JPH10337020A - 力率改善機能付きスイッチング電源装置 - Google Patents
力率改善機能付きスイッチング電源装置Info
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- JPH10337020A JPH10337020A JP18168097A JP18168097A JPH10337020A JP H10337020 A JPH10337020 A JP H10337020A JP 18168097 A JP18168097 A JP 18168097A JP 18168097 A JP18168097 A JP 18168097A JP H10337020 A JPH10337020 A JP H10337020A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 力率改善機能付きスイッチング電源の回路を
簡索化し、かつ、スイッチ素子に加わる電圧が軽負荷時
に上昇する現象を改善する。 【構成】 スイッチ素子１３のオフ期間にスイッチ素子
１３に加わる電圧を充電するダイオード２とコンデンサ
１を付加し、更にトランスに補助巻線４を追加して、コ
ンデンサ１に充電された電荷がスイッチ素子１３のオン
期間にこの補助巻線４を通して放電するように構成し、
かつ、スイッチ素子１３のオフ期間に補助巻線４にフラ
イバック電流が流れるのを阻止するダイオード３を付加
する。
簡索化し、かつ、スイッチ素子に加わる電圧が軽負荷時
に上昇する現象を改善する。 【構成】 スイッチ素子１３のオフ期間にスイッチ素子
１３に加わる電圧を充電するダイオード２とコンデンサ
１を付加し、更にトランスに補助巻線４を追加して、コ
ンデンサ１に充電された電荷がスイッチ素子１３のオン
期間にこの補助巻線４を通して放電するように構成し、
かつ、スイッチ素子１３のオフ期間に補助巻線４にフラ
イバック電流が流れるのを阻止するダイオード３を付加
する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源装置に
関し、特に力率改善機能を有するスイッチング電源装置
に関する。
関し、特に力率改善機能を有するスイッチング電源装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】交流を直流に変換し、その直流をスイッ
チングすることによって安定な直流出力電圧を得るスイ
ッチング電源回路において、交流を直流に変換する回路
にコンデンサインプット型整流回路を用いると、正弦波
の交流入力電圧に対して、波高値の高いパルス状の交流
入力電流が流れ、入力電流波形の導通角が狭くなり、力
率が低下する。この力率の低下を防ぐ方法としてコンデ
ンサの前にチョークコイルを挿入するチョークインプッ
ト型整流回路が知られているが、商用電源の交流周波数
が低いために、チョークコイルのインダクタンスが大き
くなければならないという欠点がある。そこで、リアク
トルとスイッチ素子の組み合わせによって、アクティブ
フィルタと呼ばれる回路が実用化されている。アクティ
ブフィルタの中で従来用いられている回路例の原理図を
図６に示す。この図の回路の動作のポイントは、コンデ
ンサインプット型整流回路では非導通角となっていた低
い入力電圧の区間においても、強制的に電流を流す点に
ある。図において、コンデンサ１０２は比較的大きな容
量で、ブリッジ整流器１１８の出力電圧が正弦波の半周
期の波形を繰り返しているのに対して、ほぼ一定の直流
電圧で充電されているとみなすことができる。そこで、
ブリッジ整流器１１８の出力電圧がコンデンサ１０２の
充電々圧より低いときは、トランス１１１の１次巻線１
１１Ｂとスイッチ素子１１３に流れるスイッチング電流
はコンデンサ１０２に充電されている電荷によってまか
なわれる。コンデンサ１０２の電荷の放電する回路には
トランス１１２の巻線１１２Ｂが含まれており、これに
もスイッチング電流が流れるため、スイッチ素子１１３
がオフしたとき、トランス１１２に蓄積されたエネルギ
ーは巻線１１２Ａに電磁誘導されて流れる。そのため、
ブリッジ整流器１１８の出力電圧がコンデンサ１０２の
充電々圧より低い区間でも交流入力電流が流れ、これに
よってコンデンサインプット型整流回路では非導通角で
あった区間でも電流が流れることになって、その結果、
