JP6567236B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

直流電源（１）とインバータ（７）との間に磁気結合した結合リアクトル（４）とＤＣ／ＤＣ変換器（５）が設けられ、直流電源（１）と結合リアクトル（４）の間に第１平滑コンデンサ（３）が、ＤＣ／ＤＣ変換器（５）とインバータ（７）との間に第２平滑コンデンサ（６）が設けられ、かつインバータ（７）とＤＣ／ＤＣ変換器（５）のスイッチング動作を制御する制御部（９）を備え、制御部（９）はＤＣ／ＤＣ変換器（５）の上下アームを構成する半導体スイッチング素子（５１ａ）と（５１ｂ）、（５１ｃ）と（５１ｄ）が交互にオン／オフするように相補動作させ、かつ左右のレグのスイッチング位相をずらして動作させて結合リアクトル（４）とＤＣ／ＤＣ変換器（５）のエネルギ損失により両平滑コンデンサ（３）、（６）の蓄積電荷を放電する。

Description

本願は、例えば電動車両に搭載される電力変換装置に関する。

従来、充放電可能な直流電源と、直流電源から供給される直流電圧を昇圧する昇圧コンバータと、直流電源と昇圧コンバータとの間の電圧を平滑化する第１平滑コンデンサと、昇圧コンバータから出力される高圧の直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、昇圧コンバータとインバータとの間の電圧を平滑化する第２平滑コンデンサと、インバータから出力される交流電圧が印加されることにより、車両の駆動力および制動力が制御される三相交流電動機を備えた電動車両が知られている。

このような電動車両では、車両の安全性を確保するために、車両の衝突時、あるいは動力の停止時に、平滑コンデンサに蓄えられた高電圧の電荷を速やかに放電し、感電を防止する必要がある。

また、放電時間を早くするために昇圧コンバータを放電制御するための動作電源となるバックアップ電源の容量を小さくして、電力変換装置を小型化することが必要とされている。

このため、従来は、例えば下記の特許文献１及び２に記載されるような技術が提案されている。

特許文献１に示される電動車両では、２個の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを備えているとともに、２個の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの低電圧端と高電圧端にコンデンサが接続されている。制御装置は、走行時には、それぞれの双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの半導体スイッチング素子に対して、オンのタイミングが相互にずれているとともにオフのタイミングが相互にずれている駆動パルス信号を供給している。一方、コンデンサを放電する際は、その放電時間を早める技術として、夫々の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの半導体スイッチング素子に対して、オンのタイミングとオフのタイミングがそれぞれ一致している駆動パルス信号を供給することを特徴としている。

また、特許文献２に示される電力変換装置では、従来のインバータの上下アームを交互にオンオフさせて放電する方法では、インバータを構成するアームが短絡している場合、過電流等により放電できないことに対し、４アームを直列にしたＤＣ／ＤＣ変換器を用い、アーム短絡の有無を検出し、入出力のコンデンサに蓄積された電荷を結合リアクトルとＤＣ／ＤＣ変換器を介して放電させる技術が示されている。

特開２０１７−８５６９６号公報 特開２０１５−３３１５３号公報

しかしながら、上記の特許文献１、２に記載されたいずれの従来技術の場合も、結合リアクトルに流れる電流がいずれもスイッチング周波数の三角波電流であり、その電流成分にＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数成分しかなく、通流する際の銅損が小さいため、コンデンサのエネルギを消費させる効果が少なく放電に時間を要し、放電時間を早くするためにＤＣ／ＤＣコンバータを放電制御するための動作電源となるバックアップ電源の電源容量が依然として大きいという課題がある。

本願は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力段に磁気結合した一対の結合型の結合リアクトルを設け、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作に伴ってコンデンサの放電時間を従来よりも早め、放電制御のためにＤＣ／ＤＣコンバータを駆動するためのバックアップ電源を小型化することができる電力変換装置の提供を目的とする。

本願に開示される電力変換装置は、
直流電源と電動機を駆動するインバータとの間に配置された、磁気結合した結合リアクトルおよび電圧変換用のＤＣ／ＤＣ変換器と、
上記直流電源と上記結合リアクトルとの間に接続された第１平滑コンデンサと、
上記ＤＣ／ＤＣ変換器と上記インバータとの間に接続された第２平滑コンデンサと、
上記第１平滑コンデンサと上記直流電源との間に挿入された上記直流電源のオン／オフ用のスイッチと、
上記インバータおよび上記ＤＣ／ＤＣ変換器に含まれる半導体スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御部とを備え、
上記ＤＣ／ＤＣ変換器は、上記半導体スイッチング素子を有する上下一対のアームを直列接続してなるレグの２つを並列に接続して構成されるフルブリッジ型のものであり、上記結合リアクトルは、上記結合リアクトルを構成する第１巻線と第２巻線の各一端側が共に上記直流電源の正極側に接続され、上記第１巻線の他端側は上記レグのうちの第１レグを構成する上下アームの接続点に接続され、また、上記第２巻線の他端側は上記レグのうちの第２レグを構成する上下アームの接続点にそれぞれ接続されている電力変換装置であって、
上記制御部は、放電指令に応じて上記スイッチを解放し、上記ＤＣ／ＤＣ変換器の上下のアームを構成する上記半導体スイッチング素子が交互にオン／オフするように相補動作させ、かつ一対の上記レグのスイッチング位相をずらして動作させて上記第１平滑コンデンサおよび上記第２平滑コンデンサを放電させるものである。

