WO2021085026A1 - 電力変換装置および電気機器 - Google Patents

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Abstract

本願の実施例は、三相モータの各相に電力を供給する電力変換装置であって、直流電源に接続され、前記直流電源から入力される入力電圧をパルス幅変調昇圧信号に従って昇圧する昇圧回路部と、前記昇圧回路部に接続され、複数のスイッチング素子からなる三相スイッチング回路を有し、前記三相スイッチング回路に接続され、前記三相モータの各相に電力を供給する出力部をさらに有するインバータ部と、前記パルス幅変調昇圧信号を前記昇圧回路部に出力するとともに、前記昇圧回路部が昇圧状態にあることを検出したときに、前記昇圧回路部に出力する制御部と、を備える電力変換装置および電気機器を提供する。この場合、前記インバータ手段にパルス幅変調スイッチング信号を出力して、前記三相スイッチング回路における二相のスイッチング素子が、１つのパルス幅変調周期においてオンしないように制御する。

Description

電力変換装置および電気機器
本発明は、電気機械の分野に関する。
 
　いくつかのＤＣ／ＡＣインバータの用途では、インバータの出力電圧は、入力電源電圧よりも高い必要がある。したがって、インバータの出力電圧を上昇させるために、インバータの前段に昇圧コンバータを追加してインバータの直流リンク（ＤＣ　ＢＵＳ）電圧を上昇させる必要がある。しかし、昇圧コンバータを追加することにより、回路損失が必然的に増加し、昇圧コンバータの効率が低下する。
　従来技術はいくつかの解決策を提案している。
　第１の解決策は、三相フルブリッジ整流器と平滑コンデンサとの間に従来の昇圧コンバータを用いて平滑コンデンサの直流リンク電圧を上昇させ、さらに三相フルブリッジインバータによって三相交流電圧を変調して出力してモータを駆動し、モータの動作条件に基づいて昇圧コンバータの出力電圧を決定し、それによりモータ効率を向上させるという目的を達成する。
　第２の解決策は、セグメント化された昇圧コンバータ回路アーキテクチャを用い、交流モータが定格回転数を超える必要がある場合、駆動装置はより高い電圧を出力する必要がある。したがって、昇圧コンバータを利用してインバータの直流リンク電圧を昇圧し、出力電圧を上昇させるという目的を達成し、かつ、交流モータの回転数と負荷要求に応じて、昇圧コンバータが３種類の動作モードで動作するように制御し、適切な電圧を出力し、交流モータの運転効率を向上させるという目的を達成する。
　第３の解決策は、インバータに振幅変調（ＰＡＭ）方式を用い、６ステップ方形波電圧形式で可変周波数の三相交流電源を生成し、出力電圧振幅は昇圧コンバータによって制御される。６ステップ方形波変調は１つの電源周期において６種類のスイッチの切り替え状態を変更するため、スイッチのスイッチング損失を大幅に減少させ、ドライバの効率を向上できる。
　第４の解決策は、空間ベクトルパルス幅変調（Space Vector Pulse Width Modulation：ＳＶＰＷＭ）を利用して電力スイッチの切り替え回数を減少させてスイッチング損失を減少させるという目的を達成する。例えば、従来のＳＶＰＷＭは、１周期の三相パルス幅変調（Pulse Width Modulation：ＰＷＭ）信号の波形を７段に分割し（即ち、７段式ＳＶＰＷＭスイッチング方式）、１周期当たりのＰＷＭに６回のスイッチ切り替えがある。あるいは、５セグメント式ＳＶＰＷＭスイッチング方式により、１周期の三相ＰＷＭ波形を５セグメントに分割し、周期毎のＰＷＭに４回のスイッチングを共有することで、７セグメント式ＳＶＰＷＭスイッチング方式に比べて、スイッチング損失を１／３に低減できる。または、４段式非対称ＳＶＰＷＭスイッチング方式を利用し、ＰＷＭ波形を対称式から非対称式に変更する。これにより、電流サンプリングを容易にするが、各周期のＰＷＭは同様に４回のスイッチ切り替えを有し、５段式に比べて、スイッチング損失をさらに減少させることはない。
　第５の解決策は、組み合わせ式ＳＶＰＷＭ変調方式を用い、交流モータの回転速度（固定子周波数）と電圧要求に応じて、異なるＳＶＰＷＭスイッチング方式を用いる。例えば、交流モータの固定子周波数が低周波数帯域に位置する場合、半周波数式ＳＶＰＷＭ方式を用いることで、７段式ＳＶＰＷＭスイッチング方式に比べて、スイッチング損失を１／２に減少できる。交流モータの固定子周波数が中低周波数帯域に位置する場合、フラットトップ式ＳＶＰＷＭ方式を用いることで、スイッチング損失を１／３削減できる。交流モータの固定子周波数が中高周波数帯域に位置する場合、７段式ＳＶＰＷＭ方式を用いる。交流モータの固定子周波数が高周波数帯域に位置する場合、ＦＦＣ　ＳＶＰＷＭ方式を用いることで、スイッチング損失は最小になる。上記４種類の方式では、インバータの電力損失は、一般的には７段式ＳＶＰＷＭ＞フラットトップ式ＳＶＰＷＭ＞半周波数式ＳＶＰＷＭ＞ＦＦＣ　ＳＶＰＷＭであるため、様々な動作条件に応じて様々なＳＶＰＷＭスイッチング方式を変更でき、ドライバのスイッチング損失を減少させて効率を向上できる。
