WO2023223771A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2023223771A1
WO2023223771A1 PCT/JP2023/015948 JP2023015948W WO2023223771A1 WO 2023223771 A1 WO2023223771 A1 WO 2023223771A1 JP 2023015948 W JP2023015948 W JP 2023015948W WO 2023223771 A1 WO2023223771 A1 WO 2023223771A1
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WO
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power conversion
mode
conversion circuits
energization
switching
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PCT/JP2023/015948
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English (en)
French (fr)
Inventor
健児 冨田
康明 青木
祐輔 上田
隆弘 清水
理知 木村
Original Assignee
株式会社Soken
株式会社デンソー
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Filing date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device capable of boosting at least a DC voltage.
  • Patent Document 1 two power conversion circuits are configured together with the coupling winding and the DC winding according to the amount of current flowing through the DC winding connected in series to the magnetically coupled coupling winding.
  • a power conversion device is described that switches between interleaved drive in which each switching element is driven with a phase shift of 180 degrees, and in-phase drive in which each switching element is driven in the same phase.
  • phase of the energization cycle of the switching element of one of the two power conversion circuits is shifted by 180 degrees (half cycle). become.
  • the calculation of the on time when turning on and off the switching elements of each power conversion circuit is calculated not for each energization cycle when the switching element turns on and off the current to the DC winding and the coupled winding, but for multiple cycles. It is conceivable to equalize the arithmetic processing load on the control section that calculates the energization on time by calculating the energization on time for each switching element of each power conversion circuit at different times.
  • the present disclosure has been made in view of the above points, and includes a first mode in which current flows in each of the reactors of a plurality of power conversion circuits at different times, and a first mode in which current flows in each of the reactors of at least two power conversion circuits at different times.
  • An object of the present invention is to provide a power conversion device that can suppress an increase in the calculation processing load on a control unit even when switching between the second mode and the second mode in which current flows at different times.
  • a power conversion device includes: a plurality of power conversion circuits connected in parallel, each of which has a reactor and a switching element that turns on and off energization to the reactor; A first mode in which current flows through each of the reactors of the plurality of power conversion circuits at different times depending on the magnitude of the current flowing in the reactor, and a current flow in each of the reactors of at least two power conversion circuits at the same time.
  • control unit that controls each switching element of the plurality of power conversion circuits so as to switch between the second mode and the second mode;
  • the control unit calculates the energization on time of the switching element for each of the energization cycles in which the reactor is energized and deenergized by the switching element with respect to the plurality of power conversion circuits.
  • Each calculation timing is determined so that the calculation timing of the energization on time for each of the switching elements of the power conversion circuit is different,
  • the control unit controls the timing of the calculation of the energization on time for each of the switching elements of the at least two power inverter circuits so that the calculation timing of the energization on time for each of the switching elements of the at least two power inverter circuits does not match.
  • a calculation timing of the energization on time for each of the switching elements of the plurality of power conversion circuits is determined.
  • the phase of the energization cycle of a switching element other than the switching element whose energization cycle phase was changed when switching from the first mode to the second mode in at least two power conversion circuits so as to return to the calculated timing is configured to change the
  • the control unit when switching from the first mode to the second mode, the control unit adjusts the energization on time for each of the switching elements of the at least two power conversion circuits.
  • the phase of the energization period of at least one switching element of at least two power conversion circuits is changed so that the calculation timings do not match.
  • the control unit when switching from the second mode to the first mode, the control unit is configured to at least return the calculation timing of the energization on time for each of the switching elements of the plurality of power conversion circuits to the predetermined calculation timing.
  • the phase of the energization period of a switching element other than the switching element whose energization period phase was changed when switching from the first mode to the second mode of the two power conversion circuits is changed. Therefore, even when switching between the first mode and the second mode, it is possible to suppress an increase in the calculation processing load on the control unit.
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a power conversion device according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram illustrating an example of the configuration of a drive circuit.
  • 3 is a diagram illustrating an example of the phase relationship of carrier signals for generating drive signals (PWM signals) for each switching signal in mode 1 and mode 2.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram illustrating a problem that occurs when a switching element that shifts the phase of a carrier signal is fixed to one side for switching between mode 1 and mode 2. It is a figure showing an example of switching operation between mode 1 and mode 2 in a 1st embodiment. It is a figure showing the composition of the power converter device concerning a 2nd embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a power conversion device according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram illustrating an example of the configuration of a drive circuit.
  • 3 is a diagram illustrating an example of the phase relationship of carrier signals for generating drive signals (PWM signals) for
  • FIG. 7 is a diagram showing a switching operation between mode 1 and mode 2 according to the first method in the second embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a switching operation between mode 1 and mode 2 according to a second method in the second embodiment. It is a figure showing the composition of the power conversion device concerning a 3rd embodiment. It is a figure which shows an example of the switching operation between mode 1 and mode 2 in 3rd Embodiment.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram for explaining the phase relationship of PWM signals of each switching element in mode 1;
  • FIG. 6 is an explanatory diagram for explaining the phase relationship of PWM signals of each switching element in mode 2;
  • FIG. 3 is an explanatory diagram for explaining the phase relationship of PWM signals of each switching element in mode 1;
  • FIG. 6 is an explanatory diagram for explaining the phase relationship of PWM signals of each switching element in mode 2;
  • FIG. 3 is an explanatory diagram for explaining the phase relationship of PWM signals of each switching element in mode 1 when the number of power conversion circuits is three.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram for explaining the phase relationship of PWM signals of each switching element in mode 2 when the number of power conversion circuits is three.
  • FIG. 1 shows the configuration of a power conversion device 100 according to the first embodiment.
  • Power conversion device 100 includes a plurality of power conversion circuits 10a and 10b.
  • FIG. 1 shows a power conversion device 100 having two power conversion circuits 10a and 10b.
  • the two power conversion circuits 10a and 10b are both converters that function as booster circuits.
  • the two power conversion circuits 10a and 10b are connected in parallel between a pair of input ends and a pair of output ends of the power conversion device 100.
  • a low voltage battery 1 is connected to a pair of input terminals of the power conversion device 100. That is, the low voltage from the low voltage battery 1 is input to a pair of input terminals of the power conversion device 100.
  • a high voltage battery 2 is connected to a pair of output terminals of the power conversion device 100. Therefore, the voltage boosted by the power conversion device 100 is output to the high voltage battery 2.
  • the high voltage battery 2 is just one example, and a load such as an electrical device may be connected to the pair of output terminals of the power conversion device 100.
  • the two power conversion circuits 10a and 10b include reactors 12a and 12b, switching elements 14a and 14b, body diodes 16a and 16b, diodes 18a and 18b, and a smoothing capacitor 20.
  • Smoothing capacitor 20 is shared by two power conversion circuits 10a and 10b. Both ends of the smoothing capacitor 20 are electrically connected to a pair of output ends of the power converter 100.
  • Reactors 12a and 12b of the two power conversion circuits 10a and 10b are magnetically coupled to each other via a core (not shown). Therefore, the magnetic flux generated by direct current flowing through each of the reactors 12a and 12b can be canceled out. This makes it possible to reduce the size of the core compared to the case where a core is provided for each of the two reactors 12a and 12b. However, the two reactors 12a and 12b do not need to be magnetically coupled. In the following description, in order to distinguish between the reactors 12a and 12b of the two power conversion circuits 10a and 10b, one may be referred to as a U-phase reactor 12a and the other as a V-phase reactor 12b.
  • the switching element 14a is configured by, for example, a MOSFET, and has a body diode 16a connected in antiparallel.
  • the switching element 14a may be composed of an IGBT or a bipolar transistor.
  • one end of the V-phase reactor 12b is connected to the low voltage battery 1, and the other end is connected to the midpoint of the series circuit of the switching element 14b and the diode 18b. That is, the switching element 14b is provided in the lower arm of the half-bridge circuit, and the diode 18b is provided in the upper arm.
  • the switching element 14b is also constituted by, for example, a MOSFET, and a body diode 16a is connected in antiparallel.
  • the two power conversion circuits 10a, 10b can step up the low voltage input from the low voltage battery 1 by PWM controlling the switching elements 14a, 14b by the control device 24 described later. That is, when the switching elements 14a, 14b are turned on by the PWM signal, current flows through the corresponding reactors 12a, 12b and the turned-on switching elements 14a, 14b. By applying this current, electrical energy is accumulated in the corresponding reactors 12a, 12b. When the turned-on switching elements 14a, 14b are turned off, current due to the electric energy stored in the corresponding reactors 12a, 12b flows through the diodes 18a, 18b. This current charges the smoothing capacitor 20. As a result, the smoothing capacitor 20 can output the boosted voltage from the pair of output terminals of the power conversion device 100.
  • the power conversion device 100 further includes a drive circuit 22 and a control device 24.
  • the control device 24 may be realized using a computer, for example. That is, the control device 24 includes a computer having a general configuration such as a CPU, ROM, RAM, I/O, and a bus line connecting these configurations. This computer can realize various functions using various programs stored in the ROM, for example. However, at least some of these functions may be realized using hardware such as an ASIC instead of a computer that executes a program.
  • a computer for example. That is, the control device 24 includes a computer having a general configuration such as a CPU, ROM, RAM, I/O, and a bus line connecting these configurations.
  • This computer can realize various functions using various programs stored in the ROM, for example. However, at least some of these functions may be realized using hardware such as an ASIC instead of a computer that executes a program.
  • the control device 24 obtains, for example, a current command value that instructs the magnitude of the current flowing through the reactors 12a, 12b from a higher-level control device (not shown). Further, the control device 24 detects the magnitude of the current flowing through each reactor 12a, 12b using current sensors 28a, 28b provided downstream of each reactor 12a, 12b.
  • the control device 24 Based on the acquired current command value and the detected magnitude of the current flowing through each reactor 12a, 12b, the control device 24 sets a duty so that the magnitude of the current flowing through each reactor 12a, 12b matches the current command value. A command value is calculated, and a duty command value signal indicating the calculated duty command value is output to the drive circuit 22. Further, the control device 24 generates a carrier signal according to a set value (period, peak value, etc.) set in an internal register, and outputs it to the drive circuit 22.
  • control device 24 detects the input voltage Vin to the power conversion device 100 with the voltage sensor 26 and detects the output voltage Vout of the power conversion device 100 with the voltage sensor 30.
  • the control device 24 may calculate a duty command value based on these input voltage Vin and output voltage Vout so that the output voltage Vout matches the target voltage, and may output a duty command value signal.
  • the drive circuit 22 has a comparator as shown in FIG.
  • the drive circuit 22 uses a comparator to compare the carrier signal output from the control device 24 and the duty command value signal.
  • the comparator outputs a signal according to the comparison result to each switching element 14a, 14b as a drive signal (PWM signal) for the switching element 14a, 14b.
  • PWM signal a drive signal for the switching element 14a, 14b.
  • the control device 24 controls the two power conversion circuits 10a, 10b according to the magnitude of the current flowing through the reactors 12a, 12b. 2 so as to switch between a first mode in which current flows through each of the reactors 12a and 12b at different times and a second mode in which current flows in each of the reactors 12 of the two power conversion circuits 10a and 10b at the same time.
  • Each switching element 14a, 14b of one power conversion circuit 10a, 10b is controlled.
