がそれぞれ接続されている。

また、この実施の形態１では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の各スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄを駆動制御する制御回路９を備える。この制御回路９は、予めソフトウェアなどのプログラムをインストールすることにより、入力コンデンサ２の電圧を検出する電圧センサ７から得られる電圧情報９ａ、リンクコンデンサ５の電圧を検出する電圧センサ８からの電圧情報９ｂ、および直流巻線３ｃに流れる電流を検出するＣＴなどの電流センサ１０からの電流情報９ｃに基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の各スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄを駆動する駆動信号９ｄを生成し、目標出力電圧となるよう制御する。

特に、この実施の形態１において、制御回路９がＤＣ／ＤＣコンバータ４のスイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄを駆動する場合の制御動作として、直流巻線３ｃに流れる電流を検出する電流センサ１０から得られる電流量に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の左右のレグを構成するスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂおよびスイッチング素子Ｓｃ、Ｓｄを互いに位相を１８０度ずらして駆動するインターリーブ駆動と、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の左右のレグのスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂおよびスイッチング素子Ｓｃ、Ｓｄを互いに同位相で駆動する同相駆動とに切り替えて実行するように構成されている。
なお、インターリーブ駆動または同相駆動のいずれの駆動をする場合も、スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄの上アームと下アームは短絡しないようにデッドタイムを設けて相補的にオンオフ動作が行なわれる。

図２は、統合磁気部品の構成、およびこの統合磁気部品に生じる直流磁束と交流磁束について説明する模式図である。なお、図２において、白抜き矢印は直流磁束の向きを、実線と破線の矢印は交流磁束の向きをそれぞれ示している。

統合磁気部品３を構成するコア３ｄは、左右の第１側脚３１および第２側脚３２、第１側脚３１および第２側脚３２の間に設けられた中央脚３３、第１側脚３１、第２側脚３２および中央脚３３を連結する上側の第１連結脚３４および下側の第２連結脚３５、並びに中央脚３３に設けられたギャップ３６を有し、全体としてＥＥ型の形状をしている。なお、コア３ｄの形状としては、これに限らず、ＥＩ型の形状のものでも適用できる。

そして、第１巻線３ａと第２巻線３ｂおよび直流巻線３ｃは、これらの各巻線３ａ、３ｂ、３ｃに流れる直流電流により発生する直流磁束が直流巻線３ｃの位置で互いに同方向で合流するような巻回方向に設定されている。

すなわち、第１巻線３ａは第１側脚３１に、第２巻線３ｂは第２側脚３２に互いに直流磁束を打ち消すように同じ巻方向（例えば、ここでは第１巻線３ａ、第２巻線３ｂ共に右巻）に巻装されている。また、直流巻線３ｃは中央脚３３に、第１巻線３ａと第２巻線３ｂの磁束を強め合う方向（例えば、ここでは左巻）に巻装されている。さらに、中央脚３３のギャップ３６は直流の磁束飽和を防止するために設けられている。

したがって、直流磁束は、図２の白抜き矢印で示すように、中央脚３３において合流するように生じ、電力伝送方向が変わらない限り向きは変わらない。一方、交流磁束は、図２の実線および破線の矢印で示すように、コア３ｄの第１側脚３１、第１連結脚３４、第２側脚３２、第２連結脚３５を循環するようにＤＣ／ＤＣコンバータ４のスイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄがスイッチングする度に向きが交互に切り替わる。また、中央脚３３では、この循環する交流磁束は、常に向きが逆であるために打ち消される。

次に、統合磁気部品３の自己インダクタンスと相互インダクタンスにより、高インダクタンスを形成して電流リプルが抑制されることを、以下説明する。

第１巻線３ａに生じる電圧をＶ１、第２巻線３ｂに生じる電圧をＶ２、直流巻線３ｃに生じる電圧をＶｃ、第１巻線３ａに流れる電流をｉ１、第２巻線３ｂに流れる電流をｉ２、直流巻線３ｃに流れる電流をｉｃとし、第１巻線３ａおよび第２巻線３ｂによる自己インダクタンスをＬｏ、直流巻線３ｃによる自己インダクタンスをＬｃ、第１巻線３ａと第２巻線３ｂとの相互インダクタンスをＭｏ、第１および第２巻線３ａ、３ｂと直流巻線３ｃとの相互インダクタンスをＭｃとすると、各電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖｃは、キルヒホッフの法則より、次の式（１）で表わされる。