　以下では７段式ＳＶＰＷＭスイッチング方式を例としてＳＶＰＷＭスイッチング方式を説明する。図８は一般的な三相インバータが三相モータに接続される回路模式図であり、図９は従来の７段式ＳＶＰＷＭスイッチング方式の波形模式図であり、図１０は空間電圧ベクトル模式図である。図９に示すａ、ｂ、ｃ信号は、図８におけるインバータ８０１の３つの上アームスイッチング素子Ｔａ～Ｔｃをそれぞれ制御し、３つの下アームスイッチング素子Ｔａ′～Ｔｃ′を制御する信号ａ′、ｂ′、ｃ′はａ、ｂ、ｃ信号を反転したものであるが、図９には信号ａ′、ｂ′、ｃ′を示していない。
　６つのスイッチング素子Ｔａ～Ｔｃ、Ｔａ′～Ｔｃ′は、ＰＷＭ信号ａ、ｂ、ｃ、ａ′、ｂ′、ｃ′によって制御され、各アームの上アームまたは下アームをオンさせて、３相モータ８０２のＡ、Ｂ、Ｃの３相に対応する位相の電圧を出力する。ＰＷＭ信号のハイレベルが‘１’を示し、ローレベルが‘０’を示すと仮定し、信号ａ、ｂ、ｃに対応する（ａｂｃ）で電圧空間における電圧ベクトルを示し、図１０に示される６つの異なる空間電圧ベクトルＶ１～Ｖ６、および２つのゼロ電圧ベクトルＶ０およびＶ７を生成できる。
　ここで、６つの空間電圧ベクトルはそれぞれ６０°異なり、電圧平面を６つの区間に分割する。三相交流モータに滑らかな回転磁界を発生させるためには、三相インバータは滑らかな円周電圧ベクトルを出力する必要があり、この場合、各区間の電圧ベクトルを生成する必要がある。この区間の端にある２つの電圧ベクトル合成を用いて、平均電圧の概念から所望の円周電圧ベクトルを得ることができる。Ｖ１とＶ２の合成電圧を例にとると、Ｖ１電圧出力時間をＴ１、Ｖ２電圧出力時間をＴ２、およびＶ０またはＶ７電圧出力時間をＴ０とすると、等価な平均電圧出力は数式１のとおりである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 ここで、ＰＷＭ周期Ｔ＝Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ０である。
　上記式から分かるように、時間Ｔ１と時間Ｔ２との比率を調整することで合成電圧の位相を変えることができ、時間Ｔ０の長さを変えることで出力電圧の大きさを変えることができるため、従来のＳＶＰＷＭ技術はインバータにおける６つの電力スイッチの切り替え状態を制御し、それにより空間電圧ベクトルに必要な位相と振幅の電圧を組み合わせる。
　以上の技術的背景の説明は本出願の技術的解決手段を明確で、完全に説明することを容易にするためのものに過ぎず、かつ当業者の理解および説明を容易にするためのものである事に注意されたい。本出願の背景技術の部分に記載されている事をもって、上記の技術的解決策は、当業者には周知であると解釈する事は誤りである。
　本出願の発明者は、第１の解決策がモータ効率のみを向上させ、昇圧コンバータを追加した後にもたらされるドライバ全体の効率低下の問題を解決しないことを発見した。第２の解決策は、交流モータの効率を改善できるが、該解決策は回路素子の数および複雑度を増加させ、かつ昇圧コンバータを増加させた後のドライバ損失増加の問題を解決しない。第３の解決策は大きな奇数次高調波を含み、大きな高調波電流を発生させ、交流モータのノイズと振動を引き起こし、ノイズと振動に対する要求が高い応用分野には適用できない。第４の解決策および第５の解決策はスイッチング損失を低減できるが、一部のスイッチング損失のみを低減させることができ、かつ電流高調波を増大させ、昇圧コンバータを追加した後にもたらされるドライバ全体の効率が低下するという問題を効果的に解決することができない。
　本発明は、上記課題の少なくとも１つを解決するためになされたものであり、昇圧コンバータおよびインバータ全体のスイッチング損失を低減できる電力変換装置および電気機器を提供することを目的とする。
　本願の実施例の一態様によれば、三相モータの各相に給電する電力変換装置であって、直流電源に接続され、前記直流電源から入力される入力電圧をパルス幅変調昇圧信号に従って昇圧する昇圧回路部と、前記昇圧回路部に接続され、複数のスイッチング素子からなる三相スイッチング回路を有するインバータ部と、を備え、前記インバータ部は、前記三相スイッチング回路に接続され、前記三相モータの各相に給電する出力部をさらに有し、前記昇圧回路部に前記パルス幅変調昇圧信号を出力し、前記昇圧を検出する制御部をさらに備える電力変換装置が提供される。前記昇圧回路部が昇圧状態にあるとき、前記インバータ部には、前記三相スイッチング回路における二相のスイッチング素子が１つのパルス幅変調周期でオンしないように制御するパルス幅変調スイッチング信号が出力される。
　少なくとも１つの実施例において、前記制御部は前記昇圧回路部が昇圧状態にあることを検出したとき、前記スイッチング回路における他の１つの相のスイッチング素子を１つのパルス幅変調周期においてオン／オフ制御する。