  • the control device 24 switches to the first mode when the magnitude of the current flowing through the reactors 12a, 12b is large current equal to or greater than a predetermined value.
  • the control device 24 switches to the second mode when the magnitude of the current flowing through the reactors 12a, 12b is low and is less than a predetermined value.
  • the current is controlled to flow through the reactors 12a, 12b of the two power conversion circuits 10a, 10b at different times during low current, the current due to the electrical energy accumulated in the respective reactors 12a, 12b will cause the switching It may happen that the voltage becomes zero while the elements 14a, 14b are turned off. In this case, even if the duty command value changes, the magnitude of the current may not change, leading to deterioration of controllability.
  • the current is controlled to flow through the reactors 12a and 12b of the two power conversion circuits at the same time, the current due to the electrical energy stored in the reactors 12a and 12b becomes zero when the current is low. Even if the duty command value changes, the case where the magnitude of the current does not change can be prevented.
  • the control device 24 controls the two power inverter circuits 10a and 10b so that the phases of the currents flowing through the two reactors (U-phase reactor 12a and V-phase reactor 12b) are shifted from each other by half a period.
  • Each switching element 14a, 14b is controlled. As shown in FIG. 3, this is achieved by shifting the phases of carrier signals for generating drive signals (PWM signals) for the switching elements 14a and 14b of the two power conversion circuits 10a and 10b by half a cycle. can do.
  • control device 24 controls each switching element 14a, 14b of the two power conversion circuits 10a, 10b so that, in the second mode, the phases of the currents flowing through the two reactors 12a, 12b match, for example. .
  • This is achieved by making the phases of the carrier signals for generating the drive signals (PWM signals) of the switching elements 14a and 14b of the two power conversion circuits 10a and 10b the same, as shown in FIG. 3. be able to.
  • the control device 24 calculates the duty command value for each switching element 14a, 14b of the two power conversion circuits 10a, 10b every cycle of the carrier signal. It is configured so that it is performed every multiple cycles.
  • the control device 24 is configured to calculate the duty command values for the switching elements 14a, 14b of the two power conversion circuits 10a, 10b at different times. With this configuration, in the control device 24, the calculation processing load for calculating the duty command values for the respective switching elements 14a, 14b of the two power conversion circuits 10a, 10b does not increase temporarily. Can be leveled.
  • the switching elements 14a, 14b whose phase is shifted by half a period are fixed to one side. If so, the calculation timings of the duty command values for the switching elements 14a, 14b of the respective power conversion circuits 10a, 10b may coincide with each other, and the calculation processing load on the control device 24 may increase.
  • a normal carrier signal is added to the carrier signal for generating the drive signal for the switching element 14b that controls the energization of the V-phase reactor 12b.
  • a phase difference adjustment carrier signal having a period equal to a half period is inserted.
  • the phases of the carrier signals for generating drive signals for the respective switching elements 14a and 14b that control the energization of the U-phase reactor 12a and the V-phase reactor 12b match.
  • the insertion of the phase difference adjusted carrier signal as shown in FIG. can be executed by temporarily rewriting when inserting the phase difference adjustment carrier signal. After the phase difference adjustment carrier signal is inserted, the set value of the internal register is returned to the value before rewriting.
  • two types of carrier signals whose phase is shifted by a half cycle and the two types of carrier signals are used as carrier signals for generating a drive signal for the switching element 14b that controls energization of the V-phase reactor 12b in advance. It is also possible to perform phase adjustment by preparing two input comparators and switching the outputs of the two comparators.
  • the duty update timing of the drive signal of the switching element 14a and the duty update timing of the drive signal of the switching element 14b are one period of the carrier signal. It's out of sync. Therefore, at this point, there is no increase in the calculation processing load for calculating duty command values for the respective switching elements 14a, 14b of the two power conversion circuits 10a, 10b in the control device 24.
  • a normal carrier is added to the carrier signal for generating the drive signal of the switching element 14b that controls the energization of the V-phase reactor 12b.
  • a phase difference adjustment carrier signal having a period equal to a half period of the signal is inserted.
  • the duty update timing of the drive signal of the switching element 14a and the duty update timing of the drive signal of the switching element 14b coincide.
  • the control device 24 the calculation processing load for calculating duty command values for the respective switching elements 14a, 14b of the two power conversion circuits 10a, 10b increases.
  • the control device 24 when switching from mode 1 to mode 2, controls the driving of each switching element 14a, 14b of the two power conversion circuits 10a, 10b.
  • a drive signal for one switching element (14a or 14b) of the two power conversion circuits 10a, 10b is generated so that the signal duty update timing (that is, the execution period of the duty command value calculation task) does not match.
  • Adjust the carrier signals to match the phases of the carrier signals.
  • the control device 24 changes the phase of the carrier signal so that the phases of the PWM cycles (energization cycles) of the two switching elements 14a and 14b match, and controls each of the two power conversion circuits 10a and 10b. This prevents the duty update timings of the drive signals of the switching elements 14a and 14b from coinciding.
  • the duty update timing of the drive signals of the switching elements 14a and 14b of the two power conversion circuits 10a and 10b is determined before switching to mode 2.
  • the effects of the power conversion device 100 according to the present embodiment described above will be explained in detail with reference to FIGS. 5(a) to 5(c).
  • the carrier signal and the carrier signal for generating a drive signal for the switching element 14b that controls energization of the V-phase reactor 12b are shifted in phase by a half period. That is, in mode 1, the period of the PWM signal for the switching elements 14a and 14b of the two power conversion circuits 10a and 10b (the energization period of each switching element 14a and 14b) is determined by the number of power conversion circuits 10a and 10b being m Then, there is a shift of 2 ⁇ /m.
  • the duty update timing of the drive signals of the switching elements 14a and 14b is synchronized with the respective carrier signals. Therefore, the duty update timing of the drive signal of the switching element 14a and the duty update timing of the drive signal of the switching element 14b are shifted by a half period of the carrier signal. Also in the examples shown in FIGS. 5A to 5C, the duty update time arrives every two cycles of the carrier signal.
  • a normal carrier signal is added to the carrier signal for generating the drive signal of the switching element 14b that controls the energization of the V-phase reactor 12b.
  • a phase difference adjustment carrier signal having a period equal to a half period is inserted.
  • the phases of the carrier signals for generating drive signals for the respective switching elements 14a and 14b that control the energization of the U-phase reactor 12a and the V-phase reactor 12b match.
  • the period of the phase difference adjustment carrier signal to be inserted is not limited to the half period of the normal carrier signal.
  • a phase difference adjustment carrier signal for N+1/2 (N is an integer) period of a normal carrier signal may be inserted. Even if the phase difference adjustment carrier signal for N+1/2 (N is an integer) cycles is inserted, the drive signal for each switching element 14a, 14b that controls the energization of the U-phase reactor 12a and the V-phase reactor 12b cannot be generated.
  • the phases of carrier signals can be matched.
  • the duty update timing of the drive signal of the switching element 14a and the duty update timing of the drive signal of the switching element 14b are one period of the carrier signal. It's out of sync.
  • a drive signal is generated for the switching element 14b that controls the energization of the U-phase reactor 12a instead of the V-phase reactor 12b.
  • a phase difference adjustment carrier signal having a period equal to a half period of the normal carrier signal is inserted into the carrier signal for the purpose of the present invention.
  • the duty update timing of the drive signal of the switching element 14a and the duty update timing of the drive signal of the switching element 14b are The state returns to the state before switching from mode 1 to mode 2 shown in (a). In this state, as described above, the duty update timings of the drive signals of the switching elements 14a and 14b are shifted from each other by a half period of the carrier signal.
  • the first mode in which current flows in each of the reactors 12a, 12b of the plurality of power conversion circuits 10a, 10b at different times and the first mode in which current flows in each of the reactors 12a, 12b of the plurality of power conversion circuits 10a, 10b, Even if switching is repeatedly performed between the second mode in which current flows through each of the reactors 12a and 12b at the same time, it is possible to suppress an increase in the calculation processing load on the control device 24.
  • the power conversion device 100 includes two power conversion circuits 10a and 10b as the plurality of power conversion circuits.
  • the number of power conversion circuits is not limited to two.
  • the power conversion device 200 may include four power conversion circuits 10a to 10d.
  • each of the power conversion circuits 10a to 10d includes reactors 12a to 12d, switching elements 14a to 14d, diodes 18a to 18d, and a smoothing capacitor 20. Smoothing capacitor 20 is shared by four power conversion circuits 10a to 10d.
  • Reactor 12a of power conversion circuit 10a and reactor 12b of power conversion circuit 10b are magnetically coupled.
  • Reactor 12c of power conversion circuit 10c and reactor 12d of power conversion circuit 10d are magnetically coupled.
  • control device 24 also switches from mode 1 to mode 2 and from mode 2 to mode 1. Regarding this mode switching, two methods will be explained with reference to FIGS. 7(a) and 7(b) and FIGS. 8(a) and 8(b).
  • a carrier signal for the switching element 14a that controls the energization of the U-phase reactor 12a, and a carrier signal for the switching element 14b that controls the energization of the V-phase reactor 12b As shown in FIG. 7(a), in mode 1, a carrier signal for the switching element 14a that controls the energization of the U-phase reactor 12a, and a carrier signal for the switching element 14b that controls the energization of the V-phase reactor 12b.
  • the carrier signal for the switching element 14c that controls the energization of the W-phase reactor 12c and the carrier signal for the switching element 14d that controls the energization of the X-phase reactor 12d are each shifted in phase by 1/4 period. ing.
  • the period of the PWM signal for the switching elements 14a to 14d of the four power conversion circuits 10a to 10d is determined by the number of power conversion circuits 10a to 10d being m. Then, it is shifted by 2 ⁇ /m.
  • the method shown in FIGS. 7A and 7B is to drive switching elements 14a and 14b that control energization of U-phase reactor 12a and V-phase reactor 12b that are in the same phase after switching from mode 1 to mode 2.
  • the phase of the carrier signal for generating the drive signal for the switching elements 14c and 14d that controls the energization of the W-phase reactor 12c and the X-phase reactor 12d, which are in the same phase as the phase of the carrier signal for generating the signal. is delayed by 90 degrees.
  • the phases of the carrier signals for generating the drive signals of the switching elements 14a to 14d that control the energization of the four-phase reactors 12a to 12d are all matched. isn't it.
  • a power conversion circuit 10a having a U-phase reactor 12a and a power conversion circuit 10b having a V-phase reactor 12b whose carrier signals are out of phase by a half period are set as one set.
  • a power conversion circuit 10c having a W-phase reactor 12c and a power conversion circuit 10d having an X-phase reactor 12d whose carrier signals are out of phase by half a period are set as separate sets.
  • the phases of the carrier signals i.e., the energization period of the switching elements
  • the phases of the energization cycles of the switching elements are made to differ between different sets. Thereby, switching from mode 1 to mode 2 can be performed simply by adjusting the phase of the carrier signals in the two power conversion circuits, so that mode switching processing can be performed easily.
  • the set of power conversion circuits 10a and 10b when switching from mode 1 to mode 2, the set of power conversion circuits 10a and 10b generates a drive signal for the switching element 14b that controls the energization of the V-phase reactor 12b.