力率が改善される。
チングすることによって安定な直流出力電圧を得るスイ
ッチング電源回路において、交流を直流に変換する回路
にコンデンサインプット型整流回路を用いると、正弦波
の交流入力電圧に対して、波高値の高いパルス状の交流
入力電流が流れ、入力電流波形の導通角が狭くなり、力
率が低下する。この力率の低下を防ぐ方法としてコンデ
ンサの前にチョークコイルを挿入するチョークインプッ
ト型整流回路が知られているが、商用電源の交流周波数
が低いために、チョークコイルのインダクタンスが大き
くなければならないという欠点がある。そこで、リアク
トルとスイッチ素子の組み合わせによって、アクティブ
フィルタと呼ばれる回路が実用化されている。アクティ
ブフィルタの中で従来用いられている回路例の原理図を
図６に示す。この図の回路の動作のポイントは、コンデ
ンサインプット型整流回路では非導通角となっていた低
い入力電圧の区間においても、強制的に電流を流す点に
ある。図において、コンデンサ１０２は比較的大きな容
量で、ブリッジ整流器１１８の出力電圧が正弦波の半周
期の波形を繰り返しているのに対して、ほぼ一定の直流
電圧で充電されているとみなすことができる。そこで、
ブリッジ整流器１１８の出力電圧がコンデンサ１０２の
充電々圧より低いときは、トランス１１１の１次巻線１
１１Ｂとスイッチ素子１１３に流れるスイッチング電流
はコンデンサ１０２に充電されている電荷によってまか
なわれる。コンデンサ１０２の電荷の放電する回路には
トランス１１２の巻線１１２Ｂが含まれており、これに
もスイッチング電流が流れるため、スイッチ素子１１３
がオフしたとき、トランス１１２に蓄積されたエネルギ
ーは巻線１１２Ａに電磁誘導されて流れる。そのため、
ブリッジ整流器１１８の出力電圧がコンデンサ１０２の
充電々圧より低い区間でも交流入力電流が流れ、これに
よってコンデンサインプット型整流回路では非導通角で
あった区間でも電流が流れることになって、その結果、
力率が改善される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】図６に示した回路にお
いて、トランス１１２にはもう１つのトランス１１１に
流れる電流と部分的に共通した電流が流れるのに、各々
別々のコアに巻かれていて、１つの電源であるのに２つ
のトランスが必要である。また、図６に示した回路にお
いて、コンデンサ１０２に充電される電圧は、軽負荷時
に上昇することがあり得るが、これは、トランス１１２
の巻線１１２Ａに生ずる電圧が無制御になっているため
である。コンデンサ１０２の電圧が高くなることによっ
てスイッチ素子１１３のオフ期間にスイッチ素子に加わ
る電圧も上昇する。
いて、トランス１１２にはもう１つのトランス１１１に
流れる電流と部分的に共通した電流が流れるのに、各々
別々のコアに巻かれていて、１つの電源であるのに２つ
のトランスが必要である。また、図６に示した回路にお
いて、コンデンサ１０２に充電される電圧は、軽負荷時
に上昇することがあり得るが、これは、トランス１１２
の巻線１１２Ａに生ずる電圧が無制御になっているため
である。コンデンサ１０２の電圧が高くなることによっ
てスイッチ素子１１３のオフ期間にスイッチ素子に加わ
る電圧も上昇する。
【０００４】そこで本発明は、２つのトランスを１つの
トランスにまとめることによって部品コストの削減をは
かり、かつ、コンデンサに充電される電圧が軽負荷時に
上昇することを防ぐ回路を提供することを目的としてい
る。
トランスにまとめることによって部品コストの削減をは
かり、かつ、コンデンサに充電される電圧が軽負荷時に
上昇することを防ぐ回路を提供することを目的としてい
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本発明は、スイッチ素子のオフ期間に、１次巻線のスイ
ッチ素子側の端子に生じる電圧を充電する第１のダイオ
ードとコンデンサを付加し、トランスに補助巻線を追加
しコンデンサに充電された電荷がスイッチ素子のオン期
間にこの補助巻線を通りスイッチ素子を流れて放電する
ように構成し、そして、スイッチ素子のオフ期間に補助
巻線にフライバック電流が流れないように、この方向の
電流を阻止する第２ダイオードを付加したことを特徴と
している。
本発明は、スイッチ素子のオフ期間に、１次巻線のスイ