　少なくとも１つの実施例において、前記三相スイッチング回路は６個のスイッチング素子を含み、前記６個のスイッチング素子はブリッジ回路の３個のアームを２個ずつの対で構成し、前記３個のアームはそれぞれ前記三相モータの三相に対応し、各アームの２個のスイッチング素子はそれぞれ各アームの上アームと下アームを構成し、前記制御部は前記昇圧回路部が昇圧状態にあることを検出したとき、前記３個のアームのうちの１個のアームの上アームと下アームが１つのパルス幅変調周期においてオン／オフするように制御し、前記３個のアームのうちの他の２個のアームの上アームと下アームが１つのパルス幅変調周期においてオンしないように制御し、ここで、前記他の２個のアームのうちの１つのアームの上アームがオンし、下アームがオフするように制御し、前記他の２個のアームのうちの他の１つのアームの上アームをオフに制御し、下アームをオンにする。
　少なくとも１つの実施例において、１つのパルス幅変調周期において、前記制御部は前記１個のアームの上アームと下アームを１回のオン／オフ制御する。
　少なくとも１つの実施例において、前記制御部は前記昇圧回路部の出力電圧に基づいて前記パルス幅変調スイッチング信号のデューティ比を設定し、前記デューティ比に基づいて前記１回のアームの上アームと下アームのオン／オフを制御する。
　少なくとも１つの実施例において、前記制御部は電圧制御器およびＰＷＭ信号発生器を含み、前記電圧制御器は前記昇圧回路部の出力電圧および目標電圧に基づいて前記パルス幅変調昇圧信号のデューティ比を決定し、前記目標電圧は予め設定された目標デューティ比に前記直流電源から入力された入力電圧を乗じて得られ、前記ＰＷＭ信号発生器は前記デューティ比に基づいて前記パルス幅変調昇圧信号を生成して前記昇圧回路部に提供し、前記昇圧回路部を昇圧制御する。
　少なくとも１つの実施例において、前記電力変換装置は、前記昇圧回路部に直流電圧を提供する直流電源をさらに含む。
　本願の実施例の別の態様によれば、電気機器を提供し、それは前記電力変換装置および三相モータを含み、前記電力変換装置は前記三相モータの各相に給電する。
　本願の実施例の有益な効果の１つは、この電力変換装置において、インバータ部の三相スイッチング回路における二相のスイッチング素子を、１つのパルス幅変調周期ではスイッチングさせず、他の一相のスイッチング素子のみを、１つのパルス幅変調周期でオンさせることにより、２段式空間ベクトルパルス変調方式を構成することにある。これにより、７段式ＳＶＰＷＭスイッチング方式に比べて、インバータのスイッチング損失を２／３倍に低減でき、ドライバ効率を向上できる。
　また、本出願の実施例は昇圧回路部によって可変の直流リンク電圧を生成し、それによりインバータ部はゼロ電圧ベクトルを出力することによって出力電圧の振幅を制御する必要がなく、２つの異なる電圧ベクトルの出力時間比率を変更するだけで、滑らかな円周電圧ベクトルを出力しかつ電圧位相を制御するという目的を達成できる。
　本出願の特定の実施形態は、本出願の原理が採用され得る方法を示す以下の説明および添付の図面を参照して詳細に開示される。本出願の実施形態は、それによって範囲が限定されないことを理解されたい。本出願の実施形態は、添付の特許請求の範囲の範囲内で、多くの変更、修正、および等価物を含む。
　本出願の実施例の１つの図面または１つの実施形態に記載された要素および特徴は１つまたは複数の他の図面または実施形態に示された要素および特徴と組み合わせることができる。さらに、図面において、同様の参照番号は、いくつかの図面における対応する構成要素を示し、複数の実施形態において使用される対応する構成要素を示すために使用され得る。
　添付図面は本出願の実施例に対するさらなる理解を提供することに用いられ、それは明細書の一部を構成し、本出願の実施形態を例示することに用いられ、かつ明細書と共に本出願の原理を説明する。明らかに、以下の説明における図面は本出願のいくつかの実施例に過ぎず、当業者であれば、創造的な労力を要することなく、これらの図面に基づいて他の図面を取得できる。
本出願の実施例の電力変換装置のモジュール化概略図である。 図１に示す電力変換装置の一部の回路図である。 ＰＷＭ周期におけるスイッチング信号のタイミング図である。 図３に示すスイッチング信号でスイッチング素子を制御したときの各スイッチング素子のスイッチング状態を示す図である。 本出願の実施例に基づく三相スイッチング回路の各相のオン時間と位相との関係を示す図である。 ある期間に亘るスイッチング信号のタイミング図である。 制御部が昇圧信号を生成する回路を示す図である。 一般的な三相インバータ回路の概略図である。 従来の７段式ＳＶＰＷＭスイッチング方式の波形模式図である。 三相インバータの空間電圧ベクトルを示す図である。 本出願の実施例の電力変換装置をモータ駆動装置に応用することと従来の７段式ＳＶＰＷＭスイッチング方式を利用して制御する電力変換装置を同一のモータドライバに応用することの効率を比較する概略図である。
　本出願の上記および他の特徴は、添付の図面を参照して以下の説明から明らかにされる。本明細書および図面において、本出願の特定の実施形態が具体的に開示され、本出願の原理が使用され得る実施形態の一部を示すが、本出願は、記載された実施形態に限定されるものではなく、むしろ、本出願は、添付の特許請求の範囲の範囲内に入る全ての修正、変更、および等価物を含むことが理解されるべきである。