  • a phase difference adjustment carrier signal having a period equal to a half period of a normal carrier signal is inserted into the carrier signal.
  • the carrier signal for generating the drive signal of the switching element 14c that controls the energization of the X-phase reactor 12d has a period equivalent to a half period of the normal carrier signal.
  • a phase difference adjustment carrier signal is inserted. This insertion of the phase difference adjustment carrier signal is performed so that the duty update timings of the drive signals of the switching elements 14a to 14d do not match, as shown in FIG. 7(a).
  • Switching from mode 2 to mode 1 is achieved by changing the duty update timing of the drive signal of each switching element 14a and 14b, 14c and 14d to mode 2 in the two power conversion circuits 10a and 10b, 10c and 10d that form a set.
  • the drive signal for the switching element 14b that controls the energization of the U-phase reactor 12a instead of the V-phase reactor 12b is used for the set of power conversion circuits 10a and 10b.
  • a phase difference adjustment carrier signal having a period equal to a half period of a normal carrier signal is inserted into the carrier signal.
  • half of the normal carrier signal is used as the carrier signal for generating the drive signal of the switching element 14c that controls energization of the W-phase reactor 12c instead of the X-phase reactor 12d.
  • a phase difference adjustment carrier signal having a period equal to the period is inserted.
  • the method shown in FIGS. 8(a) and 8(b) is to drive switching elements 14a and 14b that control energization of U-phase reactor 12a and V-phase reactor 12b that are in the same phase after switching from mode 1 to mode 2.
  • the phase of the carrier signal for generating the drive signal for the switching elements 14c and 14d that controls the energization of the W-phase reactor 12c and the X-phase reactor 12d, which are in the same phase as the phase of the carrier signal for generating the signal. is delayed by 270 degrees. The rest is the same as the example shown in FIGS. 7(a) and 7(b).
  • a drive signal is generated for the switching element 14b that controls the energization of the U-phase reactor 12a.
  • a phase difference adjustment carrier signal having a period equal to a half period of the normal carrier signal is inserted into the carrier signal for the purpose of the above.
  • a carrier signal for generating a drive signal for a switching element 14d that controls energization of an X-phase reactor 12d has a period equal to a half period of a normal carrier signal. Insert phase difference adjustment carrier signal.
  • each switching element 14a of each power conversion circuit 10a to 10d is, for example, in the control device 24, each switching element 14a of each power conversion circuit 10a to 10d.
  • the configuration can be such that the one with the lower calculation processing load for calculating the duty command value for 14d to 14d is selected.
  • mode switching was performed between mode 1 and mode 2 in both sets of power conversion circuits.
  • switching between mode 1 and mode 2 may be performed in at least one set, and the remaining sets may be constantly driven in mode 1, for example.
  • the power conversion device 200 includes four power conversion circuits 10a to 10d as the plurality of power conversion circuits.
  • the power conversion device 300 according to this embodiment includes six power conversion circuits 10a to 10f, as shown in FIG.
  • each of the power conversion circuits 10a to 10f includes reactors 12a to 12f, switching elements 14a to 14f, diodes 18a to 18f, a smoothing capacitor 20, and the like. Smoothing capacitor 20 is shared by six power conversion circuits 10a to 10f.
  • Reactor 12a of power conversion circuit 10a and reactor 12b of power conversion circuit 10b are magnetically coupled.
  • Reactor 12c of power conversion circuit 10c and reactor 12d of power conversion circuit 10d are magnetically coupled.
  • Reactor 12e of power conversion circuit 10e and reactor 12f of power conversion circuit 10f are magnetically coupled.
  • a carrier signal for the switching element 14a that controls the energization of the U-phase reactor 12a, and a carrier signal for the switching element 14b that controls the energization of the V-phase reactor 12b is out of phase by 1/6 period.
  • the period of the PWM signal for the switching elements 14a to 14f of the six power conversion circuits 10a to 10f is determined by the number of power conversion circuits 10a to 10f being m Then, there is a shift of 2 ⁇ /m.
  • two power conversion circuits whose carrier signals are out of phase by half a cycle are defined as one set, and a total of three sets are defined.
  • the carrier signals are out of phase by half a period.
  • a power conversion circuit 10c having a phase reactor 12c a power conversion circuit 10d having an X-phase reactor 12d
  • a power conversion circuit 10f having a Y-phase reactor 12e and a Z-phase reactor 12f are a power conversion circuit 10c having a phase reactor 12c, a power conversion circuit 10d having an X-phase reactor 12d, and a power conversion circuit 10f having a Y-phase reactor 12e and a Z-phase reactor 12f.
  • a half-cycle phase difference adjustment carrier signal is inserted into the carrier signal for the switching element of one power conversion circuit of each set, and the power conversion circuits forming each set are
  • the phases of the carrier signals that is, the energization periods of the switching elements
  • the phases of the energization cycles of the switching elements 14a and 14b, 14c and 14d, and 14e and 14f are different. In this way, switching from mode 1 to mode 2 can be performed simply by adjusting the phase of the carrier signals in the three power conversion circuits, making it possible to easily perform mode switching processing.
  • the set of power conversion circuits 10a and 10b when switching from mode 1 to mode 2, the set of power conversion circuits 10a and 10b generates a drive signal for the switching element 14b that controls the energization of the V-phase reactor 12b.
  • a phase difference adjustment carrier signal having a period equal to a half period of a normal carrier signal is inserted into the carrier signal.
  • a carrier signal for generating a drive signal for a switching element 14d that controls energization of an X-phase reactor 12d has a period equal to a half period of a normal carrier signal.
  • a phase difference adjustment carrier signal is inserted.
  • a carrier signal for generating a drive signal for a switching element 14f that controls energization of a Z-phase reactor 12f has a phase having a period equal to a half period of a normal carrier signal.
  • a phase difference adjustment carrier signal is inserted. The insertion of these phase difference adjustment carrier signals is performed so that the duty update timings of the drive signals of the switching elements 14a to 14f do not coincide, as shown in FIG. 10(a).
  • Switching from mode 2 to mode 1 is achieved by changing the drive signals of the switching elements 14a and 14b, 14c and 14d, and 14e and 14f in the three power conversion circuits 10a and 10b, 10c and 10d, and 10e and 10f, respectively.
  • a normal carrier is added to the carrier signal for generating the drive signal of the switching element 14b that controls the energization of the U-phase reactor 12a.
  • a phase difference adjustment carrier signal having a period equal to a half period of the signal is inserted.
  • the carrier signal for generating the drive signal of the switching element 14c that controls the energization of the W-phase reactor 12c has a period equal to a half period of the normal carrier signal. Insert phase difference adjustment carrier signal.
  • the carrier signal for generating the drive signal of the switching element 14e that controls the energization of the Y-phase reactor 12e has a period equal to a half period of the normal carrier signal. Insert phase difference adjustment carrier signal.
  • mode switching was performed between mode 1 and mode 2 in all three sets of power conversion circuits.
  • switching between mode 1 and mode 2 may be performed in at least one set, and the remaining sets may be constantly driven in mode 1, for example.
  • Mode 1 For example, in the embodiment described above, in mode 1, the phases of the drive signals (PWM signals) of the two power conversion circuits (for example, 10a and 10b) that form the set are shifted by half a period, and in mode 2, the phases of the drive signals (PWM signals) of the two power conversion circuits that form the set are shifted by half a period. It has been explained that the phases of the drive signals (PWM signals) of the two power conversion circuits (for example, 10a and 10b) match.
  • FIG. 11A shows the PWM signals of the two power conversion circuits 10a and 10b forming a set when the duty ratio is less than 0.5 in mode 1.
  • FIG. 11(b) shows the PWM signals of the two power conversion circuits 10a and 10b forming a set when the duty ratio is 0.5 or more in mode 1.
  • the phases of the PWM signals of the two power conversion circuits forming the set do not necessarily have to be shifted by half a cycle.
  • the PWM signals of the two power conversion circuits forming a set are determined according to the duty ratio, "There is no period in which all switching elements are turned on at the same time, and there is a period in which all switching elements are turned off at the same time.” Alternatively, it is sufficient to satisfy the following condition: "There is no period in which all switching elements are turned off at the same time, and there is a period in which all switching elements are turned on at the same time.”
  • FIG. 12 shows the PWM signals of two power conversion circuits 10a and 10b forming a set in mode 2.
  • mode 2 there is a period in which all switching elements 14a, 14b are turned on at the same time, and there is a period in which all switching elements 14a, 14b are turned off at the same time. That is, in mode 2, the phases of the PWM signals of the two power conversion circuits forming the set do not necessarily need to be completely matched.
  • the PWM signals of the two power conversion circuits forming a set only need to satisfy the following conditions: ⁇ There is a period in which all switching elements are on at the same time, and there is a period in which all switching elements are off at the same time.'' .
  • Mode 2 In each of the embodiments described above, when the number of power conversion circuits is an even number (two, four, six, etc.), two power conversion circuits are set as a set, and mode 1 and mode 2 are selected for each set. An example of switching has been explained.
  • the number of power conversion circuits may be an even number greater than six. Furthermore, the number of power conversion circuits may be an odd number.
  • the phases of the PWM signal of the second switching element and the PWM signal of the third switching element are adjusted so as to match the phase of the PWM signal of the first switching element. At this time, the amounts of phase adjustment of the PWM signal of the second switching element and the PWM signal of the third switching element are different.
  • FIG. 14 shows the PWM signals of each switching element after being switched to mode 2. As shown in FIG. 14, the phases of the PWM signals of each switching element do not need to match completely. Similar to the example in FIG. 12, the PWM signals of the three power conversion circuits are such that "there is a period in which all switching elements are on at the same time, and there is a period in which all switching elements are off at the same time.” As long as the conditions are met.
  • Switching from mode 2 to mode 1 is performed by adjusting the phase of the PWM signal of a switching element of a different combination from the combination of switching elements that adjusted the phase of the PWM signal when switching from mode 1 to mode 2. .
  • the phase of the PWM signal is adjusted for the combination of the first switching element and the second or third switching element (whichever has a smaller amount of phase adjustment).
  • the duty update timing of the PWM signal of each switching element can be returned to the update timing determined before switching to mode 2.
  • a control unit (24) that controls each switching element of the plurality of power conversion circuits so as to switch between a second mode in which the current flows and a second mode in which the current flows;
  • the control unit calculates, with respect to the plurality of power conversion circuits, an energization on time of the switching element for each of a plurality of energization cycles in which energization of the reactor is turned on and off by the switching element; In the mode No.
  • respective calculation timings are determined so that the calculation timings of the energization on time for each of the switching elements of the plurality of power conversion circuits are different,
  • the control unit controls the control unit so that calculation timings of energization on-times for each of the switching elements of the at least two power conversion circuits do not match.
  • the switching elements of the plurality of power conversion circuits are switched from the second mode to the first mode.
  • the phase of the energization cycle when switching from the first mode to the second mode of the at least two power inverter circuits so as to return the calculation timing of the energization on time for each to the predetermined calculation timing.
  • a power converter device that changes the phase of the energization cycle of the switching element other than the switching element whose change is made.