本願に開示される電力変換装置によれば、第１平滑コンデンサと第２平滑コンデンサとの間にＤＣ／ＤＣ変換器と結合リアクトルを介して循環電流を流すことができ、電流が流れる経路で生じる銅損、結合リアクトルのコアで生じる鉄損、ＤＣ／ＤＣ変換器で生じる損失により、第１平滑コンデンサと第２平滑コンデンサに蓄積された電荷を速やかに放電させることができる。これにより、第１平滑コンデンサ及び第２平滑コンデンサの放電時間を従来よりも早め、放電制御のためにＤＣ／ＤＣコンバータを駆動するためのバックアップ電源を小型化することが可能となる。

また、直流電流を流した場合に生じる直流磁束が互いに打ち消す方向に生じる差動型に結合した結合リアクトルを用いる場合には、通流する電流成分に周波数の２倍の成分を発生させることで銅損を大きくすることができる。また、直流電流を流した場合に生じる直流磁束が互いに強め合う方向に生じる和動型に結合した結合リアクトルを用いる場合には、通流する電流を還流電流により方形波状とすることで電流実効値を大きくして結合リアクトルの銅損を大きくすることができる。

本願の実施の形態１による電力変換装置の全体を示す構成図である。 本願の実施の形態１における差動型の結合リアクトルの磁束発生状態の説明図である。 本願の実施の形態１における差動型の結合リアクトルの磁束発生状態の説明図である。 本願の実施の形態１における差動型の結合リアクトルの磁束発生状態の説明図である。 本願の実施の形態１において、Ｄ＜０．５の場合に結合リアクトルに流れる電流傾きの時間変化を示す説明図である。 本願の実施の形態１において、Ｄ＞０．５の場合に結合リアクトルに流れる電流傾きの時間変化を示す説明図である。 本願の実施の形態１において、ＤＣ／ＤＣ変換器の動作タイミング、および結合リアクトルの巻線とＤＣ／ＤＣ変換器の各部に流れる電流の時間変化を示す説明図である。 本願の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンの説明図である。 本願の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンの説明図である。 本願の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンの説明図である。 本願の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンの説明図である。 本願の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンの説明図である。 本願の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンの説明図である。 本願の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンの説明図である。 本願の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンの説明図である。 本願の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンの説明図である。 本願の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンを説明する図である。 本願の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンの説明図である。 本願の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンの説明図である。 本願の実施の形態１において、ＤＣ／ＤＣ変換器をスイッチング動作する場合のスイッチング周波数についての説明図である。 本願の実施の形態２における和動型の結合リアクトルの磁束発生状態の説明図である。 本願の実施の形態２における和動型の結合リアクトルの磁束発生状態の説明図である。 本願の実施の形態２における和動型の結合リアクトルの磁束発生状態の説明図である。 本願の実施の形態２において、ＤＣ／ＤＣ変換器の動作タイミング、および結合リアクトルの巻線とＤＣ／ＤＣ変換器の各部に流れる電流の時間変化を示す説明図である。 本願の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンの説明図である。 本願の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンの説明図である。 本願の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンの説明図である。 本願の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンの説明図である。 本願の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンの説明図である。 本願の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンの説明図である。 本願の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンの説明図である。 本願の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンの説明図である。 本願の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンの説明図である。 本願の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ変換器の動作パターンの説明図である。

実施の形態１．
図１は、本願の実施の形態１による電力変換装置を示す構成図である。
図１において、本実施の形態の電力変換装置は、直流電源１、スイッチ２（リレー並びに半導体スイッチング素子を含む概念）、第１平滑コンデンサ３、第１電圧センサ２０、差動型の結合リアクトル４、ＤＣ／ＤＣ変換器５、第２平滑コンデンサ６、第２電圧センサ３０、インバータ７、電動機８、制御部９、補助電源１０を備えている。

直流電源１は、充放電可能であり、インバータ７を介して電動機８と電力をやり取りする。ＤＣ／ＤＣ変換器５は、直流電源１とインバータ７との間に設けられ、直流電源１から供給される直流電圧を昇圧する。第１平滑コンデンサ３は、直流電源１とＤＣ／ＤＣ変換器５との間に接続され、直流電源１とＤＣ／ＤＣ変換器５との間の電圧を平滑化する。第１電圧センサ２０は、第１平滑コンデンサ３の高電圧ノードと低電圧ノードとの間の電圧を計測する。電流センサ４０ａは差動型の結合リアクトル４から入力される電流を計測し、また、電流センサ４０ｂ、４０ｃは差動型の結合リアクトル４とＤＣ／ＤＣ変換器５の間に出力される電流を計測する。