ｉｃ＝ｉ１＋ｉ２より、式（１）を変形すると、次の式（２）が得られる。

直流巻線３ｃと第１巻線３ａ間の電圧をＶ１ｅ（Ａ−Ｃ間の電圧）、直流巻線３ｃと第２巻線３ｂ間の電圧をＶ２ｅ（Ａ−Ｄ間の電圧）とすると、それぞれ次の式（３）、式（４）で表わされる。

Ｖ１ｅ＝Ｖ１＋Ｖｃ （３）
Ｖ２ｅ＝Ｖ２＋Ｖｃ （４）

この式（３）、式（４）において、統合磁気部品３における入力電圧をＶｉｎ、出力電圧をＶｏｕｔとすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の下アームのスイッチング素子Ｓｂがオン、スイッチング素子Ｓｄがオフの場合、
Ｖ１ｅ＝Ｖｉｎ
Ｖ２ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ

また、下アームのスイッチング素子Ｓｂがオフ、スイッチング素子Ｓｄがオンの場合、
Ｖ１ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ
Ｖ２ｅ＝Ｖｉｎ

また、下アームのスイッチング素子Ｓｂがオフ、スイッチング素子Ｓｄがオフの場合、
Ｖ１ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ
Ｖ２ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ

また、下アームのスイッチング素子Ｓｂがオン、スイッチング素子Ｓｄがオンの場合、
Ｖ１ｅ＝Ｖｉｎ
Ｖ２ｅ＝Ｖｉｎ
となる。

式（３）、式（４）に式（２）を代入すると、電圧Ｖ１ｅ、Ｖ２ｅは、次の式（５）で表わされる。

第１巻線３ａおよび第２巻線３ｂにそれぞれ流れる電流ｉ１、ｉ２の変化は、交流磁束と直流磁束の変化によるものなので、次の式（６）、式（７）のように、直流成分ｉｄｃと交流成分ｉａｃで表わされる。

これら電流の直流成分ｉｄｃと交流成分ｉａｃについて、式（５）、式（６）、式（７）を用いると、次の式（８）、式（９）で表わされる。

いま、ここで結合巻線３に生じる交流磁束と交流電流リプルの比例係数であるインダクタンスを交流インダクタンスＬａｃ、同じく、結合巻線３に生じる直流磁束と直流電流リプルの比例係数であるインダクタンスを直流インダクタンスＬｄｃと称するものとする。

そして、例えば、スイッチング素子Ｓｂがオン、スイッチング素子Ｓｄがオフの場合において、直流インダクタンスＬｄｃ、交流インダクタンスＬａｃを次の式（１０）、式（１１）とすると、前述の式（８）、式（９）はそれぞれ以下の式（１２）、式（１３）で表わされる。

Ｌｄｃ＝２Ｌｃ＋４Ｍｃ＋Ｌｏ−Ｍｏ （１０）
Ｌａｃ＝Ｌｏ＋Ｍｏ （１１）

式（１０）の直流インダクタンスＬｄｃは、直流巻線３ｃの自己インダクタンスＬｃの２倍、第１、第２巻線３ｂ、３ｂと直流巻線３ｃとの相互インダクタンスＭｃの４倍、および結合リアクトルを形成する第１巻線３ａと第２巻線３ｂの漏れインダクタンス（Ｌｏ−Ｍｏ）の合計で構成されており、本願の統合磁気部品３を採用することで従来のような構成と比べて高インダクタンスが得られることが分かる。

一方、式（１１）の交流インダクタンスＬａｃは、統合磁気部品３の第１、第２巻線３ｂ、３ｂの自己インダクタンスＬｏと、第１巻線３ａと第２巻線３ｂ間の相互インダクタンスＭｏとの和となり、インダクタンスが従来の別体構成の場合よりも増加している。

図３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４をＤ（デューティ）＜０．５でインターリーブ駆動する場合の電流リプルの特性図、図４はＤＣ／ＤＣコンバータ４をＤ（デューティ）＜０．５で同相駆動する場合の電流リプルの特性図である。なお、これらの図中で“Ｔ”はスイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄの駆動周期である。

（１）インターリーブ駆動の場合
図３の期間Ｔａの状態は、スイッチング素子Ｓｂがオン、スイッチング素子Ｓｄがオフであり、直流電源１から直流巻線３ｃ、第１巻線３ａ、スイッチング素子Ｓｂを通り直流電源１へ戻る電流ループ、および直流電源１から直流巻線３ｃ、第２巻線３ｂ、スイッチング素子Ｓｃ、出力コンデンサ５および負荷６を通り直流電源１へ戻る電流ループが形成される。