  • the plurality of power conversion circuits include at least one set consisting of two power conversion circuits, According to technical idea 1 or 2, in the first mode, a phase difference in the energization period between the switching elements of the two power conversion circuits forming the set is set to 1/2 of the energization period. Power converter.
  • the reactor is connected between a power source (1) and a midpoint between an upper arm and a lower arm, the switching element is provided in the lower arm, and a diode ( 18a to 18f), and when the switching element is turned off, electric energy stored in the reactor supplies current to the load (2) via the diode.

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Abstract

制御装置（２４）は、電力変換回路のリアクトル（１２ａ、１２ｂ）の各々に異なる時期に電流が流れる第１のモードから、同じ時期に電流が流れる第２のモードへ切り替えるときと、第２のモードから第１のモードへ切り替えるときとで、キャリア信号の位相を調整するスイッチング素子（１４ａ、１４ｂ）を異ならせる。それにより、制御装置（２４）における、各スイッチング素子（１４ａ、１４ｂ）のためのデューティ指令値の計算時期が一致することを回避して、制御装置（２４）の演算処理負荷の増大を抑制する。

Description

電力変換装置 関連出願の相互参照
　この出願は、２０２２年５月１６日に日本に出願された特許出願第２０２２－８０４７８号を基礎としており、基礎の出願の内容を、全体的に、参照により援用している。
　本開示は、少なくとも直流電圧を昇圧することが可能な電力変換装置に関する。
　例えば、特許文献１には、磁気的に結合された結合巻線に直列に接続された直流巻線に流れる電流量に応じて、結合巻線及び直流巻線とともに２つの電力変換回路を構成する各スイッチング素子を互いに位相を１８０度ずらして駆動するインターリーブ駆動と、各スイッチング素子を互いに同位相で駆動する同相駆動とに切り替える電力変換装置が記載されている。
国際公開第２０２０／０９５４３２号
　上記の電力変換装置における、インターリーブ駆動と同相駆動との切り替え時には、２つの電力変換回路の内、一方の電力変換回路のスイッチング素子の通電周期の位相が１８０度（半周期分）だけずらされることになる。
　ここで、各電力変換回路のスイッチング素子をオン、オフ駆動する際のオン時間の計算を、スイッチング素子により直流巻線及び結合巻線への通電をオン、オフする通電周期毎ではなく、複数周期毎に行ないつつ、各電力変換回路のスイッチング素子のための通電オン時間の計算時期を異ならせることにより、通電オン時間を計算する制御部の演算処理負荷を平準化することが考えられる。
　しかしながら、初期的に通電オン時間の計算時期を異ならせたとしても、半周期分だけ位相をずらすスイッチング素子が固定されていると、各電力変換回路のスイッチング素子のための通電オン時間の計算時期が一致してしまい、制御部における演算処理負荷が増大してしまう虞がある。
　本開示は、上述した点に鑑みてなされたものであり、複数の電力変換回路のリアクトルの各々に異なる時期に電流が流れる第１のモードと、少なくとも２つの電力変換回路のリアクトルの各々に同じ時期に電流が流れる第２のモードとの間で切り替えを行っても、制御部における演算処理負荷の増大を抑制することが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するため、本開示による電力変換装置は、
　それぞれが、リアクトルと、リアクトルへの通電をオン、オフするスイッチング素子とを有し、並列に接続された複数の電力変換回路と、
　リアクトルに流れる電流の大きさに応じて、複数の電力変換回路のリアクトルの各々に異なる時期に電流が流れる第１のモードと、少なくとも２つの電力変換回路のリアクトルの各々に同じ時期に電流が流れる第２のモードとを切り替えるように、複数の電力変換回路の各スイッチング素子を制御する制御部と、を備え、
　制御部は、複数の電力変換回路に関して、スイッチング素子によりリアクトルの通電がオン、オフされる通電周期の複数周期毎にスイッチング素子による通電オン時間を計算するものであり、第１のモードにおいて、複数の電力変換回路のスイッチング素子の各々のための通電オン時間の計算時期が異なるように、それぞれの計算時期が定められており、
　制御部は、第１のモードから第２のモードへ切り替えるとき、少なくとも２つの電力変換回路のスイッチング素子の各々のための通電オン時間の計算時期が一致しないように、少なくとも２つの電力変換回路の、少なくとも１つのスイッチング素子の通電周期の位相を変化させ、第２のモードから第１のモードへ切り替えるとき、複数の電力変換回路のスイッチング素子の各々のための通電オン時間の計算時期を定められた計算時期に戻すように、少なくとも２つの電力変換回路の、第１のモードから第２のモードへ切り替えるときに通電周期の位相が変化されたスイッチング素子とは別のスイッチング素子の通電周期の位相を変化させるように構成される。
　上記のように、本開示による電力変換装置によれば、制御部は、第１のモードから第２のモードへ切り替えるとき、少なくとも２つの電力変換回路のスイッチング素子の各々のための通電オン時間の計算時期が一致しないように、少なくとも２つの電力変換回路の、少なくとも１つのスイッチング素子の通電周期の位相を変化させる。また、制御部は、第２のモードから第１のモードへ切り替えるとき、複数の電力変換回路のスイッチング素子の各々のための通電オン時間の計算時期を定められた計算時期に戻すように、少なくとも２つの電力変換回路の、第１のモードから前記第２のモードへ切り替えるときに通電周期の位相が変化されたスイッチング素子とは別のスイッチング素子の通電周期の位相を変化させる。従って、第１のモードと第２のモードとの間で切り替えを行っても、制御部における演算処理負荷の増大を抑制することが可能となる。
　請求の範囲の参照番号は、本開示の理解を容易にすべく、後述する実施形態における具体的な構成との対応関係の一例を示すものにすぎず、なんら本開示の範囲を制限することを意図したものではない。
　また、上述した本開示の特徴以外の、請求の範囲の各請求項に記載した技術的特徴に関しては、後述する実施形態の説明及び添付図面から明らかになる。
第１実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。 駆動回路の構成の一例を説明する説明図である。 モード１及びモード２における各スイッチング信号の駆動信号（ＰＷＭ信号）を生成するためのキャリア信号の位相の関係の一例を示す図である。 モード１とモード２との切り替えのため、キャリア信号の位相をずらすスイッチング素子が一方に固定されている場合に生じる問題を説明する説明図である。 第１実施形態における、モード１とモード２との切り替え動作の一例を示す図である。 第２実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。 第２実施形態において、第１の手法によるモード１とモード２との切り替え動作を示す図である。 第２実施形態において、第２の手法によるモード１とモード２との切り替え動作を示す図である。 第３実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。 第３実施形態における、モード１とモード２との切り替え動作の一例を示す図である。 モード１における、各スイッチング素子のＰＷＭ信号の位相の関係を説明するための説明図である。 モード２における、各スイッチング素子のＰＷＭ信号の位相の関係を説明するための説明図である。 電力変換回路の数を３個とした場合の、モード１における、各スイッチング素子のＰＷＭ信号の位相の関係を説明するための説明図である。 電力変換回路の数を３個とした場合の、モード２における、各スイッチング素子のＰＷＭ信号の位相の関係を説明するための説明図である。
　以下、本開示の実施形態に係る電力変換装置が、図面を参照して、詳細に説明される。なお、複数の実施形態において、互いに同一もしくは均等である部分には、同一符号が付されている。
　（第１実施形態）
　図１は、第１実施形態に係る電力変換装置１００の構成を示している。電力変換装置１００は、複数の電力変換回路１０ａ、１０ｂを有する。図１には、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂを有する電力変換装置１００が示されている。本実施形態では、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂは、いずれも昇圧回路として機能するコンバータである。
　２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂは、電力変換装置１００の一対の入力端と一対の出力端との間で並列に接続されている。電力変換装置１００の一対の入力端には、低電圧バッテリ１が接続されている。すなわち、電力変換装置１００の一対の入力端には、低電圧バッテリ１からの低電圧が入力される。また、電力変換装置１００の一対の出力端には高電圧バッテリ２が接続されている。従って、電力変換装置１００によって昇圧された電圧が、高電圧バッテリ２に出力される。なお、高電圧バッテリ２は一例であり、電力変換装置１００の一対の出力端には、電気機器などの負荷が接続されても良い。
　２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂは、リアクトル１２ａ、１２ｂ、スイッチング素子１４ａ、１４ｂ、ボディダイオード１６ａ、１６ｂ、ダイオード１８ａ、１８ｂ、及び、平滑コンデンサ２０を備えている。平滑コンデンサ２０は、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂで共用されている。平滑コンデンサ２０は、その両端が電力変換装置１００の一対の出力端に電気的に接続されている。
　２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂのそれぞれのリアクトル１２ａ、１２ｂは、図示しないコアを介して互いに磁気的に結合している。従って、リアクトル１２ａ、１２ｂの各々に直流電流が流れることで発生する磁束を互いに相殺することができる。これにより、２つのリアクトル１２ａ、１２ｂごとにコアを設ける場合と比較して、コアの小型化を図ることが可能となる。ただし、２つのリアクトル１２ａ、１２ｂは、磁気結合されていなくても良い。以下の説明では、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂのリアクトル１２ａ、１２ｂを区別するために、一方をＵ相リアクトル１２ａ、他方をＶ相リアクトル１２ｂと記載する場合がある。
