CN101849347B - 逆变电路 - Google Patents

逆变电路 Download PDF

Info

Publication number
CN101849347B
CN101849347B CN2008801012831A CN200880101283A CN101849347B CN 101849347 B CN101849347 B CN 101849347B CN 2008801012831 A CN2008801012831 A CN 2008801012831A CN 200880101283 A CN200880101283 A CN 200880101283A CN 101849347 B CN101849347 B CN 101849347B
Authority
CN
China
Prior art keywords
switch element
circuit
voltage source
winding
buffer
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN2008801012831A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101849347A (zh
Inventor
藤吉敏一
胜岛肇
森本健次
山村聪史
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sansha Electric Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Sansha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sansha Electric Manufacturing Co Ltd filed Critical Sansha Electric Manufacturing Co Ltd
Publication of CN101849347A publication Critical patent/CN101849347A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101849347B publication Critical patent/CN101849347B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
    • H02M3/3372—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration of the parallel type
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/34—Snubber circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M7/519—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a push-pull configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/34—Snubber circuits
    • H02M1/342—Active non-dissipative snubbers
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

逆变电路具备：第一、第二开关元件；以及输出变压器，该输出变压器具备：在所述第一、第二开关元件之间串联连接的第一1次绕组；和为了获得输出电压的2次绕组。逆变电路还具备第一电压源和第二电压源和控制部。第一电压源在上述第一1次绕组连接于上述第二开关元件的第一连接点、和上述第一开关元件之间连接，经由上述第一1次绕组对上述第一开关元件施加电压。第二电压源在上述第一1次绕组连接于上述第一开关元件的第二连接点、和上述第二开关元件之间连接，经由上述第一1次绕组对上述第二开关元件施加电压。控制部使上述第一开关元件和上述第二开关元件交替地导通断开。逆变电路还具备用于对缓冲电容器的充电电荷进行恢复的第一、第二恢复缓冲电路。