この時、第１巻線３ａと第２巻線３ｂは磁気的に結合した結合リアクトルを形成しているため、第１巻線３ａと第２巻線３ｂには交流磁束変化によって交流電流リプルｉａｃと、直流磁束変化に応じた直流電流リプルｉｄｃとが生じ、結合巻線３ａ、３ｂには直流電流リプルｉｄｃと交流電流リプルｉａｃとが加算された電流リプルｉ１（＝ｉｄｃ+ｉａｃ）が生じる。

したがって、結合巻線３ａ、３ｂの直流電流変化量を“２”、交流電流変化量を“６”とすると、結合巻線３ａ、３ｂの電流変化量は、これらの足し算であるため“８”となる。また、結合巻線である第１巻線３ａと第２巻線３ｂの交流電流変化量はキャンセルされるので、直流巻線３ｃの電流変化量は、結合巻線３ａ、３ｂの直流電流変化量の２倍となるため、この場合では“４”となる。

図３の期間Ｔｂの状態は、スイッチング素子Ｓｂがオフ、スイッチング素子Ｓｄがオフであり、直流電源１から直流巻線３ｃ、第１巻線３ａ、スイッチング素子Ｓａ、出力コンデンサ５、負荷６を通り直流電源１へ戻る電流ループ、および直流電源１から直流巻線３ｃ、第２巻線３ｂ、スイッチング素子Ｓｃ、出力コンデンサ５、負荷６を通り直流電源１へ戻る電流ループが形成される。

結合巻線である第１巻線３ａと第２巻線３ｂ間に電圧変化が生じないため、交流電流リプルｉａｃは変化せず、第１巻線３ａの直流電流リプルｉｄｃのみが減少する。

したがって、結合巻線３ａ、３ｂの直流電流変化量を“−２”、交流電流変化量を“０”とすると、結合巻線３ａ、３ｂの電流変化量は、これらの足し算であるため“−２”となる。また、結合巻線３ａ、３ｂの交流電流変化量はキャンセルされるので、直流巻線３ｃの電流変化量は、結合巻線３ａ、３ｂの直流電流変化量の２倍となるため、この場合は“−４”となる。

図３の期間Ｔｃの状態は、スイッチング素子Ｓｂがオフ、スイッチング素子Ｓｄがオンであり、直流電源１から直流巻線３ｃ、第１巻線３ａ、スイッチング素子Ｓａ、出力コンデンサ５、負荷６を通り直流電源１へ戻る電流ループ、および直流電源１から直流巻線３ｃ、第２巻線３ｂ、スイッチング素子Ｓｄを通り直流電源１へ戻る電流ループが形成される。

この時、第１巻線３ａと第２巻線３ｂは磁気的に結合した結合リアクトルを形成しているため、第１巻線３ａと第２巻線３ｂには交流電流変化が生じ、その結果、第１巻線３ａには直流電流リプルｉｄｃとマイナスの傾きを持った交流電流リプルｉａｃが加算された電流リプルが生じ、この場合、期間Ｔａの場合よりもリプル電流は小さくなる。

したがって、結合巻線３ａ、３ｂの直流電流変化量を“２”、交流電流変化量を“−６”とすると、結合巻線３ａ、３ｂの電流変化量はこれらの足し算であるため“−４”となる。また、結合巻線である第１巻線３ａと第２巻線３ｂの交流電流変化量はキャンセルされるので、直流巻線３ｃの電流変化量は、結合巻線３ａ、３ｂの直流電流変化量の２倍となるため、この場合では“４”となる。

図３の期間Ｔｄの状態は、期間Ｔｂの状態と同様、スイッチング素子Ｓｂがオフ、スイッチング素子Ｓｄがオフであり、直流電源１から直流巻線３ｃ、第１巻線３ａ、スイッチング素子Ｓａ、出力コンデンサ５、負荷６を通り直流電源１へ戻る電流ループ、および直流電源１から直流巻線３ｃ、第２巻線３ｂ、スイッチング素子Ｓｃ、出力コンデンサ５、負荷６を通り直流電源１へ戻る電流ループが形成される。

統合磁気部品３の結合巻線である第１巻線３ａ、第２巻線３ｂ間に電圧変化が生じないため、交流電流リプルｉａｃは変化せず、第１巻線３ａの直流電流リプルｉｄｃのみが減少する。

したがって、結合巻線３ａ、３ｂの直流電流変化量を“−２”、交流電流変化量を“０”とすると、結合巻線３ａ、３ｂの電流変化量は、これらの足し算であるため“−２”となる。また、結合巻線３ａ、３ｂの交流電流変化量はキャンセルされるので、直流巻線３ｃの電流変化量は、結合巻線３ａ、３ｂの直流電流変化量の２倍となるため、この場合は“−４”となる。