　Ｕ相リアクトル１２ａは、一端が、低電圧バッテリ１に接続され、他端が、スイッチング素子１４ａとダイオード１８ａとの直列回路の中点に接続されている。すなわち、ハーフブリッジ回路の下アームにスイッチング素子１４ａが設けられ、上アームにダイオード１８ａが設けられている。スイッチング素子１４ａは、例えば、ＭＯＳＦＥＴによって構成され、ボディダイオード１６ａが逆並列接続されている。スイッチング素子１４ａは、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタによって構成されても良い。
　同様に、Ｖ相リアクトル１２ｂは、一端が、低電圧バッテリ１に接続され、他端が、スイッチング素子１４ｂとダイオード１８ｂとの直列回路の中点に接続されている。すなわち、ハーフブリッジ回路の下アームにスイッチング素子１４ｂが設けられ、上アームにダイオード１８ｂが設けられている。スイッチング素子１４ｂも、例えば、ＭＯＳＦＥＴによって構成され、ボディダイオード１６ａが逆並列接続されている。
　従って、スイッチング素子１４ａ、１４ｂが、後述する制御装置２４によってＰＷＭ制御されることにより、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂは、低電圧バッテリ１から入力された低電圧を昇圧することができる。つまり、スイッチング素子１４ａ、１４ｂがＰＷＭ信号によってオンされると、対応するリアクトル１２ａ、１２ｂとオンされたスイッチング素子１４ａ、１４ｂを介して、電流が流れる。この電流の通電により、対応するリアクトル１２ａ、１２ｂには、電気エネルギーが蓄積される。オンされたスイッチング素子１４ａ、１４ｂがオフされると、対応するリアクトル１２ａ、１２ｂに蓄積された電気エネルギーによる電流が、ダイオード１８ａ、１８ｂを介して流れる。この電流が、平滑コンデンサ２０を充電する。その結果、平滑コンデンサ２０は、電力変換装置１００の一対の出力端から昇圧された電圧を出力することができる。
　本実施形態に係る電力変換装置１００は、さらに、駆動回路２２、及び、制御装置２４を備えている。
　制御装置２４は、例えば、コンピュータを用いて実現され得る。すなわち、制御装置２４は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、Ｉ／Ｏ、およびこれらの構成を接続するバスラインなどの一般的な構成を有するコンピュータを含む。そして、このコンピュータは、例えばＲＯＭに格納された各種のプログラムにより、種々の機能を実現することができる。ただし、これらの機能の少なくとも一部を、プログラムを実行するコンピュータにより実現するのではなく、ＡＳＩＣなどのハードウェアを用いて実現しても良い。
　制御装置２４は、例えば、図示しない上位の制御装置からリアクトル１２ａ、１２ｂを流れる電流の大きさを指示する電流指令値を取得する。さらに、制御装置２４は、各リアクトル１２ａ、１２ｂの下流に設けた電流センサ２８ａ、２８ｂによって、各リアクトル１２ａ、１２ｂを流れる電流の大きさを検出する。
　制御装置２４は、取得した電流指令値と、検出した各リアクトル１２ａ、１２ｂを流れる電流の大きさに基づいて、各リアクトル１２ａ、１２ｂを流れる電流の大きさが電流指令値に一致するようにデューティ指令値を演算し、演算したデューティ指令値を示すデューティ指令値信号を駆動回路２２に出力する。また、制御装置２４は、内部のレジスタに設定した設定値（周期、ピーク値など）に応じたキャリア信号を生成して、駆動回路２２に出力する。
　さらに、制御装置２４は、電圧センサ２６により電力変換装置１００への入力電圧Ｖｉｎを検出し、電圧センサ３０により電力変換装置１００の出力電圧Ｖｏｕｔを検出する。制御装置２４は、これらの入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧と一致するようにデューティ指令値を演算し、デューティ指令値信号を出力しても良い。
　駆動回路２２は、図２に示すようなコンパレータを有する。駆動回路２２は、コンパレータを用いて、制御装置２４から出力されたキャリア信号とデューティ指令値信号とを比較する。コンパレータは、その比較結果に応じた信号を、スイッチング素子１４ａ、１４ｂの駆動信号（ＰＷＭ信号）として各スイッチング素子１４ａ、１４ｂに出力する。これにより、各リアクトル１２に流れる電流の大きさを電流指令値に応じた大きさに制御したり、電力変換装置１００の出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧に近づけたりすることができる。
　ここで、特許文献１と同様に、本実施形態に係る電力変換装置１００においても、制御装置２４は、リアクトル１２ａ、１２ｂに流れる電流の大きさに応じて、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂのリアクトル１２ａ、１２ｂの各々に異なる時期に電流が流れる第１のモードと、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂのリアクトル１２の各々に同じ時期に電流が流れる第２のモードとを切り替えるように、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂの各スイッチング素子１４ａ、１４ｂを制御する。
　例えば、制御装置２４は、リアクトル１２ａ、１２ｂに流れる電流の大きさが所定値以上である大電流時に第１のモードに切り替える。一方、制御装置２４は、リアクトル１２ａ、１２ｂに流れる電流の大きさが所定値未満の低電流時に第２のモードに切り替える。このようなモード切り替え制御により、各リアクトル１２に流れる電流の大きさを電流指令値に応じた大きさに制御したり、電力変換装置１００の出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧に近づけたりする際の制御性の悪化を抑制することができる。
　例えば、低電流時に、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂのリアクトル１２ａ、１２ｂの各々に異なる時期に電流が流れるように制御すると、それぞれのリアクトル１２ａ、１２ｂに蓄積された電気エネルギーによる電流が、スイッチング素子１４ａ、１４ｂがオフされている間に零となってしまうことが起こり得る。この場合、デューティ指令値が変化しても、電流の大きさが変化しないケースが生じ、制御性の悪化につながる。それに対して、２つの電力変換回路のリアクトル１２ａ、１２ｂの各々に同じ時期に電流が流れるように制御すると、低電流時にリアクトル１２ａ、１２ｂに蓄積された電気エネルギーによる電流が零となる場合であっても、デューティ指令値の変化に対して電流の大きさが変化しないケースを防ぐことができる。
　制御装置２４は、例えば、第１のモードにおいて、２つのリアクトル（Ｕ相リアクトル１２ａとＶ相リアクトル１２ｂ）を流れる電流の位相が互いに半周期分ずれるように、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂの各スイッチング素子１４ａ、１４ｂを制御する。これは、図３に示すように、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂの各スイッチング素子１４ａ、１４ｂの駆動信号（ＰＷＭ信号）を生成するためのキャリア信号の位相を互いに半周期分ずらすことによって実現することができる。
　また、制御装置２４は、例えば、第２のモードにおいて、２つのリアクトル１２ａ、１２ｂを流れる電流の位相が一致するように、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂの各スイッチング素子１４ａ、１４ｂを制御する。これは、図３に示すように、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂの各スイッチング素子１４ａ、１４ｂの駆動信号（ＰＷＭ信号）を生成するためのキャリア信号の位相を同位相とすることによって実現することができる。
　さらに、本実施形態に係る電力変換装置１００は、制御装置２４が、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂの各スイッチング素子１４ａ、１４ｂに対するデューティ指令値の算出を、キャリア信号の周期毎に行なうのではなく、複数周期毎に行なうように構成される。併せて、制御装置２４が、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂの各スイッチング素子１４ａ、１４ｂに対するデューティ指令値の算出時期を異ならせるように構成される。このように構成することにより、制御装置２４において、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂの各スイッチング素子１４ａ、１４ｂに対するデューティ指令値を計算するための演算処理負荷が、一時的に増大することなく、平準化され得る。
　しかしながら、初期的に２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂの各スイッチング素子１４ａ、１４ｂに対するデューティ指令値の算出時期を異ならせたとしても、半周期分だけ位相をずらすスイッチング素子１４ａ、１４ｂが一方に固定されていると、各電力変換回路１０ａ、１０ｂのスイッチング素子１４ａ、１４ｂに対するデューティ指令値の算出時期が一致してしまい、制御装置２４における演算処理負荷が増大してしまう虞がある。
　この問題を、図４（ａ）～（ｃ）を参照して詳細に説明する。図４（ａ）に示す例では、初期的に、モード１において、Ｕ相リアクトル１２ａの通電を制御するスイッチング素子１４ａの駆動信号を生成するためのキャリア信号と、Ｖ相リアクトル１２ｂの通電を制御するスイッチング素子１４ｂの駆動信号を生成するためのキャリア信号とは、それぞれの位相が半周期分ずれている。スイッチング素子１４ａ、１４ｂの駆動信号のデューティ更新時期は、それぞれのキャリア信号と同期している。このため、スイッチング素子１４ａの駆動信号のデューティ更新時期と、スイッチング素子１４ｂの駆動信号のデューティ更新時期とは、キャリア信号の半周期分ずれている。なお、図４（ａ）～（ｃ）に示す例では、キャリア信号の２周期毎にデューティ更新時期が到来する。そのため、制御装置２４は、各デューティ更新時期の直前に、デューティ指令値の計算タスクを実行する。
　図４（ａ）に示すように、モード１からモード２への切り替えのため、Ｖ相リアクトル１２ｂの通電を制御するスイッチング素子１４ｂの駆動信号を生成するためのキャリア信号に、通常のキャリア信号の半周期分の周期を有する位相差調整キャリア信号を挿入したとする。その結果、Ｕ相リアクトル１２ａ及びＶ相リアクトル１２ｂの通電を制御する各スイッチング素子１４ａ、１４ｂの駆動信号を生成するためのキャリア信号の位相は一致する。
　なお、図４（ａ）に示すような、位相差調整キャリア信号の挿入は、例えば、制御装置２４において、キャリア信号を生成するための内部レジスタに設定した設定値（周期、ピーク値など）を、位相差調整キャリア信号の挿入時に、一時的に書き換えることにより実行することができる。位相差調整キャリア信号の挿入後、内部レジスタの設定値は書き換え前の値に戻される。
　もしくは、予め、Ｖ相リアクトル１２ｂの通電を制御するスイッチング素子１４ｂの駆動信号を生成するためのキャリア信号として、半周期分だけ位相のずれた２種類のキャリア信号と、その２種類のキャリア信号が入力される２つのコンパレータを用意しておき、その２つのコンパレータの出力を切り替えることで、位相調整を行うことも可能である。
　モード１からモード２への切り替え後、図４（ａ）に示すように、スイッチング素子１４ａの駆動信号のデューティ更新時期と、スイッチング素子１４ｂの駆動信号のデューティ更新時期とは、キャリア信号の１周期分ずれている。従って、この時点では、制御装置２４において、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂの各スイッチング素子１４ａ、１４ｂに対するデューティ指令値を計算するための演算処理負荷の増大は発生しない。