ッチ素子側の端子に生じる電圧を充電する第１のダイオ
ードとコンデンサを付加し、トランスに補助巻線を追加
しコンデンサに充電された電荷がスイッチ素子のオン期
間にこの補助巻線を通りスイッチ素子を流れて放電する
ように構成し、そして、スイッチ素子のオフ期間に補助
巻線にフライバック電流が流れないように、この方向の
電流を阻止する第２ダイオードを付加したことを特徴と
している。
【０００６】
【作用】本発明において、コンデンサはある程度大きな
容量が選ばれ、電源が起動してしばらくたった後は商用
電源の周期で変化する入力電圧に対しても、その両端の
電圧が安定している。
容量が選ばれ、電源が起動してしばらくたった後は商用
電源の周期で変化する入力電圧に対しても、その両端の
電圧が安定している。
【０００７】このコンデンサに充電されている電圧に対
して、入力電圧が十分低い場合はスイッチ素子に流れる
電流はコンデンサに充電されている電荷によってまかな
われるが、第１のダイオードによって直接スイッチ素子
に流れるのを阻止されているので、補助巻線を通りトラ
ンスを励磁する。
して、入力電圧が十分低い場合はスイッチ素子に流れる
電流はコンデンサに充電されている電荷によってまかな
われるが、第１のダイオードによって直接スイッチ素子
に流れるのを阻止されているので、補助巻線を通りトラ
ンスを励磁する。
【０００８】スイッチ素子がターンオフすると各巻線に
巻数に比例したフライバック電圧が発生するが、補助巻
線は第２のダイオードによってフライバック電流が阻止
されているので、１次巻線と２次巻線によってエネルギ
ーが放出される。そのため、１次巻線には入力電圧がコ
ンデンサの入力電圧より低いときでもフライバック電流
が流れる。すなわち、コンデンサインプット型整流回路
では非導通角となっていた区間でも入力電流が流れ、力
率が改善される。
巻数に比例したフライバック電圧が発生するが、補助巻
線は第２のダイオードによってフライバック電流が阻止
されているので、１次巻線と２次巻線によってエネルギ
ーが放出される。そのため、１次巻線には入力電圧がコ
ンデンサの入力電圧より低いときでもフライバック電流
が流れる。すなわち、コンデンサインプット型整流回路
では非導通角となっていた区間でも入力電流が流れ、力
率が改善される。
【０００９】コンデンサに充電される電圧は、入力電圧
の波高値に１次巻線のフライバック電圧を加算した値に
なるが、１次巻線のフライバック電圧はスイッチ素子の
オンデューティ比と巻数比によって求まる値であり、無
制御状態になって上昇するということはなく、従ってス
イッチ素子のオフ期間にスイッチ素子に加わる電圧が軽
負荷で上昇するということもない。
の波高値に１次巻線のフライバック電圧を加算した値に
なるが、１次巻線のフライバック電圧はスイッチ素子の
オンデューティ比と巻数比によって求まる値であり、無
制御状態になって上昇するということはなく、従ってス
イッチ素子のオフ期間にスイッチ素子に加わる電圧が軽
負荷で上昇するということもない。
【００１０】請求項２記載の発明において、スイッチ素
子のオフ期間に１次巻線のスイッチ素子側に生じる電圧
を取り出して充電する回路は昇圧チョッパ型スイッチン
グ電源の出力電圧を得る整流平滑回路そのものであるこ
とから、スイッチ素子のオン期間に補助巻線に流れる電
流は整流平滑回路のコンデンサから供給される。この点
を除けば、請求項１の発明における作用と同じ。
子のオフ期間に１次巻線のスイッチ素子側に生じる電圧
を取り出して充電する回路は昇圧チョッパ型スイッチン
グ電源の出力電圧を得る整流平滑回路そのものであるこ
とから、スイッチ素子のオン期間に補助巻線に流れる電
流は整流平滑回路のコンデンサから供給される。この点
を除けば、請求項１の発明における作用と同じ。
【００１１】
【実施例】図１は請求項１記載の発明の実施例に係る力
率改善機能付きスイッチング電源装置を示す回路図であ
る。図２は図１の回路図の主要部の電圧電流波形を示し
た波形図である。図３と図４は図２の波形図の時間軸を
拡大した図である。
率改善機能付きスイッチング電源装置を示す回路図であ
る。図２は図１の回路図の主要部の電圧電流波形を示し
た波形図である。図３と図４は図２の波形図の時間軸を
拡大した図である。
【００１２】図１の回路において、ブリッジ整流器１８
の出力電圧は図２（ａ）に示したように正弦波の半周期