　本出願の実施例において、用語「第１の」、「第２の」、「上」、「下」等は異なる要素を名称から区別することに用いられるが、これらの要素の空間配列または時間順序等を示すものではなく、これらの要素はこれらの用語に限定されるべきではない。「および／または」という用語は、関連して列挙された用語の１つまたは複数の任意の１つおよびすべての組合せを含む。「備える」、「含む」、「有する」などの用語は、述べられた特徴、要素、要素、または構成要素の存在を指すが、１つまたは複数の他の特徴、要素、要素、または構成要素の存在または追加を除外しない。
　本出願の実施例において、単数形「一」、「該」等は複数形を含み、広義に「一」または「一類」と理解すべきでありかつ「１個」に限定されるものではない。また用語「前記」は、文脈が明確に示さない限り単数形および複数形を含むと理解すべきである。さらに、「～に基づいて」という用語は「少なくとも部分的に～に基づいて」と理解されるべきであり、「～に基づいて」という用語は「少なくとも部分的に～に基づいて」と理解されるべきである。
（第１態様の実施例）
　本出願の第１態様の実施例は電力変換装置を提供し、図１は本出願の実施例の電力変換装置のモジュール化概略図であり、図２は図１に示される電力変換装置の一部の回路概略図である。
　本出願の実施例において、図１に示すように、電力変換装置１００は昇圧回路部１０１、インバータ部１０２、制御部１０３および直流電源１０４を含むことができ、電力変換装置１００は三相モータ２００に三相交流電力を提供する。ここで、制御部１０３は昇圧回路部１０１にパルス幅変調昇圧信号ＰＢ（以下では「昇圧信号ＰＢ」と略称する）を出力できる。昇圧回路部１０１は直流電源１０４に接続され、制御部１０３からの昇圧信号ＰＢに基づいて直流電源１０４の出力電圧Ｕｄｃを昇圧し、かつ昇圧後の電圧をインバータ部１０２に出力できる。
　図２に示すように、インバータ部１０２は出力部１０２１および三相スイッチング回路１０２２を含むことができ、三相スイッチング回路１０２２は複数のスイッチング素子で構成することができ、出力部１０２１は三相スイッチング回路１０２２に接続され、三相モータ２００の各相に給電し、出力部１０２１は例えばダイオード等の電気素子を含み、具体的には関連技術を参照でき、本出願はこれに限定されない。
　本発明の実施例において、制御部１０３は昇圧回路部１０１の出力電圧を検出し、昇圧回路部１０１が昇圧状態にあるとき、制御部１０３はインバータ部１０２にパルス幅変調スイッチング信号ＰＩ（以下では「スイッチング信号ＰＩ」と略称する）を出力し、三相スイッチング回路１０２２における二相のスイッチング素子が１つのパルス幅変調周期（以下では「ＰＷＭ周期」と略称する）においてオンしないように制御し、他の一相のスイッチング素子が該ＰＷＭ周期においてオン／オフするように制御する。これにより、スイッチング回数が少なくなるため、全体としてスイッチング損失が少なくなる。
　少なくとも１つの実施例において、図２に示すように、三相スイッチング回路１０２２は６個のスイッチング素子でブリッジ回路を構成することができ、Ｔ１～Ｔ３、Ｔ１′～Ｔ３′でこの６個のスイッチング素子を示し、Ｔ１とＴ１′、Ｔ２とＴ２′、Ｔ３とＴ３′はそれぞれ対になり、ブリッジ回路の第１アーム、第２アームおよび第３アームを構成し、ここで、Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３は上アームと記し、Ｔ１′、Ｔ２′、Ｔ３′は下アームと記し、ブリッジ回路の３つのアームは三相モータ２００の三相に対応し、スイッチング信号ＰＩで制御され、三相モータ２００の各相は給電される。図２では、三相のスイッチング回路１０２２を６個のスイッチング素子で構成した場合を示したが、本発明はこれに限定されるものではなく、他の数のスイッチング素子でスイッチング回路を構成して３相モータに電力を供給するようにしてもよく、具体的には従来技術を参照できる。なお、図２ではスイッチング素子をトランジスタの回路記号で示しているが、本願のスイッチング素子はトランジスタに限定されず、他の電気素子でスイッチング素子を構成してもよい。
　図３は、１つのＰＷＭ周期Ｔにおいて制御部１０３がインバータ部１０２の上アームＴ１、Ｔ２、Ｔ３に出力するスイッチング信号ＰＩ１～ＰＩ３の模式図であり、制御部１０３がインバータ部１０２の下アームＴ１′、Ｔ２′、Ｔ３′に出力するスイッチング信号ＰＩ１′～ＰＩ３′は、スイッチング信号ＰＩ１～ＰＩ３と逆相であり、図３には示されていない。図４は、図３に示すスイッチング信号でスイッチング素子Ｔ１～Ｔ３、Ｔ１′～Ｔ３′を制御したときの各スイッチング素子のスイッチング状態である。
　次に、図２から図４を例に制御部１０３が行う通電制御について説明する。
　少なくとも１つの実施例において、制御部１０３は昇圧回路部１０１が昇圧状態にあることを検出すると、三相スイッチング回路１０２２にスイッチング信号ＰＩ（例えば、スイッチング信号ＰＩ１～ＰＩ３およびスイッチング信号ＰＩ１′～ＰＩ３′）を出力する。スイッチング信号ＰＩは、３相スイッチング回路１０２２における２つのアームの上アームと下アームとが、一方のＰＷＭ周期ではオン／オフしないように制御し、他方のアームの上アームと下アームとが、このＰＷＭ周期でオン／オフするように制御する。