インバータ７は、ＤＣ／ＤＣ変換器５から出力される高圧の直流電圧を、ＤＣ／ＡＣ変換により交流電圧に変換する。第２平滑コンデンサ６は、ＤＣ／ＤＣ変換器５とインバータ７との間に接続され、ＤＣ／ＤＣ変換器５とインバータ７との間の電圧を平滑化する。第２電圧センサ３０は、第２平滑コンデンサ６の高電圧ノードと低電圧ノードとの間の電圧を計測する。

電動機８は、インバータ７から出力される交流電圧が印加されることにより、車両の駆動力および制動力が制御される。スイッチ２は、車両の駆動時には、直流電源１と第１平滑コンデンサ３およびＤＣ／ＤＣ変換器５とを閉状態で接続し、また、車両の使用が終了して動力の停止が検知された場合、あるいは図示しない加速度センサなどにより車両の衝突が検知された場合には、直流電源１と第１平滑コンデンサ３および差動型の結合リアクトル４を介したＤＣ／ＤＣ変換器５とを開状態で切断する。

制御部９は、ＤＣ／ＤＣ変換器制御部９ａ、インバータ制御部９ｂ、および放電判定指示部９ｃを有している。放電判定指示部９ｃは、例えば図示しない加速度センサにより、車両の衝突を検知した場合、あるいは、車両の使用を終了し動力を停止状態とする場合に、ＤＣ／ＤＣ変換器制御部９ａおよびインバータ制御部９ｂに対して、第１平滑コンデンサ３、第２平滑コンデンサ６に蓄えられた電荷を放電するように指示を出す。

ＤＣ／ＤＣ変換器制御部９ａは、ＤＣ／ＤＣ変換器５に含まれるパワー半導体素子の構成要素である半導体スイッチング素子５１ａ〜５１ｄのスイッチング動作を制御して、ＤＣ／ＤＣ変換器５でのＤＣ／ＤＣ変換を行う。インバータ制御部９ｂは、インバータ７に含まれるスイッチングアームの高電圧側パワー半導体素子および低電圧側パワー半導体素子内の半導体スイッチング素子７１ａ〜７１ｆのスイッチング動作を制御して、インバータ７でのＤＣ／ＡＣ変換を行う。

ＤＣ／ＤＣ変換器５において、パワー半導体素子は、半導体スイッチング素子５１ａ〜５１ｄと半導体整流素子５２ａ〜５２ｄとを相互に逆並列に接続したものを単位としてアームと称し、またそのアームを直列接続したものをレグと称する。同様に、インバータ７において、パワー半導体素子は、半導体スイッチング素子７１ａ〜７１ｆと半導体整流素子７２ａ〜７２ｆとを相互に逆並列に接続したものを単位としてアームと称し、またそのアームを直列接続したものをレグと称する。

ここで、ＤＣ／ＤＣ変換器５の構成について詳細に説明する。
ＤＣ／ＤＣ変換器５は、４つの半導体スイッチング素子５１ａ〜５１ｄを有するフルブリッジ型であり、上下のアームを直列接続してなるレグの２つ（第１レグと第２レグ）を並列に接続して構成されている。なお、図１では半導体スイッチング素子にＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いて記載しているがＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ−Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ−Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等を使用してもよい。

続いて、インバータ７の詳細な構成について説明する。
インバータ７は、駆動する電動機の相数に対応するレグ数が設けられており、図１に示されるように、電動機８が三相の電動機である場合、インバータ７は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３つのレグで構成される。

インバータ制御部９ｂは、インバータ７を制御して、電動機８との接続ノードＵａｃ、Ｖａｃ、Ｗａｃの電位を調整することで、電動機８に流れる電流量を制御する。この結果、電動機８が車両の駆動力および制動力を制御することとなる。また、インバータ制御部９ｂは、電動機８の回転情報を併せて取得する。

次に、図２〜図４を用いて結合リアクトル４の構成について説明する。
ここに、結合リアクトルは、上下２つのＵ字型の鉄心からなるコア４ｇに第１巻線４ｅと第２巻線４ｆを巻いて互いに磁気結合させたものである。特に、本実施の形態の差動型の結合リアクトル４とは、図２に示すように、第１巻線４ｅと第２巻線４ｆに直流を流した場合、両巻線４ｅ、４ｆによりコア４ｇに生じる直流磁束の向きが互いに打ち消し合う方向に生じるように、第１巻線４ｅと第２巻線４ｆを巻線することをいう。

そして、この差動型の結合リアクトル４を構成する両巻線４ｅ、４ｆの一端側４ａ、４ｃは共に直流電源１の正極側に接続され、また、第１巻線４ｅの他端側４ｂは２つの半導体スイッチング素子５１ａ、５１ｂを有する上下アームの接続点５０ｅ（第１レグ）に接続され、また、第２巻線４ｆの他端側４ｄは２つの半導体スイッチング素子５１ｃ、５１ｄを有する上下アームの接続点５０ｆ（第２レグ）に接続されている。

この差動型の結合リアクトル４に接続された、ＤＣ／ＤＣ変換器５の上下アームが交互にオン／オフするように相補動作させるとともに、各レグの位相をずらして動作させて第１巻線４ｅ、第２巻線４ｆを交互に励磁すると、図２の白抜き矢印で示すように、第１巻線４ｅと第２巻線４ｆに同方向に電流が流れることにより生じるコア４ｇを循環しない磁束成分、および図３及び図４の太い矢印で示すように、スイッチング状態によって向きを変えてコア４ｇ内を循環する磁束成分の２つの磁束成分が同時に生じる。この場合、磁束と電流とは比例関係にあるため、この２つの磁束成分の変化に対応した電流リプルが第１巻線４ｅと第２巻線４ｆにそれぞれ生じることになる。