Description

逆变电路
技术领域
本发明涉及与全桥型或半桥型等的逆变电路不同的、崭新结构的逆变电路(inverter circuit)。
背景技术
历来为人熟知的逆变电路是全桥型逆变电路、半桥型逆变电路、中心抽头推挽型逆变电路(center tap push-pull type inverter circuit)。这些逆变电路的概念图如图5所示。
全桥型是对开关元件S1～S4进行桥式连接而构成，在电桥间连接电源V。开关元件S1、S4和开关元件S2、S3交替导通断开，在输出变压器的1次绕组P中流过交流电流(参照专利文献1)。
在半桥型中，对开关元件S1、S2分别并联连接电压源C1、C2，在电压源C1、C2间连接电源V。使开关元件S1、S2交替地导通断开，在1次绕组P中流过交流电流(参照专利文献2)。
在中心抽头推挽型中，在连接于开关元件S1、S2间的1次绕组P的中心抽头连接电源V。使开关元件S1、S2交替导通断开，在1次绕组P中流过交流电流(参照专利文献3)。
专利文献1：日本专利申请特开2007-151225号公报
专利文献2：日本专利申请特开2005-279774号公报
专利文献3：日本专利申请特开2001-112253号公报
本发明要解决的课题
可是，在上述各种逆变电路中，在以下的方面存在问题。
(1)全桥型
由于使用4个开关元件，成本变高。
(2)半桥型
虽然开关元件是2个即可，但是在各开关元件S1、S2和1次绕组P中流过的电流与全桥型和中心抽头推挽型相比变为2倍。由此，难以避免开关元件和变压器的大型化和高价格。
(3)中心抽头推挽型
虽然开关元件是2个即可，在各开关元件S1、S2和1次绕组P中流过的电流与全桥型相同不能变大。可是，由于在1次绕组P的中心抽头连接电源V，在绕组P的左右的耦合中存在漏电感。因此，在切断第一开关元件时产生的浪涌电压(surge voltage)经由上述漏电感，在连接于第二开关元件的续流二极管被箝位(clamp)。由于上述漏电感的存在，所以不能实现完全的箝位，存在对第一开关元件施加过大的浪涌电压的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种逆变电路，其有2个开关元件即可，流过开关元件的电流值也小，此外，不会对开关元件施加过大的浪涌电压。
用于解决课题的方法
本发明的逆变电路具备图1所示的结构。在逆变电路中，作为开关元件具备：第一开关元件S1、和第二开关元件S2。这些开关元件以半导体开关元件构成，例如以IGBT(绝缘栅双极晶体管)、或MOS-FET构成。此外，该逆变电路具备输出变压器，该输出变压器具备：第一1次绕组，在所述第一开关元件S1和所述第二开关元件S2之间串联连接；和为了获得输出电压的2次绕组。作为连接例，第一1次绕组P1连接于第一开关元件S1、第二开关元件S2的各自的正极侧。此外，该逆变电路具备2个电压源(在图1中将电压源作为电源进行表示)。作为第一电压源的第一电源V1在上述第一1次绕组P1连接于上述第二开关元件S2的第一连接点A1、和上述第一开关元件S1之间连接。由此，第一电源V1经由所述第一1次绕组P1对上述第一开关元件S1施加电压。第二电源V2在上述第一1次绕组P1连接于上述第一开关元件S1的第二连接点A2、和上述第二开关元件S2之间连接。由此，第二电源V2经由上述第一1次绕组P1对上述第二开关元件S2施加电压。
控制部进行使上述第一开关元件S1和上述第二开关元件S2交替地导通断开的控制。
由以上结构构成的逆变电路在本说明书中被称为电流平衡推挽型(Current Balanced P.P)逆变电路。
上述逆变电路的变形例如图2所示，能够以下述方式构成。
即，第一电压源(在图2中为电容器C1)的正极侧连接于上述第一连接点，上述第二电压源(在图2中为电容器C2)的正极侧连接于上述第二连接点，进而，具备：第二1次绕组P2，连接于上述第一电压源的负极侧和上述第二电压源的负极侧之间。此外，具备：电源V，其连接于上述第一1次绕组P1的中心抽头、和上述第二1次绕组P2的中心抽头之间，经由上述第一1次绕组P1和上述第二1次绕组P2对上述第一、第二电压源供给能量。
在上述结构中，从电源V对第一电压源和第二电压源总是流过充电电流(供给能量)。当第一开关元件S1导通时，从第一电压源经由第一1次绕组P1向第一开关元件S1流过的电流成分、和从第二电压源经由第二1次绕组P2向第一开关元件S1流过的电流成分被合成，该被合成的电流流过第一开关元件S1。换句话说，流过第一开关元件S1的电流分流(shunt)到第一1次绕组P1和第二1次绕组P2。
本发明的逆变电路由于具备缓冲电路(snubber)和恢复(recovery)电路，所以能够实现ZVS(Zero Voltage Switching，零电压切换)工作，并且能够降低损失。缓冲电路由第一缓冲电路和第二缓冲电路构成，该第一缓冲电路并联连接于上述第一开关元件S1，包含：第一缓冲二极管和第一缓冲电容器的串联电路，该第二缓冲电路并联连接于上述第二开关元件，包含：第二缓冲二极管和第二缓冲电容器的串联电路。第一缓冲电路的工作如下所述。