　図４（ｂ）に示すように、モード２からモード１への切り替えのため、再び、Ｖ相リアクトル１２ｂの通電を制御するスイッチング素子１４ｂの駆動信号を生成するためのキャリア信号に、通常のキャリア信号の半周期分の周期を有する位相差調整キャリア信号を挿入したとする。モード２からモード１への切り替え後、図４（ｂ）に示すように、スイッチング素子１４ａの駆動信号のデューティ更新時期と、スイッチング素子１４ｂの駆動信号のデューティ更新時期とは、キャリア信号の半周期分ずれている。従って、この時点でも、制御装置２４において、２つの電力変換回路の各スイッチング素子１４ａ、１４ｂに対するデューティ指令値を計算するための演算処理負荷の増大は発生しない。
　図４（ｃ）に示すように、さらに、モード１からモード２への切り替えのため、Ｖ相リアクトル１２ｂの通電を制御するスイッチング素子１４ｂの駆動信号を生成するためのキャリア信号に、通常のキャリア信号の半周期分の周期を有する位相差調整キャリア信号を挿入したとする。すると、図４（ｃ）に示すように、スイッチング素子１４ａの駆動信号のデューティ更新時期と、スイッチング素子１４ｂの駆動信号のデューティ更新時期とが一致してしまう。これにより、制御装置２４において、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂの各スイッチング素子１４ａ、１４ｂに対するデューティ指令値を計算するための演算処理負荷が増大してしまう。
　このような問題に対して、本実施形態に係る電力変換装置１００では、制御装置２４が、モード１からモード２へ切り替えるとき、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂの各スイッチング素子１４ａ、１４ｂの駆動信号のデューティ更新時期（つまり、デューティ指令値の計算タスクの実行期間）が一致しないように、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂの内の、１つのスイッチング素子（１４ａ又は１４ｂ）の駆動信号を生成するためのキャリア信号を調整して、キャリア信号の位相を一致させる。このようにして、制御装置２４は、２つのスイッチング素子１４ａ、１４ｂのＰＷＭ周期（通電周期）の位相を一致させるようにキャリア信号の位相を変化させながら、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂの各スイッチング素子１４ａ、１４ｂの駆動信号のデューティ更新時期が一致することを防ぐ。
　そして、制御装置２４が、モード２からモード１へ切り替えるとき、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂのスイッチング素子１４ａ、１４ｂの駆動信号のデューティ更新時期を、モード２への切り替え前に定められていた更新時期に戻すように、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂの、モード１からモード２へ切り替えるときにキャリア信号の位相が調整されたスイッチング素子とは別のスイッチング素子のキャリア信号の位相を変化させる。この結果、モード１とモード２との間で切り替えを繰り返し行っても、制御装置２４における演算処理負荷の増大を抑制することが可能となる。
　上述した本実施形態に係る電力変換装置１００の作用効果を、図５（ａ）～（ｃ）を参照して詳細に説明する。図５（ａ）に示す例では、図４（ａ）に示す例と同様に、初期的に、モード１において、Ｕ相リアクトル１２ａの通電を制御するスイッチング素子１４ａの駆動信号を生成するためのキャリア信号と、Ｖ相リアクトル１２ｂの通電を制御するスイッチング素子１４ｂの駆動信号を生成するためのキャリア信号とは、それぞれの位相が半周期分ずれている。すなわち、モード１において、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂのスイッチング素子１４ａ、１４ｂのためのＰＷＭ信号の周期（各スイッチング素子１４ａ、１４ｂの通電周期）は、電力変換回路１０ａ、１０ｂの数をｍとすると、２π／ｍずれている。
　また、スイッチング素子１４ａ、１４ｂの駆動信号のデューティ更新時期は、それぞれのキャリア信号と同期している。このため、スイッチング素子１４ａの駆動信号のデューティ更新時期と、スイッチング素子１４ｂの駆動信号のデューティ更新時期とは、キャリア信号の半周期分ずれている。また、図５（ａ）～（ｃ）に示す例においても、キャリア信号の２周期毎にデューティ更新時期が到来する。
　図５（ａ）に示すように、モード１からモード２への切り替えのため、Ｖ相リアクトル１２ｂの通電を制御するスイッチング素子１４ｂの駆動信号を生成するためのキャリア信号に、通常のキャリア信号の半周期分の周期を有する位相差調整キャリア信号を挿入したとする。その結果、Ｕ相リアクトル１２ａ及びＶ相リアクトル１２ｂの通電を制御する各スイッチング素子１４ａ、１４ｂの駆動信号を生成するためのキャリア信号の位相は一致する。
　ただし、挿入する位相差調整キャリア信号の周期は通常のキャリア信号の半周期に限られない。例えば、通常のキャリア信号のＮ＋１／２（Ｎは整数）周期分の位相差調整キャリア信号を挿入しても良い。Ｎ＋１／２（Ｎは整数）周期分の位相差調整キャリア信号を挿入しても、Ｕ相リアクトル１２ａ及びＶ相リアクトル１２ｂの通電を制御する各スイッチング素子１４ａ、１４ｂの駆動信号を生成するためのキャリア信号の位相を一致させることができる。
　モード１からモード２への切り替え後、図５（ａ）に示すように、スイッチング素子１４ａの駆動信号のデューティ更新時期と、スイッチング素子１４ｂの駆動信号のデューティ更新時期とは、キャリア信号の１周期分ずれている。
　本実施形態では、モード２からモード１への切り替え時には、図５（ｂ）に示すように、Ｖ相リアクトル１２ｂではなく、Ｕ相リアクトル１２ａの通電を制御するスイッチング素子１４ｂの駆動信号を生成するためのキャリア信号に、通常のキャリア信号の半周期分の周期を有する位相差調整キャリア信号を挿入する。この結果、モード２からモード１への切り替え後、図５（ｂ）に示すように、スイッチング素子１４ａの駆動信号のデューティ更新時期と、スイッチング素子１４ｂの駆動信号のデューティ更新時期とは、図５（ａ）に示されるモード１からモード２への切り替え前の状態に戻る。この状態では、上述したように、スイッチング素子１４ａ、１４ｂの駆動信号のデューティ更新時期は、互いにキャリア信号の半周期分ずれている。
　従って、図５（ｃ）に示すように、さらに、モード１からモード２への切り替えのために、Ｖ相リアクトル１２ｂの通電を制御するスイッチング素子１４ｂの駆動信号を生成するためのキャリア信号に、位相差調整キャリア信号を挿入しても、スイッチング素子１４ａ、１４ｂの駆動信号のデューティ更新時期は、図５（ａ）のケースと同様に変化するだけである。すなわち、この時点でも、スイッチング素子１４ａ、１４ｂの駆動信号のデューティ更新時期が一致することはない。
　従って、本開示による電力変換装置１００によれば、複数の電力変換回路１０ａ、１０ｂのリアクトル１２ａ、１２ｂの各々に異なる時期に電流が流れる第１のモードと、少なくとも２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂのリアクトル１２ａ、１２ｂの各々に同じ時期に電流が流れる第２のモードとの間で切り替えを繰り返し行っても、制御装置２４における演算処理負荷の増大を抑制することが可能となる。
　（第２実施形態）
　上述した第１実施形態では、電力変換装置１００が、複数の電力変換回路として、２つの電力変換回路１０ａ、１０ｂを備える例を説明した。しかしながら、複数の電力変換回路の数は２つに限られない。例えば、図６に示すように、電力変換装置２００は、４つの電力変換回路１０ａ～１０ｄを備えても良い。
　図６に示すように、各々の電力変換回路１０ａ～１０ｄは、リアクトル１２ａ～１２ｄ、スイッチング素子１４ａ～１４ｄ、ダイオード１８ａ～１８ｄ、及び、平滑コンデンサ２０を備えている。平滑コンデンサ２０は、４つの電力変換回路１０ａ～１０ｄで共用されている。電力変換回路１０ａのリアクトル１２ａと、電力変換回路１０ｂのリアクトル１２ｂとが磁気的に結合している。電力変換回路１０ｃのリアクトル１２ｃと電力変換回路１０ｄのリアクトル１２ｄとが磁気的に結合している。
　本実施形態に係る電力変換装置２００においても、制御装置２４が、モード１からモード２、及びモード２からモード１への切り替えを行なう。このモード切り替えに関して、図７（ａ）、（ｂ）、及び図８（ａ）、（ｂ）を参照して、２つの手法を説明する。
　図７（ａ）に示すように、モード１において、Ｕ相リアクトル１２ａの通電を制御するスイッチング素子１４ａのためのキャリア信号と、Ｖ相リアクトル１２ｂの通電を制御するスイッチング素子１４ｂのためのキャリア信号と、Ｗ相リアクトル１２ｃの通電を制御するスイッチング素子１４ｃのためのキャリア信号と、Ｘ相リアクトル１２ｄの通電を制御するスイッチング素子１４ｄのためのキャリア信号とは、位相がそれぞれ１／４周期ずつずれている。すなわち、モード１において、４つの電力変換回路１０ａ～１０ｄのスイッチング素子１４ａ～１４ｄのためのＰＷＭ信号の周期（各スイッチング素子１４ａ～１４ｄの通電周期）は、電力変換回路１０ａ～１０ｄの数をｍとすると、２π／ｍづつずれている。
　図７（ａ）、（ｂ）に示す手法は、モード１からモード２への切り替え後に、同位相となったＵ相リアクトル１２ａ及びＶ相リアクトル１２ｂの通電を制御するスイッチング素子１４ａ、１４ｂの駆動信号を生成するためのキャリア信号の位相に対して、同位相となったＷ相リアクトル１２ｃ及びＸ相リアクトル１２ｄの通電を制御するスイッチング素子１４ｃ、１４ｄの駆動信号を生成するためのキャリア信号の位相を９０度遅らせるものである。このように、本実施形態は、モード２となったとき、４相のリアクトル１２ａ～１２ｄの通電を制御するスイッチング素子１４ａ～１４ｄの駆動信号を生成するためのキャリア信号の位相をすべて一致させるものではない。
　本実施形態では、モード１において、半周期分、キャリア信号の位相がずれているＵ相リアクトル１２ａを有する電力変換回路１０ａとＶ相リアクトル１２ｂを有する電力変換回路１０ｂとを１つのセットとする。また、同様に、半周期分、キャリア信号の位相がずれているＷ相リアクトル１２ｃを有する電力変換回路１０ｃとＸ相リアクトル１２ｄを有する電力変換回路１０ｄとを別のセットとする。そして、モード２において、それぞれ、セットをなす２つの電力変換回路１０ａと１０ｂ、１０ｃと１０ｄのスイッチング素子１４ａと１４ｂ、１４ｃと１４ｄのためのキャリア信号（すなわち、スイッチング素子の通電周期）の位相は一致させるが、異なるセット間では、スイッチング素子の通電周期の位相は異ならせる。これにより、２つの電力変換回路においてキャリア信号の位相を調整するだけで、モード１からモード２への切り替えを行なうことができるので、モード切り替え処理を簡単に行なうことが可能となる。
　図７（ａ）に示す例では、モード１からモード２への切り替え時に、電力変換回路１０ａと１０ｂのセットについては、Ｖ相リアクトル１２ｂの通電を制御するスイッチング素子１４ｂの駆動信号を生成するためのキャリア信号に、通常のキャリア信号の半周期分の周期を有する位相差調整キャリア信号が挿入される。また、電力変換回路１０ｃと１０ｄのセットについては、Ｘ相リアクトル１２ｄの通電を制御するスイッチング素子１４ｃの駆動信号を生成するためのキャリア信号に、通常のキャリア信号の半周期分の周期を有する位相差調整キャリア信号が挿入される。この位相差調整キャリア信号の挿入は、図７（ａ）に示すように、各スイッチング素子１４ａ～１４ｄの駆動信号のデューティ更新時期が一致しないように実行される。