分を繰り返した波形をしている。ブリッジ整流器１８の
出力電流は図２（ｂ）に示したように、パルス状となり
電圧の低いところから電流が流れ始め、電圧の上昇と共
にパルスの波高値が大きくなっている。また、この電流
はコンデンサ１９とチョークコイル２０からなるローパ
スフィルタを通すと、図２（ｃ）のような高周波リップ
ルが除去されたより正弦波に近い波形となる。
の出力電圧は図２（ａ）に示したように正弦波の半周期
分を繰り返した波形をしている。ブリッジ整流器１８の
出力電流は図２（ｂ）に示したように、パルス状となり
電圧の低いところから電流が流れ始め、電圧の上昇と共
にパルスの波高値が大きくなっている。また、この電流
はコンデンサ１９とチョークコイル２０からなるローパ
スフィルタを通すと、図２（ｃ）のような高周波リップ
ルが除去されたより正弦波に近い波形となる。
【００１３】図２（ａ）のブリッジ整流器１８の出力電
圧の低い区間におけるブリッジ整流器１８を流れる電流
とスイッチ素子１３を流れる電流と２次側ダイオード１
４を流れる電流の波形を時間軸を拡大して図３（ａ）と
図３（ｂ）と図３（ｃ）に各々示す。図３（ａ）に示し
たように、ブリッジ整流器１８の電流はスイッチ素子１
３に電流が流れている間は流れず、スイッチ素子１３が
ターンオフしたときから流れ始める。また、ブリッジ整
流器１８を流れる電流は、トランス１１に蓄積される励
磁エネルギーの放出を２次側ダイオード１４の電流と分
け合う形で得られるが、ブリッジ整流器１８の出力電圧
の上昇と共に、図３（ａ）に示したように、パルス幅が
広がっていく。一方、スイッチ素子１３の電流と２次側
ダイオード１４の電流のパルス幅は、図３（ｂ）と図３
（ｃ）に示したようにほぼ一定している。ブリッジ整流
器１８の出力電流のパルス幅が２次側ダイオード１４の
電流のパルス幅より広くなると波形は図３（ａ）に示し
たように折れ線になる。
圧の低い区間におけるブリッジ整流器１８を流れる電流
とスイッチ素子１３を流れる電流と２次側ダイオード１
４を流れる電流の波形を時間軸を拡大して図３（ａ）と
図３（ｂ）と図３（ｃ）に各々示す。図３（ａ）に示し
たように、ブリッジ整流器１８の電流はスイッチ素子１
３に電流が流れている間は流れず、スイッチ素子１３が
ターンオフしたときから流れ始める。また、ブリッジ整
流器１８を流れる電流は、トランス１１に蓄積される励
磁エネルギーの放出を２次側ダイオード１４の電流と分
け合う形で得られるが、ブリッジ整流器１８の出力電圧
の上昇と共に、図３（ａ）に示したように、パルス幅が
広がっていく。一方、スイッチ素子１３の電流と２次側
ダイオード１４の電流のパルス幅は、図３（ｂ）と図３
（ｃ）に示したようにほぼ一定している。ブリッジ整流
器１８の出力電流のパルス幅が２次側ダイオード１４の
電流のパルス幅より広くなると波形は図３（ａ）に示し
たように折れ線になる。
【００１４】図２（ａ）のブリッジ整流器１８の出力電
圧が高いところにおけるブリッジ整流器１８を流れる電
流とスイッチ素子１３を流れる電流と２次側ダイオード
１４を流れる電流の波形を時間軸を拡大して図４（ａ）
と図４（ｂ）と図４（ｃ）に各々示す。図４（ａ）に示
したように、ブリッジ整流器１８には連続的な電流が流
れる。このとき、スイッチ素子１３のオン期間には１次
巻線１１Ａと補助巻線４の両方に電流が流れている。補
助巻線４を通る電流はコンデンサ２の放電によるが、１
次巻線１１Ａを通る電流は、スイッチ素子のオフ期間に
１次巻線１１Ａを流れるフライバック電流がオフ期間の
間にゼロまで達しないためにスイッチ素子１３がターン
オンしたとき、その残った電流が流れ続けるために生じ
る電流である。従って、スイッチ素子１３に流れる電流
は、図４（ｂ）に示したように、その残っていた電流値
から立ち上がるが、パルス幅はブリッジ整流器１８の出
力電圧が低いときと大きな違いはない。
圧が高いところにおけるブリッジ整流器１８を流れる電
流とスイッチ素子１３を流れる電流と２次側ダイオード
１４を流れる電流の波形を時間軸を拡大して図４（ａ）
と図４（ｂ）と図４（ｃ）に各々示す。図４（ａ）に示
したように、ブリッジ整流器１８には連続的な電流が流
れる。このとき、スイッチ素子１３のオン期間には１次
巻線１１Ａと補助巻線４の両方に電流が流れている。補
助巻線４を通る電流はコンデンサ２の放電によるが、１
次巻線１１Ａを通る電流は、スイッチ素子のオフ期間に