当第一开关元件S1断开(切断)时，通过变压器的漏电感的作用，充电电流流过第一缓冲电容器，浪涌电压成分被充电到该电容器。这时的充电电压的变化是渐渐地上升，因此切换工作成为ZVS工作。另一方面，当第一开关元件导通(接通)时，通过变压器的漏电感的减流作用，电流直线状地倾斜上升，因此切换工作成为ZCS(Zero CurrentSwitching，零电流切换)工作。这时，第一缓冲电容器的充电电荷通过第一缓冲二极管的阻止，不经由第一开关元件S1放电，而通过第一恢复电路恢复到第一电压源。再有，在不具备恢复电路的通常的缓冲电路中，缓冲电阻Rs1并联连接于第一缓冲电容器，缓冲电容器的充电电荷对缓冲电阻Rs1放电。放电电流if在该缓冲电阻Rs1被热变换(if×if×Rs1)。因此，在不具备恢复电路的通常的缓冲电路中热损失大，逆变电路变为低效率。
在本发明中，不连接缓冲电阻Rs1，而设置第一恢复电路。在第一恢复电路中，第一缓冲电容器的充电电荷恢复到第一电压源。
第一恢复电路连接于上述第一电压源的正极侧和上述第一缓冲电容器之间。第一恢复电路以第一串联电路构成，该第一串联电路连接在第一缓冲二极管和第一缓冲电容器的连接点、与第一电压源的正极侧之间，并且包含第三开关元件S3、第一恢复用二极管和第一电抗器，第一恢复用二极管对第一缓冲电容器的充电进行阻止。控制部在上述第一开关元件S1的导通期间内进行使上述第三开关元件S3导通的控制。由此，使蓄积在第一缓冲电容器中的电荷恢复到第一电压源。通过恢复能够使逆变电路为高效率。
第二缓冲电路和第二恢复电路具备与上述第一缓冲电路和第一恢复电路同样的结构。
发明的效果
根据本发明，开关元件是2个即可，流过开关元件的电流值也小，此外，不会对开关元件施加过大的浪涌电压。此外，通过连接缓冲电路和恢复电路，能够实现开关元件的ZVS工作，并且能够减少损失。
附图说明
图1是本发明的电流平衡推挽型(Current Balanced P.P型)逆变电路的概念图。
图2表示本发明的第一实施方式。
图3是用于说明逆变电路的工作的图。
图4是逆变电路的时间图。
图5表示全桥型、半桥型、中心抽头推挽型、电流平衡推挽型的各逆变电路的概念图。
图6是使用了电流平衡推挽型逆变电路的DC-DC转换电路的电路图。
图7是DC-DC转换电路的时间图。
图8是使用了变形后的电流平衡推挽型逆变电路的DC-DC转换电路的电路图。
图9是使用了变形后的另一个电流平衡推挽型逆变电路的DC-DC转换电路的电路图。
图10是使用了变形后的又一个电流平衡推挽型逆变电路的DC-DC转换电路的电路图。
图11是使用了变形后的再一个电流平衡推挽型逆变电路的DC-DC转换电路的电路图。
附图标记说明
C1作为第一电压源的电容器
C2作为第二电压源的电容器
V电源
S1第一开关元件
S2第二开关元件
S3第三开关元件
S4第四开关元件
P1第一1次绕组
P2第二1次绕组
INV逆变电路
SN1第一恢复缓冲电路
SN2第二恢复缓冲电路
OUT输出电路
具体实施方式
图1是本发明的电流平衡推挽型(Current Balanced P.P型)逆变电路的概念图。
该逆变电路具备：第一开关元件S1；第二开关元件S2；以及输出变压器(未图示)，其具备第一1次绕组P1、并具备用于获得输出电压的2次绕组，该第一1次绕组P串联连接于第一开关元件S1和第二开关元件S2之间。
此外，该逆变电路具备：第一电源V1，其在第一1次绕组P1连接于第二开关元件S2的第一连接点A1、和第一开关元件S1之间连接，经由第一1次绕组P1对第一开关元件S1施加电压；以及
第二电源V2，其在第一1次绕组P1连接于第一开关元件S1的第二连接点A2、和第二开关元件S2之间连接，经由第一1次绕组P1对第二开关元件S2施加电压。
第一开关元件S1和第二开关元件S2通过控制部(未图示)而交替导通断开。
在上述逆变电路中，当第一开关元件S1导通时，从第一电源V1在第一1次绕组P1中向左方向流过电流ID1，当第二开关元件S2导通时，从第二电源V2在第一1次绕组P1中向右方向流过电流ID2。通过使第一开关元件S1和第二开关元件S2交替导通断开，在第一1次绕组P1中交替流过电流ID1和电流ID2，在变压器的2次绕组中产生交流输出电压。
图2表示本发明的第一实施方式。该实施方式是使用了2个1次绕组的逆变电路。
在该逆变电路中，图1的第一电源V1被置换为作为第一电压源的电容器C1，图1的第二电源V2被置换为作为第二电压源的电容器C2。
此外，在第一电压源C1的负极侧和第二电压源C2的负极侧之间连接有第二1次绕组P2。
此外，在第一1次绕组P1的中心抽头、和第二1次绕组P2的中心抽头之间具备电源V，该电源V经由第一1次绕组P1和第二1次绕组P2对第一电压源C1和第二电压源C2供给能量。
图3是用于说明上述逆变电路的工作的图，图4是时间图。在图4中，期间D是第一开关元件S1或第二开关元件S2导通的期间。该期间D的最大值在这里是0.5。期间(0.5-D)是开关元件S1、S2均断开的休止期间。