ここで、差動型の結合リアクトル４に生じる電流リプルの傾きを数式にて示す。第１巻線４ｅの両端電圧をＶ１ｅ、第１巻線４ｅに流れる電流をｉ１、この電流ｉ１を構成する循環磁束による電流成分をｉ１ａｃ、循環しない磁束による電流成分をｉ１ｄｃとする。また、第２巻線４ｆの両端電圧をＶ２ｅ、第２巻線４ｆに流れる電流をｉ２、この電流ｉ２を構成する循環磁束による電流成分をｉ２ａｃ、循環しない磁束による電流成分をｉ２ｄｃとして表わし、ここでは簡単のため、電流ｉ１と電流ｉ２のそれぞれの成分の大きさは等しいものとする。

第１巻線４ｅおよび第２巻線４ｆが生じさせる自己インダクタンスをＬ、相互インダクタンスをＭとすると、第１巻線４ｅ、第２巻線４ｆに生じる電圧Ｖ１ｅ、Ｖ２ｅはファラデーの法則を用いて（式１）（式２）で表わされる。

電流ｉ１および電流ｉ２は、循環磁束による電流成分ｉ１ａｃ、循環しない磁束による電流成分ｉ１ｄｃから構成されているため、（式３）（式４）で表わされる。

また電流ｉ１と電流ｉ２を合計した電流は、次の（式５）で表わされるように、循環する電流成分（ｉ１ａｃ）は打ち消されて、各巻線の循環しない磁束成分で生じる電流成分（ｉ１ｄｃ）の２倍の傾きとなる。

（式１）〜（式４）より電流ｉ１、電流ｉ２を構成する電流成分ｉ１ａｃ、ｉ１ｄｃを求めると（式６）（式７）で表わすことができる。

差動型の結合リアクトル４の入力電圧をＶｉｎ、ＤＣ／ＤＣ変換器５の出力電圧をＶｏｕｔとし、ＤＣ／ＤＣ変換器５の下アームの半導体スイッチング素子５１ｂ、５１ｄのスイッチング状態によって、変化する結合リアクトル４の両端電圧を表１に記す。

この電圧を（式６）（式７）に代入すると、スイッチング状態に応じて変化する電流の傾きを求めることができる。

次に、車両の通常駆動時、すなわちスイッチ２がオンされた状態において、ＤＣ／ＤＣ変換器５の２組の各レグを、位相をずらして交互に動作させて第１巻線４ｅ、第２巻線４ｆを交互に励磁する通常の電力変換動作時の場合に、上記（式３）〜（式７）で求めた電流の傾きから、第１巻線４ｅ、第２巻線４ｆに生じる電流リプルについて図５および図６を用いて説明する。

図５は、Ｄ（デューティ比）＜０．５の場合であり、図６は、Ｄ（デューティ比）＞０．５の場合である。
また、図５及び図６において、第１巻線４ｅ及び第２巻線４ｆの電流リプルに含まれる電流成分がｉｄｃ＜ｉａｃの時のものを示す。デューティ比Ｄは、周期Ｔに対するオン時間の比率を表す。

動作モードとしては、ＤＣ／ＤＣ変換器５の下アームである半導体スイッチング素子５１ｂ、５１ｄの動作状態により状態（Ｔ１）、状態（Ｔ２）、状態（Ｔ３）、状態（Ｔ４）の４モードを順次繰り返す動きとなる。なお、半導体スイッチング素子５１ａ、５１ｃはＭＯＳＦＥＴ等であれば同期整流用としてそれぞれ半導体スイッチング素子５１ｂ、５１ｄと相補的に動作する。

［Ａ］まず、図５に示すように、Ｄ＜０．５の場合に第１巻線４ｅ及び第２巻線４ｆに生じる電流リプルについて説明する。

（１）状態（Ｔ１）の期間は、半導体スイッチング素子５１ｂがオン、半導体スイッチング素子５１ｄがオフであり、直流電源１から第１巻線４ｅを通って直流電源１に戻る電流ｉ１の電流ループと、第２巻線４ｆ、半導体整流素子５２ｃを通り、第２平滑コンデンサ６を経て直流電源１に戻る電流ｉ２との２つの電流ループが形成される。

この時、第１巻線４ｅと第２巻線４ｆが磁気的に結合した差動型の結合リアクトル４を形成しているため、第１巻線４ｅには、図４に示すような循環する磁束により生じる電流リプルｉ１ａｃと、図２に示すような循環しない磁束成分により生じる電流リプルｉ１ｄｃとが生じる。

第２巻線４ｆには、図３に示すような循環する磁束により生じる電流リプルｉ２ａｃ（この場合、ｉ１ａｃとは逆向きとなる方向で生じる）と、図２に示すような循環しない磁束成分により生じる電流リプルｉ２ｄｃとが生じる。