以上の図３の各期間Ｔａ〜Ｔｄにおいて、結合巻線３ａ、３ｂの電流リプルが最大となる期間は、図３の期間Ｔａで示す動作モードの場合であり、この例では傾き“８”である。

（２）同相駆動の場合
図４の期間Ｔａの状態は、スイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄが共にオンであり、直流電源１から、第１巻線３ａおよび第２巻線３ｂを通り、さらにスイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄを通って直流電源１へ戻る電流ループが形成される。この時、第１巻線３ａと第２巻線３ｂ間には電圧差がなく、両巻線３ａ、３ｂ間を循環する磁束が生じないため交流電流リプルに変化はなく、直流電流リプルｉｄｃのみが増加する。

したがって、結合巻線３ａ、３ｂの直流電流変化量を“Ａ”、交流電流変化量を“０”とすると、結合巻線３ａ、３ｂの電流変化量はこれらの足し算であるため“Ａ”となる。また、直流巻線３ｃの電流変化量は、結合巻線３ａ、３ｂの直流電流変化量の２倍となるため、この場合では“２Ａ”となる。

図４の期間Ｔｂ、Ｔｃ、Ｔｄの状態は、スイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄが共にオフであり、直流電源１から、直流巻線３ｃ、第１巻線３ａ、スイッチング素子Ｓａ、出力コンデンサ５および負荷６を通り直流電源１へ戻る電流ループと、直流電源１から、直流巻線３ｃ、第２巻線３ｂ、スイッチング素子Ｓｃ、出力コンデンサ５および負荷６を通り直流電源１へ戻る電流ループが形成される。

この場合、第１巻線３ａのおよび第２巻線３ｂの直流電流リプルｉｄｃは励磁がリセットされるため減衰する。また、この時も、第１巻線３ａと第２巻線３ｂ間に電圧差がなく、巻線間を循環する磁束が生じないため、交流電流リプルに変化はなく、直流電流リプルｉｄｃのみが減衰する。

したがって、結合巻線３ａ、３ｂの直流電流変化量を“−Ａ”、交流電流変化量を“０”とすると、結合巻線の電流変化量はこれらの足し算であるため“−Ａ”となる。また、直流巻線３ｃの電流変化量は、結合巻線３ａ、３ｂの直流電流変化量の２倍となるため、この場合では“−２Ａ”となる。

ここで、デューティが０．５以下（Ｄ＜０．５）の場合に、同相駆動時に電流リプルが小さいということは、図３および図４に示した期間Ｔａにおいて、同相駆動時の電流リプルの変化量“Ａ”の方がインターリーブ駆動時の変化量“８”よりも小さいということである。

前述の式（１２）、式（１３）を用いて、電流リプルの一番大きくなる図３の期間Ｔａにおいて、インターリーブ駆動時の電流リプルｉＬ１＿ｉｌｖと、同相駆動時の電流リプルＬ１＿ｉｎｐｈａｓｅをそれぞれ表わすと、次の式（１４）、式（１５）となる。

同相駆動時の方がインターリーブ駆動時の場合よりも電流リプルを小さくする条件は、次の式（１６）を満たすときである。

いま、デューティＤを用いた入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの関係は、次の式（１７）で示される。

Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ／（１−Ｄ） （１７）

したがって、式（１６）の関係を満たす条件は、次の式（１８）となる。

Ｌｄｃ（＝２Ｌｃ＋４Ｍｃ＋Ｌｏ−Ｍｏ）＞Ｌａｃ（＝Ｌｏ＋Ｍｏ） （１８）

図５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４をＤ（デューティ）＞０．５でインターリーブ駆動する場合の電流リプルの特性図、図６はＤＣ／ＤＣコンバータ４を同じくＤ（デューティ）＞０．５で同相駆動する場合の電流リプルの特性図である。なお、これらの図中で“Ｔ”はスイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄの駆動周期である。

デューティが０．５以上の場合（図５、図６）においても、スイッチング素子Ｓｂ、Ｓｄの状態によって、磁束の変化により電流リプルが生じる関係は、デューティが０．５以下（Ｄ＜０．５）の場合（図３、図４）と同じなので、重複する説明は割愛するが、電流リプルが最大となる期間は図５、図６の期間Ｔｄの場合、すなわちデューティが（１−Ｄ）の期間になるときなので、次に、この期間において、同相駆動時がインターリーブ駆動時より電流リプルが小さくなる条件を求める。

式（１２）、式（１３）を用いて電流リプルの一番大きくなる図５、図６の期間Ｔｄにおいて、インターリーブ駆動時の電流リプルｉＬ１＿ｉｌｖと、同相駆動時の電流リプルＬ１＿ｉｎｐｈａｓｅを表わすとそれぞれ、次の式（１９）、式（２０）となる。