在图3中，第一1次绕组P1以中心抽头为中心由绕组P1a和P1b构成，第二1次绕组P2以中心抽头为中心以绕组P2a和P2b构成。再有，在变压器T的2次绕组S连接有二极管桥式整流电路，作为整体构成DC-DC转换电路，进而，连接有使整流输出平滑的电抗器L0和负载R0。其它的结构与图2相同。
使第一开关元件S1导通，通过作为第一电压源的电容器C1和作为第二电压源的电容器C2，分别对第一1次绕组P1、第二1次绕组P2施加电压V，当在2次绕组S产生输出电压Vs时，在负载R0流过输出电流I0。由此，在1次绕组P1、P2分别流过0.5I0·a(变压器的绕组比＝1∶a)。这时，将从电容器C1流到开关元件S1的电流、和从电容器C2流到开关元件S1的电流合成后的元件电流ID1是
ID1＝I0·a。
电容器C1、电容器C2的充电电流(直流)Ic1’、Ic2’分别是将输出功率除以电源电压后的Ii的一半(0.5Ii)。因此，流过电容器C1、电容器C2的合成电流Ic1、Ic2分别变为放电电流-充电电流＝0.5(ID1-Ii)。
另一方面，流过1次绕组P1a、P2b的电流成为减去充电电流后的电流，流过1次绕组P1b、P2a的电流成为加上充电电流后的电流。即、
IP1a，Ip2b＝0.5(ID1-Ii)
IP1b，Ip2a＝0.5(ID1+Ii)。
该电流平衡没有问题。其原因在于，通过开关元件S1、S2交替地导通断开(通过换向(commutating))，保持了平均绕组电流的平衡。因此，特别是不会产生变压器的芯体磁场偏移的问题。
此外，从电源V看，P1a、P1b、P2a、P2b的各绕组的极性分别是相反极性。因此，以电源电压不会直接对变压器T进行励磁。此外，由于分别流入1次绕组P1和P2的充电电流Ic1’和Ic2’是相反极性，所以没有芯体直流磁化的问题。
在上述结构中，分别施加到第一1次绕组P1和第二1次绕组P2的交流电压是电源电压V，与全桥型相同。此外，设置在第一1次绕组P1和第二1次绕组P2的中心抽头用于从电源V供给能量，通过使图3的粗线表示的电流流过，在输出功率供给中利用第一1次绕组P1和第二1次绕组P2的全绕组。因此，不会如中心抽头推挽型那样每半个周期产生虚设绕组(idling winding)。即，不需要考虑P1a和P1b之间的漏电感，以及P2a和P3b之间的漏电感，因此换向时不会产生浪涌电压。因此，不需要以防止浪涌电压为目的，使P1a和P1b间、P2a和P2b间、P1和P2间紧密耦合。此外，从电源V对电容器C1、C2经由第一1次绕组P1和第二1次绕组P2总是流过充电电流0.5Ii。在该充电时，由于这些绕组P1、P2间的漏电感作为对波动成分(ripplecomponent)进行除去的滤波器而发挥作用，所以从电源V供给的电流Ii是连续的直流。因此，作为电源V，能够使用不耐波动成分(由于波动成分而使寿命特性变差)的电池，例如燃料电池。再有，第一1次绕组P1和第二绕组S的耦合，以及第二1次绕组P2和2次绕组S的耦合，由于需要使分流平衡，所以必须对称。
图5是为了参考，表示全桥型、半桥型、中心抽头推挽型、电流平衡推挽型的各逆变电路的概念图。
如上述那样，在本实施方式的电流平衡推挽型逆变电路中，开关元件有2个即可，流入各开关元件的电流与半桥型相比是二分之一即可，此外，有不对开关元件施加过大的浪涌电压的优点。进而，电源V能够使用不耐波动成分(由于波动成分而使寿命特性变差)的电池，例如燃料电池。
接着，表示本发明的第二实施方式。
图6是使用了上述电流平衡推挽型逆变电路的DC-DC转换电路(converter circuit)的电路图。图7是时间图。
该转换电路具备：电流平衡推挽型逆变电路INV；输出电路OUT，对该逆变电路INV的交流输出进行整流并输出到负载；第一恢复缓冲电路SN1；第二恢复缓冲电路SN2。
逆变电路INV与图2或图3所示的电路相同(在图6和图3中，电容器C1和C2的显示位置彼此相反)。在逆变电路INV的第一开关元件S1，连接有第一恢复缓冲电路SN1，在第二开关元件S2，连接有第二恢复缓冲电路SN2。再有，在第一开关元件S1、第二开关元件S2使用半导体开关元件，例如IGBT或MOS-FET等。
输出电路OUT以连接于变压器T的2次绕组S的整流用二极管D9～D12、和平滑用的电抗器L3和电容器C5构成，在输出电路OUT连接有负载R0。
第一恢复缓冲电路SN1具备：第一续流二极管D1，反并联连接于开关元件S1；第一缓冲电路，并联连接于开关元件S1。第一缓冲电路包含：第一缓冲二极管D3和第一缓冲电容器C3的串联电路。此外，恢复缓冲电路SN1具备：在作为第一电压源的电容器C1的正极侧和缓冲电容器C3之间连接的第一恢复电路。第一恢复电路具备：第三开关元件S3；第一电抗器L1，连接于开关元件S3和电容器C1的正极侧之间；第一恢复用二极管D5，连接于开关元件S3和缓冲电容器C3之间。
第二恢复缓冲电路SN2具备与第一恢复缓冲电路SN1同样的结构。即，第二恢复缓冲电路SN2具备：第二续流二极管D2，反并联连接于开关元件S2；第二缓冲电路，并联连接于开关元件S2。第二缓冲电路包含：第二缓冲二极管D4和第二缓冲电容器C4的串联电路。此外，恢复缓冲电路SN2具备：在作为第二电压源的电容器C2的正极侧和缓冲电容器C4之间连接的第二恢复电路。第二恢复电路具备：第四开关元件S4；第二电抗器L2，连接于开关元件S4和电容器C2的正极侧之间；第二恢复用二极管D6，连接于开关元件S4和缓冲电容器C4之间。