ここで説明を簡単にするため、仮に、循環磁束により生じる電流成分の傾きを４、循環しない磁束により生じる電流成分の傾きを６とし、ＤＣ／ＤＣ変換器５のスイッチング状態により変化する、第１巻線４ｅ、第２巻線４ｆに生じる電流リプル波形の変化をこの数値例を用いて説明する。

この期間ではｉ１ａｃの電流傾き４、ｉ１ｄｃの電流傾き６となり、第１巻線４ｅの電流傾きは１０となる。また、第１巻線４ｅと第２巻線４ｆの合計電流の傾きは、ｉ１ａｃとｉ２ａｃがキャンセルされ、ｉ１ｄｃとｉ２ｄｃの合計傾きで１２となる。

（２）状態（Ｔ２）の期間は、半導体スイッチング素子５１ｂがオフ、半導体スイッチング素子５１ｄがオフであり、直流電源１から第１巻線４ｅ、半導体整流素子５２ａ、第２平滑コンデンサ６を経て直流電源１へ戻る電流ｉ１の電流ループと、直流電源１から第２巻線４ｆ、半導体整流素子５２ｃ、第２平滑コンデンサ６を経て直流電源１へ戻る電流ｉ２の電流ループが形成される。

この期間は、第１巻線４ｅと第２巻線４ｆの励磁がリセットされる期間であり、ｉ１ａｃ、ｉ２ａｃは変化せず、ｉ１ｄｃ、ｉ２ｄｃ成分が減少する。ｉ１ａｃの電流傾きが０、ｉ１ｄｃの電流の傾きが−６となり、第１巻線４ｅの電流傾きは−６となる。第１巻線４ｅと第２巻線４ｆの合計電流の傾きは、ｉ１ｄｃとｉ２ｄｃの合計傾きで−１２となる。

（３）状態（Ｔ３）の期間は、半導体スイッチング素子５１ｂがオフ、半導体スイッチング素子５１ｄがオンであり、直流電源１から第１巻線４ｅ、半導体整流素子５２ａ、第２平滑コンデンサ６を経て直流電源１へ戻る電流ｉ１の電流ループと、直流電源１から第２巻線４ｆ、半導体スイッチング素子５１ｄを経て直流電源１に戻る電流ｉ２の電流ループが形成される。

この時、第１巻線４ｅと第２巻線４ｆが磁気的に結合した差動型の結合リアクトル４を形成しているため、第１巻線４ｅには、図３に示すような循環する磁束により生じる電流リプルｉ１ａｃと、図２に示すような循環しない磁束成分により生じる電流リプルｉ１ｄｃとが生じる。

第２巻線４ｆには、図４に示すような循環する磁束により生じる電流リプルｉ２ａｃ（この場合、ｉ１ａｃとは逆向きとなる方向で生じる）と、図２に示すような循環しない磁束成分により生じる電流リプルｉ２ｄｃとが生じる。

この時、第２巻線４ｆからの磁束が、第１巻線４ｅの磁束を減じる方向に磁気結合するため、ｉ１ａｃはマイナスの傾きとなる。同様に、ｉ１ａｃの電流傾きが−４、ｉ１ｄｃの電流の傾きが６となり、第１巻線４ｅの電流傾きは２となる。第１巻線４ｅと第２巻線４ｆの合計電流の傾きは、ｉ１ａｃとｉ２ａｃがキャンセルされ、ｉ１ｄｃとｉ２ｄｃの合計傾きで１２となる。

（４）状態（Ｔ４）の期間は、状態（Ｔ２）の場合と同様、半導体スイッチング素子５１ｂがオフ、半導体スイッチング素子５１ｄがオフであり、直流電源１から第１巻線４ｅ、半導体整流素子５２ａ、第２平滑コンデンサ６を経て直流電源１へ戻る電流ｉ１の電流ループと、直流電源１から第２巻線４ｆ、半導体整流素子５２ｃ、第２平滑コンデンサ６を経て直流電源１へ戻る電流ｉ２の電流ループが形成される。

この期間は、第１巻線４ｅと第２巻線４ｆの励磁がリセットされる期間であり、ｉ１ａｃ、ｉ２ａｃは変化せず、ｉ１ｄｃ、ｉ２ｄｃ成分が減少する。ｉ１ａｃの電流傾きが０、ｉ１ｄｃの電流の傾きが−６となり、第１巻線４ｅの電流傾きは−６となる。第１巻線４ｅと第２巻線４ｆの合計電流の傾きは、ｉ１ｄｃとｉ２ｄｃの合計の傾き−１２となる。

以上説明したように、Ｄ＜０．５の場合、第１巻線４ｅの場合、状態（Ｔ３）の期間で電流ｉ１の傾きがプラスとなり、電流成分として、ＤＣ／ＤＣ変換器５をスイッチするスイッチング周波数の２倍の電流成分が含まれることになる。

［Ｂ］次に、図６に示すように、Ｄ＞０．５の場合に第１巻線４ｅ及び第２巻線４ｆに生じる電流リプルについて説明する。

（１）状態（Ｔ１）の期間は、半導体スイッチング素子５１ｂがオン、半導体スイッチング素子５１ｄがオンであり、直流電源１から第１巻線４ｅを通って直流電源１に戻る電流ｉ１の電流ループと、第２巻線４ｆを通って直流電源１に戻る電流ｉ２の電流ループが形成される。