同相駆動時の方がインターリーブ駆動時よりも電流リプルを小さくする条件は、前述の式（１６）で示されており、この関係を満たす条件は、次の式（２１）となる。

以上の説明から分るように、本願の統合磁気部品３を用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の各レグのスイッチング素子Ｓａ、ＳｂおよびＳｃ、Ｓｄをインターリーブ駆動すると、スイッチング動作によりコア３ｄを循環する交流磁束（図２の実線と破線の矢印で示す）と、直流電源１から負荷６に供給される直流電流による直流磁束（図２の白抜き矢印で示す）が発生し、中央脚３３では交流の磁束はキャンセルされて直流磁束のみが生じる。この磁束変化に応じて電流リプルが生じるため、結合巻線３ａ、３ｂに生じる電流リプルは、交流電流リプルと直流電流リプルの加算で表わされる。

一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の各レグのスイッチング素子Ｓａ、ＳｂおよびＳｃ、Ｓｄを同相駆動すると、コア３ｄ内を循環する交流磁束は発生せず、直流電源１から負荷６に供給される際に発生する直流磁束だけとなり、この磁束変化に応じて電流リプルが生じる。

したがって、同相駆動時の結合巻線３ａ、３ｂに生じる直流磁束変化時の電流リプルを、インターリーブ駆動時の結合巻線３ａ、３ｂの交流電流リプルと直流電流リプルの合計よりも小さくするには、そのような条件を満たす統合磁気部品３を設計すればよいことになる。

このように、同相駆動時の結合巻線３ａ、３ｂに生じる直流磁束変化時の電流リプルを、インターリーブ駆動時の結合巻線３ａ、３ｂの交流電流リプルと直流電流リプルの合計よりも小さくする条件は、Ｄ（デューティ）が０．５以下の場合には、前述の式（１８）から直流インダクタンスＬｄｃが交流インダクタンスＬａｃよりも大きく、また、Ｄ（デューティ）が０．５以上の場合には、前述の式（２１）から直流インダクタンスＬｄｃが交流インダクタンスＬａｃにある係数Ｋ（＝３−４Ｄ、Ｄはデューティ）を乗算したものより大きくすればよいことになる。

以上のように、この実施の形態１の電力変換装置は、結合巻線３ａ、３ｂおよび直流巻線３ｃは、これら各巻線３ａ〜３ｃに流れる直流電流により発生する磁束が直流巻線３ｃで互いに同方向に合流するようにこれら各巻線３ａ〜３ｃの巻回方向を設定しているので、直流インダクタンスが、直流リアクトルを形成する直流巻線３ｃの自己インダクタンスに加え、結合リアクトルを形成する結合巻線３ａ、３ｂの相互インダクタンスと結合リアクトルの漏れインダクタンスを用いて形成できるため、小型で高インダクタンスなリアクトルが実現できる。

さらに、コア３ｄの形状をＥＥもしくはＥＩのように三脚を有するコア形状とした場合、中央脚３３に設けたギャップ３６から漏れ磁束が生じず、また中央脚３３に巻回する直流巻線３ｃに渦電流損が発生せずにインダクタンスおよび漏れインダクタンスが構成でき、直流電源１のフィルタとしての機能分担も可能となる。

インターリーブ駆動時には統合リアクトルとしての結合巻線３ａ、３ｂは、直流電流リプルと交流電流リプルが加算され、また交流磁束が生じるコア３ｄの第１側脚３１と第２側脚３２に巻装されているので、インダクタスが大きいため、結合巻線３ａ、３ｂの高周波抵抗が高い。一方、直流巻線３ｃは、直流磁束しか生じないコア３ｄの中央脚３３に巻装されているので、インダクタンスが比較的小さいため、直流巻線３ｃの高周波抵抗が低く、また直流電流リプル分しか生じないため、直流巻線３ｃの損失が結合巻線３ａ、３ｂに比べて小さくなる。

同相駆動を行うと、結合巻線３ａ、３ｂの電流リプルはインターリーブ駆動時と比べて低下するため、結合巻線３ａ、３ｂの損失は低下し、直流巻線３ｃの電流リプルは、インターリーブ駆動時と比べると電流リプルのキャンセル効果がないため増加するが、直流巻線３ｃの高周波抵抗が低いために損失増加を抑えることができる。これにより、前記制御により結合巻線３ａ、３ｂと直流巻線３ｃの損失分散をすることで、結合巻線３ａ、３ｂと直流巻線３ｃの均熱化ができるため、放熱面でより小型化が可能となる。