转换电路还具备控制部CT，该控制部CT生成用于对开关元件S1～S4进行导通断开控制的栅极信号(gate signal)G1～G4。栅极信号G1～G4分别被供给到开关元件S1～S4的栅极端子。
接着，参照图7对工作进行说明。
对第一恢复缓冲电路SN1的工作进行说明。
在t0紧前方通过作为电流源的电抗器L3(连接于变压器T的2次侧绕组)的作用，整流用二极管D9～D12成为续流状态。在t0开关元件S1导通时，通过1次绕组P1(P1a、P2a)、P2(P2a、P2b)的漏电感的减流作用，流过开关元件S1的电流S1Id以固定的倾斜度直线地增加。因此，开关工作成为ZCS(Zero Current Switching，零电流切换)工作。
此外，当开关元件S1断开时，由于上述漏电感的蓄积能量，缓冲电容器C3渐渐被充电。缓冲电容器C3的充电电位VC3的变位，是在充电期间的后半中上述漏电感和缓冲电容器C3的共振系统(resonantsystem)导致的，最终被箝位到2V(将电容器C1的电位作为V)。因此，防止浪涌电压施加到开关元件S1，开关元件S1的两端电压S1Vds如图7那样渐渐地上升。因此，切换工作成为ZVS(Zero VoltageSwitching，零电压切换)工作。
在开关元件S1断开时，被充电到缓冲电容器C3的电荷不会像现有电路那样被缓冲电阻消耗，而恢复到作为第一电压源的电容器C1。
即，在开关元件S1导通的同时，开关元件S3导通。这时，通过缓冲电容器C3和第一电抗器L1的共振系统，基于缓冲电容器C3的充电电荷(电位是2V)的恢复电流(共振电流)的正极部分流到开关元件S3，上述电荷恢复到电容器C1(电位V)。由于缓冲电容器C3的充电电位2V是电容器C1的充电电位V的2倍，所以在恢复电流(共振电流)变为零时，缓冲电容器C3的充电电荷全部被恢复(通过求解共振式，是很明确的)。再有，负极部分通过恢复二极管D5的充电阻止，不会再次对缓冲电容器C3充电。当将流过上述共振系统的恢复电流变为零之前的期间作为t0-t1时，开关元件S3导通的期间被设定为比该t0-t1的期间长的Tb(t0-t2)。
像这样，当开关元件S1导通时，缓冲电容器C3的充电电荷不会像现有缓冲电路那样被缓冲电阻消耗，而恢复到作为第一电压源的电容器C1，因此能够提高逆变电路的效率。
关于第二恢复缓冲电路SN2的工作，也与上述相同。
接着，表示本发明的第三实施方式。
图8是使用了变形后的电流平衡推挽型逆变电路的DC-DC转换电路的电路图。
图8的电路和图6的电路的不同之处如下所述。
(A1)使用了图1所示结构的电流平衡推挽型逆变电路。即，代替成为电压源的电容器C1、C2，使用第一电压源V1和第二电压源V2。
在该电路中，不需要在1次绕组设置中心抽头，此外，1次绕组是1个绕组即可。
接着，表示本发明的第四实施方式。
图9是使用了变形后的电流平衡推挽型逆变电路的DC-DC转换电路的电路图。
图9的电路和图6的电路的不同之处如下所述。
(B1)代替成为电压源的电容器C2，使用电源V。
(B2)去除1次绕组P1、P2的中心抽头。
在该电路中，不需要在1次绕组设置中心抽头，此外，电源是1个即可。
接着，表示本发明的第五实施方式。
图10是使用了变形后另一个的电流平衡推挽型逆变电路的DC-DC转换电路的电路图。
图10的电路和图6的电路的不同之处如下所述。
(C1)在变压器T设置第一3次绕组S20、和第二3次绕组S30，将在该第一3次绕组S20产生的感应电压α1追加到缓冲电容器C3的充电电位2V(增强缓冲电容器C3的充电电位)。此外，将在第二3次绕组S30产生的感应电压α2追加到缓冲电容器C4的充电电位2V。
缓冲电容器C3的充电电位是电容器C1的充电电位的2倍，因此理想的是通过开关元件S3导通，缓冲电容器C3的充电电位完全放电。可是，由于恢复电路的损失等原因，在缓冲电容器C3残留电荷，成为ZVS工作的障碍。因此，将在第一3次绕组S20产生的感应电压α1追加到缓冲电容器C3的充电电位2V，促进缓冲电容器C3的充电电荷的放电。
在上述任何实施方式中，工作与图6表示的第二实施方式相同。
接着，表示本发明的第六实施方式。
图11是使用了变形后的再一个电流平衡推挽型逆变电路的DC-DC转换电路的电路图。
图11的电路和图6的电路的不同之处如下所述。
(D1)在第一恢复缓冲电路SN1设置第三续流二极管D13，将阳极侧连接于缓冲电容器C3和作为第一电压源的电容器C1的连接点，将阴极侧连接于第一电抗器L1和第三开关元件S3的连接点。如果在基于缓冲电容器C3的充电电荷的恢复电流流过开关元件S3的期间，开关元件S3断开时，通过蓄积在电抗器L1的能量，对开关元件S3施加浪涌电压。因此，在这样的情况下，上述能量引起的电流流过续流二极管D13。
在第二恢复缓冲电路SN2，也同样地设置有第四续流二极管D14。