この期間、第１巻線４ｅと第２巻線４ｆには循環する磁束成分による電流ｉ１ａｃ、ｉ２ａｃはゼロとなり、循環しない磁束成分により生じる電流リプルｉ１ｄｃ、ｉ２ｄｃが増加する。

したがって、この期間では、上記のＤ＜０．５の場合と同様に、説明を簡単にするため仮に、ｉ１ａｃの電流傾きを０、ｉ１ｄｃの電流傾きを６とすると、第１巻線４ｅの電流傾きは６となる。第１巻線４ｅと第２巻線４ｆの合計電流の傾きは、ｉ１ａｃとｉ２ａｃ成分が無いため、ｉ１ｄｃとｉ２ｄｃの合計傾きで１２となる。

（２）状態（Ｔ２）の期間は、半導体スイッチング素子５１ｂがオン、半導体スイッチング素子５１ｄがオフであり、直流電源１から第１巻線４ｅを通って直流電源１に戻る電流ｉ１の電流ループと、第２巻線４ｆ、半導体整流素子５２ｃ、第２平滑コンデンサ６を経て直流電源１に戻る電流ｉ２の電流ループが形成される。

この期間、第１巻線４ｅと第２巻線４ｆには循環する磁束が生じ、ｉ１ａｃが増加、ｉ２ａｃは減少し、循環しない成分により生じるｉ１ｄｃ、ｉ２ｄｃは減少する。したがって、ｉ１ａｃの電流傾きを４、ｉ１ｄｃの電流傾きを−６とすると、第１巻線４ｅの電流傾きは−２となる。第１巻線４ｅと第２巻線４ｆの合計電流の傾きは、ｉ１ａｃとｉ２ａｃ成分がキャンセルされ、ｉ１ｄｃとｉ２ｄｃの合計傾きで−１２となる。

（３）状態（Ｔ３）の期間は、半導体スイッチング素子５１ｂがオン、半導体スイッチング素子５１ｄがオンであり、状態（Ｔ１）と同様である。

（４）状態（Ｔ４）の期間は、半導体スイッチング素子５１ｂがオフ、半導体スイッチング素子５１ｄがオンであり、直流電源１から第１巻線４ｅ、半導体整流素子５２ａ、第２平滑コンデンサ６を経て直流電源１に戻る電流ｉ１の電流ループと、第２巻線４ｆを通って直流電源１に戻る電流ｉ２の電流ループが形成される。

この期間、第１巻線４ｅと第２巻線４ｆには循環する磁束が生じ、ｉ１ａｃが減少、ｉ２ａｃは増加し、循環しない成分により生じるｉ１ｄｃ、ｉ２ｄｃは減少する。したがって、ｉ１ａｃの電流傾き−４、ｉ１ｄｃの電流傾き−６となり、第１巻線４ｅの電流傾きは−１０となる。第１巻線４ｅと第２巻線４ｆの合計電流の傾きは、ｉ１ａｃとｉ２ａｃ成分がキャンセルされ、ｉ１ｄｃとｉ２ｄｃの合計傾きで−１２となる。

以上説明したように、Ｄ＞０．５の時、第１巻線４ｅであれば状態（Ｔ２）の期間で電流ｉ１の傾きがマイナスとなるため、電流成分として、ＤＣ／ＤＣ変換器５をスイッチするスイッチング周波数の２倍の電流成分が含まれることになる。

電流成分に、ＤＣ／ＤＣ変換器５をスイッチングするスイッチング周波数の２倍の電流成分を多く含ませるためには、Ｄ＜０．５の時には、状態（Ｔ３）の期間において次の（式８）を、またＤ＞０．５の時には、状態（Ｔ２）の期間において次の（式９）を、それぞれ満たす必要がある。

（式６）（式７）と表１を用いて（式８）（式９）の関係式をＬ（自己インダクタンス）、Ｍ（相互インダクタンス）、Ｄ（デューティ比）を用いて整理すると、次の（式１０）（式１１）で表わされる。

Ｄ＜０．５の場合、

Ｄ＞０．５の場合、

上記関係式を満たす条件において、ＤＣ／ＤＣ変換器５を用い、下アームをＤ＞０．５の条件で第１平滑コンデンサ３と第２平滑コンデンサ６を放電動作させた場合、差動型の結合リアクトル４の巻線に流れる電流波形、ＤＣ／ＤＣ変換器５の動作タイミング、および、ＤＣ／ＤＣ変換器５を構成する半導体スイッチング素子５１ａ〜５１ｄに流れる電流波形を図７に示す。また、この時のＤＣ／ＤＣ変換器５の通流箇所と動作パターンを図８〜図１９に示す。なお、図８〜図１９において、通流箇所は太線で示しており、ＤＣ／ＤＣ変換器５の通流箇所と動作パターンは、時間変化とともに図８〜図１９の各状態を順次変遷して行き、図１９の状態が終われば図８の状態に戻る。