　図３に示すように、スイッチング信号ＰＩはＰＷＭ信号であり、ＰＷＭ周期Ｔ＝ｔ１＋ｔ２である。１つのＰＷＭ周期Ｔにおいて、ＰＩ１は常にハイレベルであり、ＰＩ３は常にローレベルであり、ＰＩ２のローレベル持続時間はｔ１であり、ハイレベル持続時間はｔ２である。これに対応して、該１つのＰＷＭ周期において、ＰＩ１′は常にローレベルであり、ＰＩ３′は常にハイレベルであり、ＰＩ２′のハイレベル持続時間はｔ１であり、ローレベル持続時間はｔ２である。図４に示すように、図３に示すＰＷＭ周期においては、上アームｔ１は常にオン状態（ＯＮ）であり、下アームｔ１′は常にオフ状態（ＯＦＦ）であり、上アームＴ３は常にオフ状態（ＯＦＦ）であり、下アームＴ３′は常にオン状態（ＯＮ）であり、上アームＴ２はｔ１オン状態に切り替わり、下アームＴ２′はｔ１期間でオン状態、Ｔ２期間でオフ状態に切り替わる。これにより、ＰＷＭ周期では、第２アーム（上アームＴ２がオフからオン、下アームＴ２′がオンからオフ）のみがスイッチングし、第１アーム（上アームＴ１が常にオン、下アームＴ１′が常にオフ）と第３アーム（上アームＴ３が常にオフ、下アームＴ３′が常にオン）はスイッチングしない。（ＰＩ１ＰＩ２ＰＩ３）を空間電圧ベクトルと表記すると、図３に示すＰＷＭ周期において、空間電圧ベクトルＶ１（１００）の継続時間はｔ１であり、空間電圧ベクトルＶ２（１１０）の継続時間はｔ２であり、インバータ部１０２の出力電圧はベクトル空間における０°～６０°で変化する。
　同様に、別のＰＷＭ周期において、ＰＩ１は常にハイレベルであり、ＰＩ２は常にローレベルであり、ＰＩ３のローレベル持続時間はｔ１であり、ハイレベル持続時間はｔ２である。これに対応して、該１つのＰＷＭ周期において、ＰＩ１′は常にローレベルであり、ＰＩ２′は常にハイレベルであり、ＰＩ３′のハイレベル持続時間はｔ１であり、ローレベル持続時間はｔ２である。すると、このＰＷＭ周期において、上アームｔ１は常にオン状態（ＯＮ）にあり、下アームｔ１′は常にオフ状態（ＯＦＦ）にあり、上アームＴ２は常にオフ状態（ＯＦＦ）にあり、下アームＴ２′は常にオン状態（ＯＮ）にあり、上アームＴ３はｔ１期間でオフ状態にあり、Ｔ２期間でオン状態に切り替わり、下アームＴ３′はｔ１期間でオン状態にあり、Ｔ２期間でオフ状態に切り替わる。これにより、ＰＷＭ周期では、第３アーム（上アームＴ３がオフからオン、下アームＴ３′がオンからオフ）のみがスイッチングし、第１アーム（上アームＴ１が常にオン、下アームＴ１′が常にオフ）と第２アーム（上アームＴ２が常にオフ、下アームＴ２′が常にオン）はスイッチングしない。このＰＷＭ周期において、空間電圧ベクトルＶ１（１００）の継続時間はｔ１であり、空間電圧ベクトルＶ６（１０１）の継続時間はｔ２であり、インバータ部１０２の出力電圧はベクトル空間において３００°～３６０°で変化する。
　同様に、別の１つのＰＷＭ周期において、ＰＩ２は常にハイレベルであり、ＰＩ３は常にローレベルであり、ＰＩ１のローレベル持続時間はｔ１であり、ハイレベル持続時間はｔ２である。これに対応して、該１つのＰＷＭ周期において、ＰＩ２′は常にローレベルであり、ＰＩ３′は常にハイレベルであり、ＰＩ１′のハイレベル持続時間はｔ１であり、ローレベル持続時間はｔ２である。すると、このＰＷＭ周期において、上アームＴ２は常にオン状態（ＯＮ）にあり、下アームＴ２′は常にオフ状態（ＯＦＦ）にあり、上アームＴ３は常にオフ状態（ＯＦＦ）にあり、下アームＴ３′は常にオン状態（ＯＮ）にあり、上アームｔ１はｔ１期間でオフ状態にあり、Ｔ２期間でオン状態に切り替わり、下アームｔ１′はｔ１期間でオン状態にあり、Ｔ２期間でオフ状態に切り替わる。これにより、１つのＰＷＭ周期において、第１アーム（上アームＴ１がオフからオン、下アームＴ１′がオンからオフ）のみがスイッチングされ、第２アーム（上アームＴ２が常にオン、下アームＴ２′が常にオフ）と第３アーム（上アームＴ３が常にオフ、下アームＴ３′が常にオン）はスイッチングされない。このＰＷＭ周期において、空間電圧ベクトルＶ３（０１０）の継続時間はｔ１であり、空間電圧ベクトルＶ２（１１０）の継続時間はｔ２であり、インバータ部１０２の出力電圧はベクトル空間において６０°～１２０°で変化する。
　同様に、別のＰＷＭ周期において、ＰＩ１は常にローレベルであり、ＰＩ３は常にハイレベルであり、ＰＩ２のローレベル持続時間はｔ１であり、ハイレベル持続時間はｔ２である。これに対応して、該１つのＰＷＭ周期において、ＰＩ１′は常にハイレベルであり、ＰＩ３′は常にローレベルであり、ＰＩ２′のハイレベル持続時間はｔ１であり、ローレベル持続時間はｔ２である。すると、このＰＷＭ周期において、上アームｔ１は常にオフ状態（ＯＦＦ）にあり、下アームｔ１′は常にオン状態（ＯＮ）にあり、上アームＴ３は常にオン状態（ＯＮ）にあり、下アームＴ３′は常にオフ状態（ＯＦＦ）にあり、上アームＴ２はｔ１の期間でオフ状態にあり、Ｔ２の期間でオン状態に切り替わり、下アームＴ２′はｔ１の期間でオン状態にあり、Ｔ２の期間でオフ状態に切り替わる。これにより、ＰＷＭ周期では、第２アーム（上アームＴ２がオフからオン、下アームＴ２′がオンからオフ）のみがスイッチングし、第１アーム（上アームＴ１が常にオン、下アームＴ１′が常にオフ）と第３アーム（上アームＴ３が常にオフ、下アームＴ３′が常にオン）はスイッチングしない。このＰＷＭ周期において、空間電圧ベクトルＶ５（００１）の継続時間はｔ１であり、空間電圧ベクトルＶ４（０１１）の継続時間はｔ２であり、インバータ部１０２の出力電圧はベクトル空間において１８０°～２４０°で変化する。