Claims (4)

1.一种逆变电路，其中，具备：
第一开关元件；
第二开关元件；
输出变压器，具备：第一1次绕组，在所述第一开关元件和所述第二开关元件之间串联连接；以及2次绕组，用于获得输出电压；
第一电压源，在所述第一1次绕组连接于所述第二开关元件的第一连接点、和所述第一开关元件之间连接，经由所述第一1次绕组对所述第一开关元件施加电压；
第二电压源，在所述第一1次绕组连接于所述第一开关元件的第二连接点、和所述第二开关元件之间连接，经由所述第一1次绕组对所述第二开关元件施加电压；以及
控制部，使所述第一开关元件和所述第二开关元件交替地导通断开，
在所述第一电压源中，正极侧连接于所述第一连接点，
在所述第二电压源中，正极侧连接于所述第二连接点，
该逆变电路还具备：
第二1次绕组，连接于所述第一电压源的负极侧和所述第二电压源的负极侧之间；以及
电源，连接于所述第一1次绕组的中心抽头、和所述第二1次绕组的中心抽头之间，经由所述第一1次绕组和所述第二1次绕组对所述第一和第二电压源供给能量。
2.根据权利要求1所述的逆变电路，其中，
利用电源构成所述第一电压源和所述第二电压源的任何的一方、或双方。
3.根据权利要求1所述的逆变电路，其中，
具备：
第一续流二极管，反并联连接于所述第一开关元件；
第一缓冲电路，并联连接于所述第一开关元件，该第一缓冲电路包含：第一缓冲二极管和第一缓冲电容器的串联电路；以及
第一恢复电路，在所述第一电压源的正极侧和所述第一缓冲电容器之间连接，
所述第一恢复电路以第一串联电路构成，该第一串联电路连接在所述第一缓冲二极管和所述第一缓冲电容器的连接点、与所述第一电压源的正极侧之间，并且包含第三开关元件、第一恢复用二极管和第一电抗器，
该逆变电路还具备：
第二续流二极管，反并联连接于所述第二开关元件；
第二缓冲电路，并联连接于所述第二开关元件，该第二缓冲电路包含：第二缓冲二极管和第二缓冲电容器的串联电路；以及
第二恢复电路，在所述第二电压源的正极侧和所述第二缓冲电容器之间连接，
所述第二恢复电路以第二串联电路构成，该第二串联电路连接在所述第二缓冲二极管和所述第二缓冲电容器的连接点、与所述第二电压源的正极侧之间，并且包含第四开关元件、第二恢复用二极管和第二电抗器，
所述控制部进行如下控制，即在所述第一开关元件的导通期间内使所述第三开关元件导通的控制、和在所述第二开关元件的导通期间内使所述第四开关元件导通的控制，由此，使蓄积在所述第一和第二缓冲电容器中的电荷分别恢复到所述第一电压源和第二电压源。
4.根据权利要求3所述的逆变电路，其中，
所述第一恢复电路具备第三续流二极管，在该第三续流二极管中，将阳极侧连接于所述第一缓冲电容器和所述第一电压源的连接点，将阴极侧连接于所述第一电抗器和所述第三开关元件的连接点，
所述第二恢复电路具备第四续流二极管，在该第四续流二极管中，将阳极侧连接于所述第二缓冲电容器和所述第二电压源的连接点，将阴极侧连接于所述第二电抗器和所述第四开关元件的连接点。
CN2008801012831A 2008-11-27 2008-11-27 逆变电路 Active CN101849347B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2008/071504 WO2010061442A1 (ja) 2008-11-27 2008-11-27 インバータ回路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101849347A CN101849347A (zh) 2010-09-29
CN101849347B true CN101849347B (zh) 2013-11-20