　モード２からモード１への切り替えは、それぞれセットをなす２つの電力変換回路１０ａと１０ｂ、１０ｃと１０ｄにおいて、各スイッチング素子１４ａと１４ｂ、１４ｃと１４ｄの駆動信号のデューティ更新時期を、モード２への切り替え前に定められていた更新時期に戻すように、モード１からモード２へ切り替えるときにキャリア信号の位相が調整されたスイッチング素子とは別のスイッチング素子のキャリア信号の位相を変化させることによって行なう。
　例えば、図７（ｂ）に示す例では、電力変換回路１０ａと１０ｂのセットについては、Ｖ相リアクトル１２ｂではなく、Ｕ相リアクトル１２ａの通電を制御するスイッチング素子１４ｂの駆動信号を生成するためのキャリア信号に、通常のキャリア信号の半周期分の周期を有する位相差調整キャリア信号を挿入する。また、電力変換回路１０ｃと１０ｄのセットについては、Ｘ相リアクトル１２ｄではなく、Ｗ相リアクトル１２ｃの通電を制御するスイッチング素子１４ｃの駆動信号を生成するためのキャリア信号に、通常のキャリア信号の半周期分の周期を有する位相差調整キャリア信号を挿入する。
　この結果、モード２からモード１への切り替え後、図７（ｂ）に示すように、各スイッチング素子１４ａ～１４ｄの駆動信号のデューティ更新時期は、図７（ａ）に示されるモード１からモード２への切り替え前の状態に戻る。このため、モード１とモード２との間でモード切り替えを繰り返しても、各スイッチング素子１４ａ～１４ｄの駆動信号のデューティ更新時期が一致することを防止することができる。
　図８（ａ）、（ｂ）に示す手法は、モード１からモード２への切り替え後に、同位相となったＵ相リアクトル１２ａ及びＶ相リアクトル１２ｂの通電を制御するスイッチング素子１４ａ、１４ｂの駆動信号を生成するためのキャリア信号の位相に対して、同位相となったＷ相リアクトル１２ｃ及びＸ相リアクトル１２ｄの通電を制御するスイッチング素子１４ｃ、１４ｄの駆動信号を生成するためのキャリア信号の位相を２７０度遅らせるものである。その他は、図７（ａ）、（ｂ）に示した例と同様である。
　位相を２７０度遅らせるため、図８（ａ）に示す例では、モード１からモード２への切り替え時に、電力変換回路１０ａと１０ｂのセットについては、Ｖ相リアクトル１２ｂの通電を制御するスイッチング素子１４ｂの駆動信号を生成するためのキャリア信号に、通常のキャリア信号の半周期分の周期を有する位相差調整キャリア信号を挿入する。しかし、電力変換回路１０ｃと１０ｄのセットについては、図７（ａ）に示す例とは異なり、Ｗ相リアクトル１２ｃの通電を制御するスイッチング素子１４ｃの駆動信号を生成するためのキャリア信号に、通常のキャリア信号の半周期分の周期を有する位相差調整キャリア信号を挿入する。
　そして、モード２からモード１への切り替え時には、図８（ｂ）に示すように、電力変換回路１０ａと１０ｂのセットについては、Ｕ相リアクトル１２ａの通電を制御するスイッチング素子１４ｂの駆動信号を生成するためのキャリア信号に、通常のキャリア信号の半周期分の周期を有する位相差調整キャリア信号を挿入する。また、電力変換回路１０ｃと１０ｄのセットについては、Ｘ相リアクトル１２ｄの通電を制御するスイッチング素子１４ｄの駆動信号を生成するためのキャリア信号に、通常のキャリア信号の半周期分の周期を有する位相差調整キャリア信号を挿入する。
　図７（ａ）、（ｂ）に示した手法と、図８（ａ）、（ｂ）に示した手法とは、例えば、制御装置２４において、各電力変換回路１０ａ～１０ｄの各スイッチング素子１４ａ～１４ｄのためのデューティ指令値を計算する演算処理負荷が低くなる方を選択するように構成することができる。
　なお、上述した例では、電力変換回路の２つのセットの両方において、モード１とモード２との間でのモード切り替えを行なった。しかしながら、モード１とモード２との間での切り替えは少なくとも１つのセットで行ない、残りのセットに関しては、例えばモード１で常時駆動するようにしても良い。
　（第３実施形態）
　上述した第２実施形態では、電力変換装置２００が、複数の電力変換回路として、４つの電力変換回路１０ａ～１０ｄを備える例を説明した。本実施形態に係る電力変換装置３００は、図９に示すように、６つの電力変換回路１０ａ～１０ｆを備える。
　図９に示すように、各々の電力変換回路１０ａ～１０ｆは、リアクトル１２ａ～１２ｆ、スイッチング素子１４ａ～１４ｆ、ダイオード１８ａ～１８ｆ、及び、平滑コンデンサ２０などを備えている。平滑コンデンサ２０は、６つの電力変換回路１０ａ～１０ｆで共用されている。電力変換回路１０ａのリアクトル１２ａと、電力変換回路１０ｂのリアクトル１２ｂとが磁気的に結合している。電力変換回路１０ｃのリアクトル１２ｃと電力変換回路１０ｄのリアクトル１２ｄとが磁気的に結合している。電力変換回路１０ｅのリアクトル１２ｅと電力変換回路１０ｆのリアクトル１２ｆとが磁気的に結合している。
　また、図１０（ａ）に示すモード１において、Ｕ相リアクトル１２ａの通電を制御するスイッチング素子１４ａのためのキャリア信号と、Ｖ相リアクトル１２ｂの通電を制御するスイッチング素子１４ｂのためのキャリア信号と、Ｗ相リアクトル１２ｃの通電を制御するスイッチング素子１４ｃのためのキャリア信号と、Ｘ相リアクトル１２ｄの通電を制御するスイッチング素子１４ｄのためのキャリア信号と、Ｙ相リアクトル１２ｅの通電を制御するスイッチング素子１４ｅのためのキャリア信号と、Ｚ相リアクトル１２ｆの通電を制御するスイッチング素子１４ｆのためのキャリア信号とは、位相が１／６周期ずれている。すなわち、モード１において、６つの電力変換回路１０ａ～１０ｆのスイッチング素子１４ａ～１４ｆのためのＰＷＭ信号の周期（各スイッチング素子１４ａ～１４ｆの通電周期）は、電力変換回路１０ａ～１０ｆの数をｍとすると、２π／ｍずれている。
　本実施形態においても、第２実施形態と同様に、半周期分、キャリア信号の位相がずれている２つの電力変換回路を１つのセットとし、合計で３つのセットを定める。例えば、図１０（ａ）に示すように、半周期分、キャリア信号の位相がずれているのは、Ｕ相リアクトル１２ａを有する電力変換回路１０ａとＶ相リアクトル１２ｂを有する電力変換回路１０ｂ、Ｗ相リアクトル１２ｃを有する電力変換回路１０ｃとＸ相リアクトル１２ｄを有する電力変換回路１０ｄ、及び、Ｙ相リアクトル１２ｅを有する電力変換回路１０ｅとＺ相リアクトル１２ｆを有する電力変換回路１０ｆである。
　そして、モード１からモード２への切り替え時に、各セットの一方の電力変換回路のスイッチング素子のためのキャリア信号に半周期分の位相差調整キャリア信号を挿入して、それぞれセットをなす電力変換回路１０ａと１０ｂ、１０ｃと１０ｄ、１０ｅと１０ｆのスイッチング素子１４ａと１４ｂ、１４ｃと１４ｄ、１４ｅと１４ｆのためのキャリア信号（すなわち、スイッチング素子の通電周期）の位相を一致させる。ただし、異なるセット間では、スイッチング素子１４ａと１４ｂ、１４ｃと１４ｄ、１４ｅと１４ｆの通電周期の位相は異なる。このように、３つの電力変換回路においてキャリア信号の位相を調整するだけで、モード１からモード２への切り替えを行なうことができるので、モード切り替え処理を容易に行なうことが可能となる。
　図１０（ａ）に示す例では、モード１からモード２への切り替え時に、電力変換回路１０ａと１０ｂのセットについては、Ｖ相リアクトル１２ｂの通電を制御するスイッチング素子１４ｂの駆動信号を生成するためのキャリア信号に、通常のキャリア信号の半周期分の周期を有する位相差調整キャリア信号が挿入される。また、電力変換回路１０ｃと１０ｄのセットについては、Ｘ相リアクトル１２ｄの通電を制御するスイッチング素子１４ｄの駆動信号を生成するためのキャリア信号に、通常のキャリア信号の半周期分の周期を有する位相差調整キャリア信号が挿入される。また、電力変換回路１０ｅと１０ｆのセットについては、Ｚ相リアクトル１２ｆの通電を制御するスイッチング素子１４ｆの駆動信号を生成するためのキャリア信号に、通常のキャリア信号の半周期分の周期を有する位相差調整キャリア信号が挿入される。これら位相差調整キャリア信号の挿入は、図１０（ａ）に示すように、各スイッチング素子１４ａ～１４ｆの駆動信号のデューティ更新時期が一致しないように実行される。
　モード２からモード１への切り替えは、それぞれセットをなす３つの電力変換回路１０ａと１０ｂ、１０ｃと１０ｄ、１０ｅと１０ｆにおいて、各スイッチング素子１４ａと１４ｂ、１４ｃと１４ｄ、１４ｅと１４ｆの駆動信号のデューティ更新時期を、モード２への切り替え前に定められていた更新時期に戻すように、モード１からモード２へ切り替えるときにキャリア信号の位相が調整されたスイッチング素子とは別のスイッチング素子のキャリア信号の位相を変化させることによって行なう。
　例えば、図１０（ｂ）に示す例では、電力変換回路１０ａと１０ｂのセットについては、Ｕ相リアクトル１２ａの通電を制御するスイッチング素子１４ｂの駆動信号を生成するためのキャリア信号に、通常のキャリア信号の半周期分の周期を有する位相差調整キャリア信号を挿入する。また、電力変換回路１０ｃと１０ｄのセットについては、Ｗ相リアクトル１２ｃの通電を制御するスイッチング素子１４ｃの駆動信号を生成するためのキャリア信号に、通常のキャリア信号の半周期分の周期を有する位相差調整キャリア信号を挿入する。また、電力変換回路１０ｅと１０ｆのセットについては、Ｙ相リアクトル１２ｅの通電を制御するスイッチング素子１４ｅの駆動信号を生成するためのキャリア信号に、通常のキャリア信号の半周期分の周期を有する位相差調整キャリア信号を挿入する。
　この結果、モード２からモード１への切り替え後、図１０（ｂ）に示すように、各スイッチング素子１４ａ～１４ｆの駆動信号のデューティ更新時期は、図１０（ａ）に示されるモード１からモード２への切り替え前の状態に戻る。このため、モード１とモード２との間でモード切り替えを繰り返しても、各スイッチング素子１４ａ～１４ｆの駆動信号のデューティ更新時期が一致することを防止することができる。
　なお、上述した例では、電力変換回路の３つのセットのすべてにおいて、モード１とモード２との間でのモード切り替えを行なった。しかしながら、モード１とモード２との間での切り替えは少なくとも１つのセットで行ない、残りのセットに関しては、例えばモード１で常時駆動するようにしても良い。
　以上、本開示の好ましい実施形態について説明した。しかしながら、本開示は、上述した実施形態になんら制限されることなく、本開示の主旨を逸脱しない範囲において、種々の変更が可能である。
　（変形例１）
　例えば、上述した実施形態では、モード１において、セットをなす２つの電力変換回路（例えば１０ａと１０ｂ）の駆動信号（ＰＷＭ信号）の位相は半周期分ずれており、モード２において、セットをなす２つの電力変換回路（例えば１０ａと１０ｂ）の駆動信号（ＰＷＭ信号）の位相は一致すると説明した。
　この内容を図１１（ａ）、（ｂ）、及び図１２を参照して、詳細に説明する。図１１（ａ）は、モード１において、デューティ比が０．５未満であるときの、セットをなす２つの電力変換回路１０ａと１０ｂのＰＷＭ信号を示している。図１１（ｂ）は、モード１において、デューティ比が０．５以上であるときの、セットをなす２つの電力変換回路１０ａと１０ｂのＰＷＭ信号を示している。
　図１１（ａ）に示す例では、すべてのスイッチング素子１４ａ、１４ｂが同時にオンされる期間は存在せず、かつすべてのスイッチング素子１４ａ、１４ｂが同時にオフされる期間が存在する。図１１（ｂ）に示す例では、すべてのスイッチング素子１４ａ、１４ｂが同時にオフされる期間は存在せず、かつすべてのスイッチング素子１４ａ、１４ｂが同時にオンされる期間が存在する。
　すなわち、モード１において、必ずしも、セットをなす２つの電力変換回路のＰＷＭ信号の位相は半周期分ずれている必要はない。セットをなす２つの電力変換回路のＰＷＭ信号が、デューティ比に応じて、「すべてのスイッチング素子が同時にオンされる期間は存在せず、かつすべてのスイッチング素子が同時にオフされる期間が存在する」か、「すべてのスイッチング素子が同時にオフされる期間は存在せず、かつすべてのスイッチング素子は同時にオンされる期間が存在する」との条件を満たせば良い。