以上より、第１巻線４ｅ及び第２巻線４ｆには、ＤＣ／ＤＣ変換器５の半導体スイッチング素子をスイッチングする場合のスイッチング周波数の２倍の周波数成分を含む電流ｉ１、ｉ２が流れることが分かる。

次に、車両の衝突を検知した場合、あるいは車両の使用が終了して動力の停止が検知された場合において、ＤＣ／ＤＣ変換器制御部９ａにより、ＤＣ／ＤＣ変換器５に含まれるパワー半導体素子の構成要素である半導体スイッチング素子５１ａ〜５１ｄをスイッチング動作させ、第１平滑コンデンサ３、第２平滑コンデンサ６の電荷を放電する放電動作について説明する。

車両の衝突を検知した場合、あるいは車両の使用が終了して動力の停止が検知された場合、スイッチ２がオフされるとともに、制御部９のインバータ制御部９ｂによりインバータ７を停止し、かつ放電判定指示部９ｃからの指示により、ＤＣ／ＤＣ変換器制御部９ａはＤＣ／ＤＣ変換器５の放電動作を実行する。

この場合のＤＣ／ＤＣ変換器制御部９ａにおけるＤＣ／ＤＣ変換器５に対する制御動作は、上述したスイッチ２がオン状態にある通常駆動時の場合と基本的に同じである。すなわち、第１平滑コンデンサ３および第２平滑コンデンサ６に蓄積されたエネルギは、第１平滑コンデンサ３と第２平滑コンデンサ６の間に存在する、ＤＣ／ＤＣ変換器５、差動型の結合リアクトル４を経由して電流が流れることにより生じる銅損および鉄損によりエネルギ消費され放電される。

ただし、この場合の放電動作時は、通常の電力変換動作時と比べて、ＤＣ／ＤＣ変換器５のスイッチング周波数を低くし、ＤＣ／ＤＣ変換器５が許容される電流範囲内において電流リプルを大きくなるようにする。このようにすると、損失が増加するので、スイッチ２がオフした場合の放電時間を早くすることができる。

このような放電動作をする場合、第１平滑コンデンサ３、第２平滑コンデンサ６と差動型の結合リアクトル４においてＬＣ共振が生じるため、ＤＣ／ＤＣ変換器５のスイッチング周波数を下げ過ぎると、ＤＣ／ＤＣ変換器５、第１平滑コンデンサ３、および、第２平滑コンデンサ６の許容値を超える共振電圧、共振電流が生じる可能性がある。

そこで、図２０に示すように、第１平滑コンデンサ３、第２平滑コンデンサ６の放電開始時から放電が進むにつれてＤＣ／ＤＣ変換器５のスイッチング周波数が、通常の電力変換動作時の周波数から次第に低くなるような制御を行うと、構成する部品の保護と放電時間の短縮の両立が可能となる。図２０は、ＤＣ／ＤＣ変換器５をスイッチング動作する場合のスイッチング周波数についての説明図である。

このようにして第１平滑コンデンサ３、第２平滑コンデンサ６の放電時間が早くなると、放電動作を行うＤＣ／ＤＣ変換器５を駆動制御する制御部９に対して電力供給するための補助電源１０の電源容量を小さくすることができ、電力変換装置全体の小型化が図れる。

実施の形態２．
本願の実施の形態２の電力変換装置の特徴は、実施の形態１に用いた結合リアクトル４の結合構成を和動型にしたものであり、その他の構成は実施の形態１の場合と同じであるので、詳しい構成の説明は省略する。

ここに、和動型の結合リアクトル４とは、図２１に示すように、第１巻線４ｅと第２巻線４ｆに直流を流した場合、第１巻線４ｅ及び第２巻線４ｆによりコア４ｇに生じる直流磁束の向きが互いに強め合う方向に生じるように、第１巻線４ｅと第２巻線４ｆを巻線することをいう。

図２４は、この和動型の結合リアクトル４を用いて、ＤＣ／ＤＣ変換器５を位相シフト動作させた場合の、ＤＣ／ＤＣ変換器５のスイッチングタイミング、および各部の電流と結合リアクトル４の巻線電流の時間変化を示したものである。また、図２５〜図３４には、ＤＣ／ＤＣ変換器５の電流経路と動作パターンを示す。なお、ＤＣ／ＤＣ変換器５の通流箇所と動作パターンは、時間変化とともに図２５〜図３４の各状態を順次変遷して行き、図３４の状態が終われば図２５の状態に戻る。

この和動型の結合リアクトル４を用いて、ＤＣ／ＤＣ変換器５を位相シフト動作させると、図２４、図２５〜図３４から分かるように、ＤＣ／ＤＣ変換器５が還流動作となるため、和動型の結合リアクトル４の第１巻線４ｅ、第２巻線４ｆに実効値の高い方形波状の電流が流れて銅損が増え、実施の形態１の場合と同様にスイッチ２がオフした場合の放電時間を早くすることができる。