図７は本願の電力変換装置において、過渡負荷動作時および連続動作時における時間と電力との関係を示す特性図である。

電力変換装置には連続動作（図７のＴ１の期間に相当）と、ある限られた時間だけ大電力を要求される過渡負荷動作（図７のＴ２の期間に相当）とがある。過渡負荷動作は、例えば、電力変換装置が車両に適用される場合、車両を加速する際などに生じる。

連続動作時は、リアクトルの飽和磁束密度を下げて小型化するため、スイッチング周波数ｆｓｗを高くして動作する。一方、過渡負荷時は、電流量が大きく、スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄの熱制限によりスイッチング損失を下げるために、スイッチング周波数ｆｓｗを低くして動作させる。

このように、過渡負荷時はリアクトルに流れる電流が大きいために直流重畳によりインダクタンスも低下し、これに加えて、スイッチング周波数を低くするため、結合リアクトルとそれにつながるスイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄの電流リプルが大きくなる。

そのため、従来は。過渡負荷時にスイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄの許容最大電流を満たして電流リプルを低減するために、結合リアクトルのインダクタンスを大きくする必要があり、リアクトルのコアを大型化する、あるいは巻数を増やして損失を増加させるなどの必要があった。

これに対して、本願では、図７に示すように、連続動作時（図７の期間Ｔ１に相当）はインターリーブ駆動するが、過渡負荷時（図７の期間Ｔ２に相当）にはインターリーブ駆動から同相駆動に切り替える。すなわち、直流巻線３ｃに流れる電流量がスイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄの損失に基づいて決定される閾値Ｉｓｈ以上の場合は同相駆動をし、閾値Ｉｓｈ以下の場合にはインターリーブ駆動をする。
なお、スイッチング回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）４のスイッチング周波数ｆｓｗが現状の値よりも低下する場合には、前記と同様に、インターリーブ駆動から同相駆動に切り替えるようにしてもよい。

これにより、結合リアクトル３ａ、３ｂの電流リプルを小さくできるため、従来のようにリアクトルのコア３ｄを大型化する、あるいは巻数を増やして損失を増加させるなどの必要がなく、スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄの許容最大電流を満たしてスイッチング損失を低減することができる。

実施の形態２．
図８は、本願の実施の形態２による統合磁気部品３の別構成を示した図である。
図２に示した統合磁気部品３の構成はＥＥ型をしたブロックタイプのコア３ｄに結合巻線３ａ、３ｂと直流巻線３ｃを巻装したものであるのに対し、図８に示すものは注型方式によって統合磁気部品３を構成したものである。

すなわち、この統合磁気部品３において、一対の結合巻線３ａ、３ｂは、互いに直流磁束を打ち消すように並列配置されるとともに、直流巻線３ｃは、結合巻線３ａ、３ｂの巻き軸方向の一端側を覆い、かつ結合巻線３ａ、３ｂの巻軸方向と同軸に配置されている。しかも、結合巻線３ａ、３ｂと直流巻線３ｃは、その中央を通る直流磁束の向きが同方向で強め合うように巻装配置されている。そして、これらの結合巻線３ａ、３ｂと直流巻線３ｃとは、磁性体粉末を混入した樹脂からなるコア３ｄによって全体が注型されて構成されている。
なお、図８中、白抜き矢印は直流磁束の向きを、実線と破線の矢印は交流磁束の向きをそれぞれ示している。

このように、コア３ｄ内に各巻線３ａ〜３ｃが一体形成された統合磁気部品３を構成すると、図２に示した統合磁気部品３を用いた場合と同様の効果が得られることに加えて、注型によりコア３ｄを形成した場合、各巻線３ａ〜３ｃがすべて磁性体であるコア３ｄ内に閉じ込められるため、リアクトルの外に漏れる磁束が小さいという利点がある。

なお、本願は、例示的な実施の形態１、２が記載されているが、このような実施の形態１、２に記載された様々な特徴、態様、および機能は特定の実施の形態の適用に限られるものではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。

したがって、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも一つの構成要素を変形する場合、追加する場合、または省略する場合、さらには、少なくとも一つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれものとする。

１ 直流電源、２ 入力コンデンサ、３ 統合磁気部品、３ａ 第１巻線（結合巻線）、３ｂ 第２巻線（結合巻線）、３ｃ 直流巻線、３ｄ コア（磁性体）、４ ＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチング回路）、Ｓａ〜Ｓｄ スイッチング素子、５ 出力コンデンサ、６ 負荷、７，８ 電圧センサ、９ 制御回路、１０ 電流センサ。