　同様に、別の１つのＰＷＭ周期において、ＰＩ１は常にローレベルであり、ＰＩ２は常にハイレベルであり、ＰＩ３のローレベル持続時間はｔ１であり、ハイレベル持続時間はｔ２である。これに対応して、該１つのＰＷＭ周期において、ＰＩ１′は常にハイレベルであり、ＰＩ２′は常にローレベルであり、ＰＩ３′のハイレベル持続時間はｔ１であり、ローレベル持続時間はｔ２である。すると、このＰＷＭ周期において、上アームｔ１は常にオフ状態（ＯＦＦ）にあり、下アームｔ１′は常にオン状態（ＯＮ）にあり、上アームＴ２は常にオン状態（ＯＮ）にあり、下アームＴ２′は常にオフ状態（ＯＦＦ）にあり、上アームＴ３はｔ１の期間でオフ状態にあり、Ｔ２の期間でオン状態に切り替わり、下アームＴ３′はｔ１の期間でオン状態にあり、Ｔ２の期間でオフ状態に切り替わる。これにより、ＰＷＭ周期では、第３アーム（上アームＴ３がオフからオン、下アームＴ３′がオンからオフ）のみがスイッチングし、第１アーム（上アームＴ１が常にオフ、下アームＴ１′が常にオン）と第２アーム（上アームＴ２が常にオン、下アームＴ２′が常にオフ）はスイッチングしない。このＰＷＭ周期において、空間電圧ベクトルＶ３（０１０）の継続時間はｔ１であり、空間電圧ベクトルＶ４（０１１）の継続時間はｔ２であり、インバータ部１０２の出力電圧はベクトル空間において１２０°～１８０°で変化する。
　同様に、別の２つのＰＷＭ周期において、ＰＩ１は常にローレベルであり、ＰＩ３は常にハイレベルであり、ＰＩ１のローレベル持続時間はｔ１であり、ハイレベル持続時間はｔ２である。これに対応して、該２つのＰＷＭ周期において、ＰＩ１′は常にハイレベルであり、ＰＩ３′は常にローレベルであり、ＰＩ１′のハイレベル持続時間はｔ１であり、ローレベル持続時間はｔ２である。すると、このＰＷＭ周期において、上アームＴ２は常にオフ状態（ＯＦＦ）にあり、下アームＴ２′は常にオン状態（ＯＮ）にあり、上アームＴ３は常にオン状態（ＯＮ）にあり、下アームＴ３′は常にオフ状態（ＯＦＦ）にあり、上アームｔ１はｔ１の期間でオフ状態にあり、Ｔ２の期間でオン状態に切り替わり、下アームｔ１′はｔ１の期間でオン状態にあり、Ｔ２の期間でオフ状態に切り替わる。これにより、１つのＰＷＭ周期において、第１アーム（上アームＴ１がオフからオン、下アームＴ１′がオンからオフ）のみがスイッチングされ、第２アーム（上アームＴ２が常にオフ、下アームＴ２′が常にオン）と第３アーム（上アームＴ３が常にオン、下アームＴ３′が常にオフ）はスイッチングされない。このＰＷＭ周期において、空間電圧ベクトルＶ５（００１）の継続時間はｔ１であり、空間電圧ベクトルＶ６（１０１）の継続時間はｔ２であり、インバータ部１０２の出力電圧はベクトル空間において２４０°～３００°で変化する。
　これにより、従来の７段式ＳＶＰＷＭ制御方式と比較して、従来の７段式ＳＶＰＷＭ制御方式において、１つのＰＷＭ周期内に６回のスイッチ切り替えが必要であり、ここで、ゼロ電圧ベクトル（図９に示すように、ゼロ電圧ベクトルＶ０およびＶ７）が存在するため、ゼロ電圧ベクトルのスイッチ切り替えを４回行う必要があり、本出願において、１つのＰＷＭ周期に１回のスイッチ切り替えのみを行い、２段式ＳＶＰＷＭ制御方式に属し、本出願は１つのＰＷＭ周期内にゼロ電圧ベクトルがないため、インバータのスイッチング損失を２／３倍に低減できる。
　図５は、本願の２段式ＳＶＰＷＭ制御方式により制御される電力変換器が出力する三相スイッチング回路の各相の導通時間と位相との関係を示す図である。図５に示すように、Ａ相は例えば第１アーム（上アームＴ１と下アームＴ１′）に対応し、Ｂ相は例えば第２アーム（上アームＴ２と下アームＴ２′）に対応し、Ｃ相は例えば第３アーム（上アームＴ３と下アームＴ３′）に対応し、以下ではベクトル空間における０°～６０°区間を例として図５を説明する。ベクトル空間における０°～６０°の区間において、Ａ相のデューティ比が常に１より大きく、Ａ相の上アームＴ１がＰＷＭ周期全体において常にオンし、下アームＴ１′がＰＷＭ周期全体において常にオフすることを示す。Ｃ相のデューティ比が常に－１より小さく、Ｃ相の上アームＴ３がＰＷＭ周期全体において常にオフし、下アームＴ３′がＰＷＭ周期全体において常にオンすることを示す。Ｂ相のデューティ比が－１～１の間にあり、位相が０°であるとき、デューティ比が１であり、上アームＴ２がオンし、デューティ比が１より小さいとき、上アームＴ２と下アームＴ２′のＯＮとＯＦＦとの切り替え（即ち、スイッチング）を行うにあたり、実際のＰＷＭデューティ（ＤＵＴＹ＿ＰＷＭ）には、例えば、ＤＵＴＹ＿ＰＷＭ＝０．５×ＤＵＴＹ＋０．５のような関数関係がある。例えば、位相が３０°のとき、デューティ（ＤＵＴＹ）は０、実際のＰＷＭデューティ（ＤＵＴＹ＿ＰＷＭ）は０．５である。これは、上下アームがそれぞれ５０％のＰＷＭ周期の間オンすることを示す。また、Ａ相の上アームとＣ相の下アームとが連続してオンしてもインバータ部の出力電圧を高くすることができないので、昇圧回路部によりインバータ部の直流リンク電圧を高くすることができ、電圧値はＡ相またはＣ相のオン時間割合の絶対値に比例するので、インバータ部は要求電圧に見合った正弦波電圧を出力する。インバータ部の出力電圧の振幅は昇圧回路部制御で決定できるので、ＰＷＭ周期中に、インバータ部中のある一相のスイッチの上下アームのオン時間割合を制御するだけで、空間電圧ベクトルの位相を決定でき、これにより、インバータスイッチのスイッチング損失を２／３倍に低減できる。