以上、本願の開示は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１ 直流電源、２ スイッチ、３ 第１平滑コンデンサ、４ 結合リアクトル、４ｅ 第１巻線、４ｆ 第２巻線、４ｇ コア、４０ａ，４０ｂ，４０ｃ 電流センサ、５ ＤＣ／ＤＣ変換器、５１ａ〜５１ｄ 半導体スイッチング素子、６ 第２平滑コンデンサ、７ インバータ、７１ａ〜７１ｆ 半導体スイッチング素子、８ 電動機、９ 制御部、９ａ ＤＣ／ＤＣ変換器制御部、９ｂ インバータ制御部、９ｃ 放電判定指示部、１０ 補助電源、２０ 第１電圧センサ、３０ 第２電圧センサ。

Claims (10)

1. 直流電源と電動機を駆動するインバータとの間に配置された、磁気結合した結合リアクトルおよび電圧変換用のＤＣ／ＤＣ変換器と、
   上記直流電源と上記結合リアクトルとの間に接続された第１平滑コンデンサと、
   上記ＤＣ／ＤＣ変換器と上記インバータとの間に接続された第２平滑コンデンサと、
   上記第１平滑コンデンサと上記直流電源との間に挿入された上記直流電源のオン／オフ用のスイッチと、
   上記インバータおよび上記ＤＣ／ＤＣ変換器に含まれる半導体スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御部とを備え、
   上記ＤＣ／ＤＣ変換器は、上記半導体スイッチング素子を有する上下一対のアームを直列接続してなるレグの２つを並列に接続して構成されるフルブリッジ型のものであり、上記結合リアクトルは、上記結合リアクトルを構成する第１巻線と第２巻線の各一端側が共に上記直流電源の正極側に接続され、上記第１巻線の他端側は上記レグのうちの第１レグを構成する上下アームの接続点に接続され、また、上記第２巻線の他端側は上記レグのうちの第２レグを構成する上下アームの接続点にそれぞれ接続されている電力変換装置であって、
   上記制御部は、放電指令に応じて上記スイッチを解放し、上記ＤＣ／ＤＣ変換器の上下のアームを構成する上記半導体スイッチング素子が交互にオン／オフするように相補動作させ、かつ一対の上記レグのスイッチング位相をずらして動作させて上記第１平滑コンデンサおよび上記第２平滑コンデンサを放電させる電力変換装置。
2. 上記制御部は、上記第１平滑コンデンサと上記第２平滑コンデンサとの間に上記結合リアクトルと上記ＤＣ／ＤＣ変換器を介して交流電流を循環させて、上記結合リアクトルおよび上記ＤＣ／ＤＣ変換器によるエネルギ損失により上記第１平滑コンデンサおよび上記第２平滑コンデンサに蓄積された電荷を放電させるように上記ＤＣ／ＤＣ変換器を制御する請求項１に記載の電力変換装置。
3. 上記結合リアクトルは、上記第１巻線と上記第２巻線に直流を流した場合、上記第１巻線及び上記第２巻線により生じる直流磁束の向きが互いに打ち消し合う方向に生じる差動型のものである請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
4. 上記ＤＣ／ＤＣ変換器の上記半導体スイッチング素子をオン／オフするデューティ比をＤ、上記結合リアクトルの自己インダクタンスをＬ、相互インダクタンスをＭとすると、
   Ｄ＜０．５の場合には、Ｍ／Ｌ＞Ｄ／（１−Ｄ）
   Ｄ＞０．５の場合には、Ｍ／Ｌ＞（１−Ｄ）／Ｄ
   の各々の関係を満たすように設定することにより、上記結合リアクトルに上記ＤＣ／ＤＣ変換器のスイッチング周波数の２倍の成分を含む交流電流を流す請求項３に記載の電力変換装置。
5. 上記制御部は、上記スイッチがオフした場合、上記第１平滑コンデンサと上記第２平滑コンデンサの電圧もしくは電圧差に応じて上記ＤＣ／ＤＣ変換器の上記半導体スイッチング素子をオン／オフするデューティ比を可変し、予め設定した一定の許容値を超えない範囲で上記結合リアクトルに流れるリプル電流を最大化させる請求項４に記載の電力変換装置。
6. 上記結合リアクトルは、上記第１巻線と上記第２巻線に直流を流した場合、上記第１巻線及び上記第２巻線により生じる直流磁束の向きが互いに強め合う方向に生じる和動型のものである請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
7. 上記制御部は、上記スイッチがオフした場合、上記第１平滑コンデンサと上記第２平滑コンデンサの電圧もしくは電圧差に応じて上記ＤＣ／ＤＣ変換器の位相をシフトして予め設定した一定の許容値を超えない範囲で上記結合リアクトルに流れるリプル電流を最大化させる請求項６に記載の電力変換装置。
8. 上記制御部は、上記スイッチがオフした場合には、上記ＤＣ／ＤＣ変換器の上記半導体スイッチング素子を上記スイッチがオン時の場合よりも低いスイッチング周波数にて動作させて、上記結合リアクトルおよび上記ＤＣ／ＤＣ変換器によるエネルギ損失により上記第１平滑コンデンサと上記第２平滑コンデンサを放電する請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 上記制御部は、上記スイッチがオフした場合の上記半導体スイッチング素子に対するスイッチング周波数が時間経過とともに次第に低下するように制御することで放電時の電流ピークを抑える請求項８に記載の電力変換装置。
10. 上記ＤＣ／ＤＣ変換器から出力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータをさらに備える請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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