　図１２は、モード２において、セットをなす２つの電力変換回路１０ａと１０ｂのＰＷＭ信号を示している。図１２に示すように、モード２では、すべてのスイッチング素子１４ａ、１４ｂが同時にオンとなる期間が存在し、かつすべてのスイッチング素子１４ａ、１４ｂが同時にオフとなる期間が存在する。すなわち、モード２において、必ずしも、セットをなす２つの電力変換回路のＰＷＭ信号の位相は完全に一致している必要はない。セットをなす２つの電力変換回路のＰＷＭ信号が、「すべてのスイッチング素子が同時にオンとなる期間が存在し、かつすべてのスイッチング素子が同時にオフとなる期間が存在する」との条件を満たせば良い。
　（変形例２）
　上述した各実施形態では、電力変換回路の数が偶数（２つ、４つ、６つなど）である場合に、２つの電力変換回路をセットとし、セット毎に、モード１とモード２との切り替えを行なう例について説明した。電力変換回路の数は、６よりも多い偶数であっても良い。さらに、電力変換回路の数は奇数であっても良い。
　例えば、電力変換回路の数を奇数である３とした場合、モード１においては、図１３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示すように、デューティ比に応じて、「すべてのスイッチング素子が同時にオンされる期間は存在せず、かつすべてのスイッチング素子が同時にオフされる期間が存在する」か、「すべてのスイッチング素子が同時にオフされる期間は存在せず、２つのスイッチング素子が同時にオンされる期間が存在する」か、「すべてのスイッチング素子が同時にオフされる期間は存在せず、かつすべてのスイッチング素子は同時にオンされる期間が存在する」ように、各スイッチング素子のＰＷＭ信号の位相が設定される。
　モード１からモード２への切り替えは、例えば第１のスイッチング素子のＰＷＭ信号の位相に一致させるように、第２のスイッチング素子のＰＷＭ信号及び第３のスイッチング素子のＰＷＭ信号の位相を調整する。この際、第２のスイッチング素子のＰＷＭ信号及び第３のスイッチング素子のＰＷＭ信号の位相の調整量は異なる。
　図１４は、モード２に切り替えられた後の、各スイッチング素子のＰＷＭ信号を示している。図１４に示すように、各スイッチング素子のＰＷＭ信号の位相は、完全に一致している必要はない。図１２の例と同様に、３つの電力変換回路のＰＷＭ信号が、「すべてのスイッチング素子が同時にオンとなる期間が存在し、かつすべてのスイッチング素子が同時にオフとなる期間が存在する」との条件を満たせば良い。
　そして、モード２からモード１への切り替えは、モード１からモード２への切り替え時にＰＷＭ信号の位相を調整したスイッチング素子の組み合わせとは異なる組み合わせのスイッチング素子のＰＷＭ信号の位相を調整することによって行なう。具体的には、例えば、第１のスイッチング素子と第２又は第３のスイッチング素子（位相調整量の少ない方）との組み合わせに対して、ＰＷＭ信号の位相調整を行なう。これにより、各スイッチング素子のＰＷＭ信号のデューティ更新時期を、モード２への切り替え前に定められていた更新時期に戻すことができる。
　（変化例３）
　上述した各実施形態では、ハーフブリッジ回路の上アームにダイオードを設ける例について説明した。しかしながら、ハーフブリッジ回路の上アームには、下アームと同様に、スイッチング素子を設けても良い。上アームにスイッチング素子を設けた場合、電力変換装置は、昇圧に加えて、降圧も行なうことが可能となる。
　（付記）
　最後に、この明細書には、以下に列挙する複数の技術的思想と、それらの複数の組み合わせが開示されている。
　（技術的思想１）
　それぞれが、リアクトル（１２ａ～１２ｆ）と、前記リアクトルへの通電をオン、オフするスイッチング素子（１４ａ～１４ｆ）とを有し、並列に接続された複数の電力変換回路（１０ａ～１０ｆ）と、
　前記リアクトルに流れる電流の大きさに応じて、複数の前記電力変換回路の前記リアクトルの各々に異なる時期に電流が流れる第１のモードと、少なくとも２つの前記電力変換回路の前記リアクトルの各々に同じ時期に電流が流れる第２のモードとを切り替えるように、複数の前記電力変換回路の各スイッチング素子を制御する制御部（２４）と、を備え、
　前記制御部は、複数の前記電力変換回路に関して、前記スイッチング素子により前記リアクトルの通電がオン、オフされる通電周期の複数周期毎に前記スイッチング素子による通電オン時間を計算するものであり、前記第１のモードにおいて、複数の前記電力変換回路の前記スイッチング素子の各々のための通電オン時間の計算時期が異なるように、それぞれの計算時期が定められており、
　前記制御部は、前記第１のモードから前記第２のモードへ切り替えるとき、前記少なくとも２つの前記電力変換回路の前記スイッチング素子の各々のための通電オン時間の計算時期が一致しないように、前記少なくとも２つの前記電力変換回路の、少なくとも１つの前記スイッチング素子の通電周期の位相を変化させ、前記第２のモードから前記第１のモードへ切り替えるとき、複数の前記電力変換回路の前記スイッチング素子の各々のための通電オン時間の計算時期を定められた計算時期に戻すように、前記少なくとも２つの前記電力変換回路の、前記第１のモードから前記第２のモードへ切り替えるときに通電周期の位相が変化された前記スイッチング素子とは別の前記スイッチング素子の通電周期の位相を変化させる、電力変換装置。
　（技術的思想２）
　複数の前記電力変換回路の数をｍとすると、
　前記第１のモードにおいて、複数の前記電力変換回路の前記スイッチング素子の各々の通電周期は、２π／ｍづつずれている、技術的思想１に記載の電力変換装置。
　（技術的思想３）
　複数の前記電力変換回路は、２つの前記電力変換回路からなるセットを少なくとも１セット含むものであり、
　前記第１のモードにおいて、前記セットをなす２つの前記電力変換回路の前記スイッチング素子間の通電周期の位相差は、通電周期の１／２に設定される、技術的思想１又は２に記載の電力変換装置。
　（技術的思想４）
　前記制御部は、前記第１のモードから前記第２のモードに切り替える際、前記セットをなす２つの前記電力変換回路の一方の前記スイッチング素子の通電周期の位相をＮ＋１／２（Ｎは整数）だけ変化させる、技術的思想３に記載の電力変換装置。
　（技術的思想５）
　２つの前記電力変換回路からなるセットは複数セット設けられ、
　前記第２のモードにおいて、前記複数セットにおいて、それぞれ、前記セットをなす２つの前記電力変換回路の前記スイッチング素子の通電周期の位相は同じとされるが、異なるセット間では、前記スイッチング素子の通電周期の位相は異なる、技術的思想３又は４に記載の電力変換装置。
　（技術的思想６）
　前記セットをなす２つの前記電力変換回路の前記リアクトルは、コアを介して互いに磁気的に結合される、技術的思想３乃至５のいずれかに記載の電力変換装置。
　（技術的思想７）
　複数の前記電力変換回路において、前記リアクトルは、電源（１）と、上アームと下アームとの中点との間に接続され、前記スイッチング素子は下アームに設けられ、上アームにはダイオード（１８ａ～１８ｆ）が設けられ、前記スイッチング素子がオフしたとき、前記リアクトルに蓄えられた電気エネルギーにより、前記ダイオードを介して負荷（２）に電流が供給される、技術的思想１乃至６のいずれかに記載の電力変換装置。

Claims (7)

  1. 　それぞれが、リアクトル（１２ａ～１２ｆ）と、前記リアクトルへの通電をオン、オフするスイッチング素子（１４ａ～１４ｆ）とを有し、並列に接続された複数の電力変換回路（１０ａ～１０ｆ）と、
    　前記リアクトルに流れる電流の大きさに応じて、複数の前記電力変換回路の前記リアクトルの各々に異なる時期に電流が流れる第１のモードと、少なくとも２つの前記電力変換回路の前記リアクトルの各々に同じ時期に電流が流れる第２のモードとを切り替えるように、複数の前記電力変換回路の各スイッチング素子を制御する制御部（２４）と、を備え、
    　前記制御部は、複数の前記電力変換回路に関して、前記スイッチング素子により前記リアクトルの通電がオン、オフされる通電周期の複数周期毎に前記スイッチング素子による通電オン時間を計算するものであり、前記第１のモードにおいて、複数の前記電力変換回路の前記スイッチング素子の各々のための通電オン時間の計算時期が異なるように、それぞれの計算時期が定められており、
    　前記制御部は、前記第１のモードから前記第２のモードへ切り替えるとき、前記少なくとも２つの前記電力変換回路の前記スイッチング素子の各々のための通電オン時間の計算時期が一致しないように、前記少なくとも２つの前記電力変換回路の、少なくとも１つの前記スイッチング素子の通電周期の位相を変化させ、前記第２のモードから前記第１のモードへ切り替えるとき、複数の前記電力変換回路の前記スイッチング素子の各々のための通電オン時間の計算時期を定められた計算時期に戻すように、前記少なくとも２つの前記電力変換回路の、前記第１のモードから前記第２のモードへ切り替えるときに通電周期の位相が変化された前記スイッチング素子とは別の前記スイッチング素子の通電周期の位相を変化させる、電力変換装置。
  2. 　複数の前記電力変換回路の数をｍとすると、
    　前記第１のモードにおいて、複数の前記電力変換回路の前記スイッチング素子の各々の通電周期は、２π／ｍづつずれている、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　複数の前記電力変換回路は、２つの前記電力変換回路からなるセットを少なくとも１セット含むものであり、
    　前記第１のモードにおいて、前記セットをなす２つの前記電力変換回路の前記スイッチング素子間の通電周期の位相差は、通電周期の１／２に設定される、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記制御部は、前記第１のモードから前記第２のモードに切り替える際、前記セットをなす２つの前記電力変換回路の一方の前記スイッチング素子の通電周期の位相をＮ＋１／２（Ｎは整数）だけ変化させる、請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　２つの前記電力変換回路からなるセットは複数セット設けられ、
    　前記第２のモードにおいて、前記複数セットにおいて、それぞれ、前記セットをなす２つの前記電力変換回路の前記スイッチング素子の通電周期の位相は同じとされるが、異なるセット間では、前記スイッチング素子の通電周期の位相は異なる、請求項３に記載の電力変換装置。
  6. 　前記セットをなす２つの前記電力変換回路の前記リアクトルは、コアを介して互いに磁気的に結合される、請求項３に記載の電力変換装置。
  7. 　複数の前記電力変換回路において、前記リアクトルは、電源（１）と、上アームと下アームとの中点との間に接続され、前記スイッチング素子は下アームに設けられ、上アームにはダイオード（１８ａ～１８ｆ）が設けられ、前記スイッチング素子がオフしたとき、前記リアクトルに蓄えられた電気エネルギーにより、前記ダイオードを介して負荷（２）に電流が供給される、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
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WO2008090968A1 (ja) * 2007-01-24 2008-07-31 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha 多相電圧変換装置、車両および多相電圧変換装置の制御方法
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