１次巻線１１Ａを流れるフライバック電流がオフ期間の
間にゼロまで達しないためにスイッチ素子１３がターン
オンしたとき、その残った電流が流れ続けるために生じ
る電流である。従って、スイッチ素子１３に流れる電流
は、図４（ｂ）に示したように、その残っていた電流値
から立ち上がるが、パルス幅はブリッジ整流器１８の出
力電圧が低いときと大きな違いはない。
【００１５】ブリッジ整流器１８の出力電圧が低いとこ
ろでは、スイッチ素子１３を流れる電流はコンデンサ２
の放電によってまかなわれており、コンデンサ２の電圧
の変化が小さいので、パルス幅の変化も小さい。また、
ブリッジ整流器１８の出力電圧が大きいところでは、ス
イッチ素子を流れる電流はコンデンサ２の放電の他に、
上で説明した１次巻線１１Ａのフライバック電流の残り
の電流が加わるが、オン期間のパルス幅の変化は小さ
い。従って、スイッチ素子１３はコンデンサインプット
型整流方式のスイッチング電源回路のそれと同じように
働く。そのため、スイッチ素子１３のオン・オフを制御
する発振制御回路にコンデンサインプット整流型スイッ
チング電源に用いてきた従来の方式がそのまま使える。
ろでは、スイッチ素子１３を流れる電流はコンデンサ２
の放電によってまかなわれており、コンデンサ２の電圧
の変化が小さいので、パルス幅の変化も小さい。また、
ブリッジ整流器１８の出力電圧が大きいところでは、ス
イッチ素子を流れる電流はコンデンサ２の放電の他に、
上で説明した１次巻線１１Ａのフライバック電流の残り
の電流が加わるが、オン期間のパルス幅の変化は小さ
い。従って、スイッチ素子１３はコンデンサインプット
型整流方式のスイッチング電源回路のそれと同じように
働く。そのため、スイッチ素子１３のオン・オフを制御
する発振制御回路にコンデンサインプット整流型スイッ
チング電源に用いてきた従来の方式がそのまま使える。
【００１６】請求項１記載の発明の実施例として図１に
示した回路図と図２と図３と図４に各々示した波形図は
固定周波数で制御されるフライバックコンバータを土台
にしたものであるが、発振方式が他励式であっても自励
式であっても本発明の応用は可能である。また、回路構
成としてフォワードコンバータに応用することも可能で
ある。
示した回路図と図２と図３と図４に各々示した波形図は
固定周波数で制御されるフライバックコンバータを土台
にしたものであるが、発振方式が他励式であっても自励
式であっても本発明の応用は可能である。また、回路構
成としてフォワードコンバータに応用することも可能で
ある。
【００１７】図５は請求項２記載の発明の実施例に係る
力率改善機能付き昇圧チョッパ型スイッチング電源装置
を示す回路図である。図５の回路図内のブリッジ整流器
１８の出力電圧と出力電流の波形は図１の回路図のそれ
らと基本的に変わらない。
力率改善機能付き昇圧チョッパ型スイッチング電源装置
を示す回路図である。図５の回路図内のブリッジ整流器
１８の出力電圧と出力電流の波形は図１の回路図のそれ
らと基本的に変わらない。
【００１８】１つの巻線を用いた従来の昇圧チョッパ型
力率改善回路においては、スイッチ素子の発振制御回路
にランプ補償回路という特別な回路を付加して、交流入
力電流を交流入力電圧に近似させている。そのため、制
御回路が複雑になるが、図５に示した実施例ではコンデ
ンサインプット型整流方式のスイッチング電源回路に用
いる発振制御回路をそのまま使うことができる。
力率改善回路においては、スイッチ素子の発振制御回路
にランプ補償回路という特別な回路を付加して、交流入
力電流を交流入力電圧に近似させている。そのため、制
御回路が複雑になるが、図５に示した実施例ではコンデ
ンサインプット型整流方式のスイッチング電源回路に用
いる発振制御回路をそのまま使うことができる。
【００１９】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、従来か
ら用いられてきたコンデンサインプット型整流方式の部
品を大幅に変更せずに力率を改善する回路を構成するこ
とができた。また、力率を改善する従来例に対してロー
コスト化ができ、スイッチ素子に加わる電圧が軽負荷時
に上昇するという問題も解決できた。
ら用いられてきたコンデンサインプット型整流方式の部
品を大幅に変更せずに力率を改善する回路を構成するこ
とができた。また、力率を改善する従来例に対してロー