本願に開示される第１の電力変換装置は、直流電源の電圧を昇圧して出力する電力変換装置であって、
単一の直流巻線および互いに磁気的に結合する１組の結合巻線で構成された統合磁気部品を有し、前記直流巻線および前記結合巻線が一つの磁性体からなるコアに巻装されるとともに、前記直流巻線および前記結合巻線は、前記直流巻線および前記結合巻線に流れる直流電流により発生する直流磁束が互いに同方向で合流するような巻回方向に設定され、かつ前記結合巻線は互いに並列配置され、前記直流巻線は前記結合巻線の巻き軸方向の一端側を覆って前記結合巻線の巻軸方向と同軸に配置されるとともに、前記結合巻線と前記直流巻線は、その中央を通る直流磁束の向きが同方向となるように巻装配置され、かつ前記結合巻線と前記直流巻線とは、磁性体粉末を混入した樹脂からなる前記コアによって全体が注型されて構成される一方、スイッチング素子を有する上アームおよび下アームが直列に接続されてなるレグが互いに並列に接続されたブリッジ型のスイッチング回路を備え、
前記直流電源に前記直流巻線の一端が接続され、前記直流巻線の他端が前記結合巻線の各一端に共通に接続され、前記結合巻線の各他端は前記スイッチング回路の前記上アームと前記下アームの各々の中間接続点にそれぞれ接続されており、
前記スイッチング回路の前記スイッチング素子を駆動制御する制御回路を備え、
前記制御回路は、前記スイッチング回路の駆動動作を、各レグの前記スイッチング素子を互いに位相を１８０度ずらして駆動するインターリーブ駆動と、各レグの前記スイッチング素子を互いに同位相で駆動する同相駆動とに切り替えるものである。
また、本願に開示される第２の電力変換装置は、直流電源の電圧を昇圧して出力する電力変換装置であって、
単一の直流巻線および互いに磁気的に結合する１組の結合巻線で構成された統合磁気部品を有し、前記直流巻線および前記結合巻線が一つの磁性体からなるコアに巻装されるとともに、前記直流巻線および前記結合巻線は、前記直流巻線および前記結合巻線に流れる直流電流により発生する直流磁束が互いに同方向で合流するような巻回方向に設定される一方、スイッチング素子を有する上アームおよび下アームが直列に接続されてなるレグが互いに並列に接続されたブリッジ型のスイッチング回路を備え、
前記直流電源に前記直流巻線の一端が接続され、前記直流巻線の他端が前記結合巻線の各一端に共通に接続され、前記結合巻線の各他端は前記スイッチング回路の前記上アームと前記下アームの各々の中間接続点にそれぞれ接続されており、
前記スイッチング回路の前記スイッチング素子を駆動制御する制御回路を備え、
前記制御回路は、前記スイッチング回路の駆動動作を、各レグの前記スイッチング素子を互いに位相を１８０度ずらして駆動するインターリーブ駆動と、各レグの前記スイッチング素子を互いに同位相で駆動する同相駆動とに切り替え、
前記結合巻線に生じる交流磁束と交流電流リプルの比例係数であるインダクタンスを交流インダクタンスとし、前記結合巻線に生じる直流磁束と直流電流リプルの比例係数であるインダクタンスを直流インダクタンスとしたとき、前記スイッチング素子を駆動制御する際のデューティが０．５以下の場合には、直流インダクタンスが交流インダクタンスよりも大きい関係に設定されるものである。
また、本願に開示される第３の電力変換装置は、直流電源の電圧を昇圧して出力する電力変換装置であって、
単一の直流巻線および互いに磁気的に結合する１組の結合巻線で構成された統合磁気部品を有し、前記直流巻線および前記結合巻線が一つの磁性体からなるコアに巻装されるとともに、前記直流巻線および前記結合巻線は、前記直流巻線および前記結合巻線に流れる直流電流により発生する直流磁束が互いに同方向で合流するような巻回方向に設定される一方、スイッチング素子を有する上アームおよび下アームが直列に接続されてなるレグが互いに並列に接続されたブリッジ型のスイッチング回路を備え、
前記直流電源に前記直流巻線の一端が接続され、前記直流巻線の他端が前記結合巻線の各一端に共通に接続され、前記結合巻線の各他端は前記スイッチング回路の前記上アームと前記下アームの各々の中間接続点にそれぞれ接続されており、
前記スイッチング回路の前記スイッチング素子を駆動制御する制御回路を備え、
前記制御回路は、前記スイッチング回路の駆動動作を、各レグの前記スイッチング素子を互いに位相を１８０度ずらして駆動するインターリーブ駆動と、各レグの前記スイッチング素子を互いに同位相で駆動する同相駆動とに切り替え、
前記結合巻線に生じる交流磁束と交流電流リプルの比例係数であるインダクタンスを交流インダクタンスとし、前記結合巻線に生じる直流磁束と直流電流リプルの比例係数であるインダクタンスを直流インダクタンスとしたとき、前記スイッチング素子を駆動制御する際のデューティが０．５以上の場合には、直流インダクタンスが交流インダクタンスに３から４倍のデューティを減算したものを乗算した値よりも大きい関係に設定されるものである。