　図６は、スイッチング信号ＰＩ１～ＰＩ３の一例を示す図であり、スイッチング信号ＰＩ１′～ＰＩ３′とスイッチング信号ＰＩ１～ＰＩ３とは反転しており、図６には示されていない。スイッチング信号ＰＩ１～ＰＩ３およびスイッチング信号ＰＩ１′～ＰＩ３′の制御により、インバータ部１０２の出力電圧の位相がベクトル空間において連続的に変化する。また、昇圧回路部１０１によって可変の直流リンク電圧を生成することができ、インバータ部１０２はゼロ電圧ベクトルを出力することなく三相モータの振幅要件を満たす電圧を出力することができ、従って、２つの異なる非ゼロ電圧ベクトルの出力時間比率を変更するだけで、滑らかな円周電圧ベクトルを出力し、電流高調波を減少できる。
　図７は、制御部１０３が昇圧信号ＰＢを生成する回路図である。
　少なくとも１つの実施例において、図７に示すように、制御部１０３は電圧制御器１０３１およびＰＷＭ信号発生器１０３２を含むことができ、電圧制御器１０３１は昇圧回路部１０１の出力電圧ＵＢおよび目標電圧ＵＭに基づいて昇圧信号ＰＢのデューティ比ＤＰＢを決定することができ、目標電圧ＵＭは例えば三相モータ３００に必要な電圧ＵＭであり、予め設定された目標デューティ比ＤＭに直流電源１０４の出力電圧Ｕｄｃを乗じて得られる。ＰＷＭ信号発生器１０３２はデューティ比ＤＰＢに基づいて昇圧信号ＰＢを生成して昇圧回路部１０１に提供し、昇圧回路部１０１を昇圧制御する。
　少なくとも１つの実施例において、図７に示すように、予め設定された目標デューティ比のピーク値ＤＭに直流電源１０４の出力電圧Ｕｄｃを乗算して得られた信号を電圧制御コマンドとし、昇圧回路部１０１からフィードバックされた出力電圧ＵＢを減算し、電圧誤差を得て、電圧制御器１０３１は該電圧誤差に基づいて昇圧信号ＰＢのデューティ比ＤＰＢを計算し、ＰＷＭ信号発生器１０３２は該デューティ比ＤＰＢを三角波信号と比較して昇圧信号ＰＢを生成する。
　また、制御部１０３は、三相モータに必要な電圧の位相に応じて、どの２つの空間電圧ベクトルおよびそのそれぞれの継続する時間を必要とするかを決定して、スイッチング信号ＰＩのデューティ比を決定し、このデューティ比を他の三角波信号と比較してスイッチング信号ＰＩを生成してもよい。スイッチング信号ＰＩを生成する三角波の周波数と、昇圧信号ＰＢを生成する三角波の周波数とは、無相関であってもよい。
　少なくとも１つの実施例において、制御部１０３はさらに昇圧回路部１０１が昇圧状態にあるか否かを検出することができ、例えば、図１に示すように、制御部１０３は昇圧回路部１０１の出力電圧ＵＢおよび直流電源１０４の出力電圧Ｕｄｃを検出することができ、出力電圧ＵＢが直流電源１０４の出力電圧Ｕｄｃより高くかつ三相モータ２００に必要な電圧ＵＭより小さければ、昇圧回路部１０１が昇圧状態にあると判断する。そうでなければ、昇圧回路部１０１が昇圧状態にないと判断する。制御部１０３は、昇圧回路部１０１が昇圧状態部は、インバータ部１０２を、例えば、従来の７段ＳＶＰＷＭスイッチング方式または５段ＳＶＰＷＭスイッチング方式で制御する。
　図１１は本出願の実施例の電力変換装置をモータ駆動装置に応用することと従来の７段式ＳＶＰＷＭスイッチング方式を利用して制御する電力変換装置を同一のモータドライバに応用することの効率を比較する概略図である。本出願の実施例の電力変換装置をモータ駆動装置に適用し、かつ１つの交流永久磁石同期モータを制御し、それに対して、従来の７段式ＳＶＰＷＭスイッチング方式で制御される電力変換装置を同様に該モータ駆動装置に適用しかつ交流永久磁石同期モータを制御し、それぞれ２者の効率を計測し、図１１に示すように、曲線ＴＳは本出願の２段式ＳＶＰＷＭスイッチング方式の効率に対応し、曲線ＣＳは従来の７段式ＳＶＰＷＭスイッチング方式の効率に対応する。以上から分かるように、本出願の２段式ＳＶＰＷＭスイッチング方式の効率は従来の７段式ＳＶＰＷＭスイッチング方式の効率より明らかに高い。
　本願実施例によれば、インバータ部の３相スイッチング回路における二相のスイッチング素子を１つのパルス幅変調周期ではオンスイッチングさせず、他の一相のスイッチング素子のみを１つのパルス幅変調周期でオンスイッチングさせることで、２段式空間ベクトルパルス変調方式を構成している。これにより、インバータスイッチのスイッチング損失を２／３倍に低減し、ドライバ効率を向上できる。
（第２態様の実施例）
　第２の発明に係る電気機器は、第１の発明に係る電力変換装置と、三相モータとを備え、電力変換装置は、三相モータの各相に電力を供給する。この電力変換装置の特徴については、第１の発明の実施の形態において詳細に説明したので、ここではその内容を省略する。