コスト化ができ、スイッチ素子に加わる電圧が軽負荷時
に上昇するという問題も解決できた。
【図１】請求項１記載の発明の実施例に係る力率改善機
能付きスイッチング電源装置を示す回路図である。
能付きスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図２】図１の回路図の主要部の電圧と電流の波形を示
す波形図である。
す波形図である。
【図３】図２の波形図の時間軸を拡大した波形図であ
る。
る。
【図４】図２の波形図の時間軸を拡大した波形図であ
る。
る。
【図５】請求項２記載の発明の実施例に係る力率改善機
能付き昇圧チョッパ型スイッチング電源装置を示す回路
図である。
能付き昇圧チョッパ型スイッチング電源装置を示す回路
図である。
【図６】従来方式の例を示す回路図である。
１ コンデンサ ２ ダイオード ３ ダイオード ４ 補助巻線 １１、１１１ トランス １３、１１３ スイッチ素子 １４、１１４ ダイオード １５、１１５ コンデンサ １６、１１６ 負荷 １７、１１７ 発振制御回路 １８、１１８ ブリッジ整流器 １９、１１９ コンデンサ ２０、１２０ チョークコイル ２１、１２１ 交流電源 １１Ａ、１１１Ａ １次巻線 １１Ｂ、１１１Ｂ ２次巻線 １１２ トランス １１２Ａ 巻線 １１２Ｂ 巻線
Claims (2)
- 【請求項１】 １次巻線と２次巻線を有するトランス
と、前記トランスの１次巻線に直列に接続されたスイッ
チ素子と、前記トランスの２次巻線に接続された整流平
滑回路と、前記整流平滑回路の直流出力電圧を検出し前
記スイッチ素子の発振を制御する発振制御回路を備えた
スイッチング電源回路において、前記スイッチ素子のオ
フ期間に前記トランスの１次巻線の前記スイッチ素子側
の端子に生じる電圧を充電するコンデンサを接続し、前
記コンデンサに充電された電荷が前記スイッチ素子のオ
ン期間に前記スイッチ素子を直接通って放電することを
阻止するために前記トランスの１次巻線と前記コンデン
サの間に第１のダイオードを直列に挿入し、前記トラン
スの１次巻線と前記スイッチ素子の間に第２のダイオー
ドを直列に挿入し、前記トランスに補助巻線を巻いてそ
の一方の端子を前記第１のダイオードと前記コンデンサ
の接続点に接続しその別の一方の端子を前記第２のダイ
オードと前記スイッチ素子の接続点に接続したことを特
徴とする力率改善機能付きスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 １次巻線と、前記１次巻線に直列に接続
されたスイッチ素子と、前記スイッチ素子のオフ期間に
前記１次巻線の前記スイッチ素子側の端子に生じる電圧
を直流電圧として取り出す整流平滑回路と、前記整流平
滑回路の直流出力電圧を検出し前記スイッチ素子の発振
を制御する発振制御回路を備えた昇圧チョッパ型スイッ
チング電源装置において、前記１次巻線と前記スイッチ
素子の問にダイオードを直列に挿入し、前記１次巻線が
巻かれたコアに補助巻線を巻いて、その一方の端子を前
記整流平滑回路の出力端子に接続しその別の一方の端子
を前記ダイオードと前記スイッチ素子の接続点に接続し
たことを特徴とする力率改善機能付き昇圧チョッパ型ス
イッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18168097A JP3661135B2 (ja) | 1997-06-03 | 1997-06-03 | 力率改善機能付きスイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18168097A JP3661135B2 (ja) | 1997-06-03 | 1997-06-03 | 力率改善機能付きスイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10337020A true JPH10337020A (ja) | 1998-12-18 |
| JP3661135B2 JP3661135B2 (ja) | 2005-06-15 |
Family
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1997
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