本願に開示される第１〜第３の電力変換装置によれば、結合巻線および直流巻線が一つの磁性体に巻回されてなる統合磁気部品により、結合リアクトルと直流リアクトルを磁気統合したことで生じる相互インダクタンスを用いて高インダクタンスを形成して、磁性部品の小型化および電流リプルの抑制を行うことができる。また、過渡負荷時にブリッジ型のスイッチング回路の各レグのスイッチング素子を互いに位相を１８０度ずらして駆動する、いわゆるインターリーブ駆動から各レグのスイッチング素子を互いに同位相で駆動する同相駆動に切り替えることにより、結合巻線の電流リプルを小さくして低損失化を図ることができる。
上記効果に加えて、第１の電力変換装置では、各巻線が全て磁性体であるコア内に閉じ込められるので、リアクトルの外に漏れる磁束が小さいという利点がある。また、第２、第３の電力変換装置では、スイッチング素子を駆動制御する際のデューティの大小に応じて直流インダクタンスと交流インダクタンスが適切に設定されるので、効率的に電流リプルの抑制を行うことが可能になる。

Claims (7)

1. 直流電源の電圧を昇圧して出力する電力変換装置であって、
   単一の直流巻線および互いに磁気的に結合する１組の結合巻線で構成された統合磁気部品を有し、前記直流巻線および前記結合巻線が一つの磁性体からなるコアに巻装されるとともに、前記直流巻線および前記結合巻線は、前記直流巻線および前記結合巻線に流れる直流電流により発生する直流磁束が互いに同方向で合流するような巻回方向に設定される一方、スイッチング素子を有する上アームおよび下アームが直列に接続されてなるレグが互いに並列に接続されたブリッジ型のスイッチング回路を備え、
   前記直流電源に前記直流巻線の一端が接続され、前記直流巻線の他端が前記結合巻線の各一端に共通に接続され、前記結合巻線の各他端は前記スイッチング回路の前記上アームと前記下アームの各々の中間接続点にそれぞれ接続されており、
   前記スイッチング回路の前記スイッチング素子を駆動制御する制御回路を備え、
   前記制御回路は、前記スイッチング回路の駆動動作を、各レグの前記スイッチング素子を互いに位相を１８０度ずらして駆動するインターリーブ駆動と、各レグの前記スイッチング素子を互いに同位相で駆動する同相駆動とに切り替える、電力変換装置。
2. 一対の前記結合巻線は互いに並列配置され、前記直流巻線は前記結合巻線の巻き軸方向の一端側を覆って前記結合巻線の巻軸方向と同軸に配置されるとともに、前記結合巻線と前記直流巻線は、その中央を通る直流磁束の向きが同方向となるように巻装配置され、かつ前記結合巻線と前記直流巻線とは、磁性体粉末を混入した樹脂からなる前記コアによって全体が注型されて構成されている、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記結合巻線に生じる交流磁束と交流電流リプルの比例係数であるインダクタンスを交流インダクタンスとし、前記結合巻線に生じる直流磁束と直流電流リプルの比例係数であるインダクタンスを直流インダクタンスとしたとき、前記スイッチング素子を駆動制御する際のデューティが０．５以下の場合には、直流インダクタンスが交流インダクタンスよりも大きい関係に設定される、請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記結合巻線に生じる交流磁束と交流電流リプルの比例係数であるインダクタンスを交流インダクタンスとし、前記結合巻線に生じる直流磁束と直流電流リプルの比例係数であるインダクタンスを直流インダクタンスとしたとき、前記スイッチング素子を駆動制御する際のデューティが０．５以上の場合には、直流インダクタンスが交流インダクタンスに３から４倍のデューティを減算したものを乗算した値よりも大きい関係に設定される、請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
5. 前記直流巻線に流れる電流量に応じて、前記同相駆動と前記インターリーブ駆動を切り替える、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記直流巻線に流れる電流量が前記スイッチング素子の損失に基づいて決定される閾値よりも大きい場合は前記同相駆動をし、前記閾値よりも小さい場合には前記インターリーブ駆動をする、請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記スイッチング回路のスイッチング周波数が現状の値よりも低下する場合には、前記インターリーブ駆動から前記同相駆動に切り替える、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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