本出願の実施例において、該電気装置の応用分野および／または応用シーンは限定されず、例えば、それは交流モータ駆動装置および直流／交流電力変換器等の応用場面に応用することができ、例えば、バッテリを電源とする駆動装置、例えば電気自動車またはロボットアーム等、または高速エアコン／コンプレッサ装置等に用いられ、または、ウォーターサーバー、洗濯機、掃除機、コンプレッサ、送風機、撹拌機等の家電製品であってもよく、他の分野の電気装置であってもよい。
　本願実施例によれば、この電力変換装置において、インバータ部の３相スイッチング回路における二相のスイッチング素子を１つのパルス幅変調周期ではオンスイッチングさせず、他の一相のスイッチング素子のみを１つのパルス幅変調周期でオンスイッチングさせて、２段式空間ベクトルパルス変調方式を構成する。これにより、インバータのスイッチング損失を２／３倍に低減でき、ドライバ効率が向上し、電気機器の効率が向上する。
　以上は具体的な実施形態を参照しながら本出願を説明したが、これらの説明は例示的なものであり、本出願の保護範囲を限定するものではないことは、当業者には明らかである。当業者は本出願の精神および原理に基づいて本出願に対して様々な変更および修正を行うことができ、これらの変更および修正も本出願の範囲内にある。
 

Claims (8)

  1. 　三相モータの各相に給電する電力変換装置であって、
    直流電源に接続され、パルス幅変調昇圧信号に基づいて前記直流電源から入力された入力電圧を昇圧する昇圧回路部と、
    前記昇圧回路部に接続され、複数のスイッチング素子で構成される三相スイッチング回路を有するインバータ部と、
    前記昇圧回路部にパルス幅変調昇圧信号を出力する制御部と、
    を備え、
    前記インバータ部はさらに出力部を有し、前記出力部は前記三相スイッチング回路に接続され、前記三相モータの各相に給電し、
    前記制御部は、前記昇圧回路部が昇圧状態にあることを検出した際に、前記インバータ部にパルス幅変調スイッチング信号を出力し、前記三相スイッチング回路のうちの二相のスイッチング素子が１つのパルス幅変調周期でオンしないように制御する、
    電力変換装置。
  2. 　前記制御部は前記昇圧回路部が昇圧状態にあることを検出したとき、前記スイッチング回路における他の一相のスイッチング素子を制御して１つのパルス幅変調周期においてオンまたはオフに切り替える、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記三相スイッチング回路は６個のスイッチング素子を含み、
    前記６個のスイッチング素子はブリッジ回路の３個のアームを２個ずつの対で構成し、
    前記３個のアームはそれぞれ前記三相モータの三相に対応し、
    各アームの２個のスイッチング素子はそれぞれ各アームの上アームと下アームを構成し、
    前記制御部は前記昇圧回路部が昇圧状態にあることを検出したとき、前記３個のアームのうちの１個のアームの上アームと下アームが１つのパルス幅変調周期においてオン／オフ制御し、前記３個のアームの内の他の２個のアームの上アームと下アームが１つのパルス幅変調周期においてオンしないように制御し、前記他の２個のアームの内の１個のアームの上アームをオンし下アームをオフし、前記他の２個のアームのうちの他の１個のアーム内の上アームをオフし、下アームをオンする、
    請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　１つのパルス幅変調周期において、前記制御部は前記１個のアームの上アームと下アームを１回オン／オフ制御する、
    請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記制御部は前記昇圧回路部の出力電圧に基づいて前記パルス幅変調スイッチング信号のデューティ比を設定し、前記デューティ比に基づいて前記１個のアームの上アームおよび下アームのオン／オフを制御する、
    請求項３または４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記制御部は電圧制御器およびＰＷＭ信号発生器を含み、
    前記電圧制御器は前記昇圧回路部の出力電圧および目標電圧に基づいて前記パルス幅変調昇圧信号のデューティ比を決定し、前記目標電圧は予め設定された前記直流電源から入力された入力電圧を乗算して得られ、
    前記ＰＷＭ信号発生器は前記デューティ比に基づいて前記パルス幅変調昇圧信号を生成して前記昇圧回路部に提供し、前記昇圧回路部を昇圧制御する、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  7. 　前記電力変換装置は、前記昇圧回路部に直流電圧を供給する直流電源をさらに含む、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  8. 　請求項１から７のいずれか１項に記載の電力変換装置および三相モータを有し、前記電力変換装置は前記三相モータの各相に給電する、
    電気機器。
     
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