Family

ID=42225335

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2008801012831A Active CN101849347B (zh) 2008-11-27 2008-11-27 逆变电路

Country Status (6)

Country Link
US (1) US8094469B2 (zh)
EP (1) EP2369735A4 (zh)
JP (1) JP5174037B2 (zh)
KR (1) KR101441602B1 (zh)
CN (1) CN101849347B (zh)
WO (1) WO2010061442A1 (zh)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8400799B2 (en) * 2009-02-06 2013-03-19 Sansha Electric Manufacturing Co., Ltd. Inverter circuit with controller for controlling switching elements based on a magnitude of output power
JP5492648B2 (ja) * 2010-04-20 2014-05-14 株式会社三社電機製作所 Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路
US9391532B2 (en) 2013-03-14 2016-07-12 Infineon Technologies Ag System and method for a switched-mode power converter
CN107800124A (zh) * 2016-08-30 2018-03-13 南京中兴新软件有限责任公司 能量处理系统及方法
TWI760513B (zh) * 2017-06-30 2022-04-11 瑞士商菲利浦莫里斯製品股份有限公司 具有有效電力控制的感應加熱系統之氣溶膠產生裝置與氣溶膠產生系統

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002305897A (ja) * 2001-03-30 2002-10-18 Matsushita Electric Works Ltd 電動昇降装置用制御回路

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS51133731A (en) 1975-05-15 1976-11-19 Kunizo Iwamoto Thyristor inverter
DE3521983A1 (de) * 1985-06-20 1987-01-02 Heinrich Vogelmann Entlastungsschaltung ohne prinzipielle verluste fuer symmetrisch angeordnete elektronische schalter in zweigpaaren
US4797630A (en) * 1986-04-01 1989-01-10 Brown Albert W Two stage push-pull MOSFET power amplifier
JP2711315B2 (ja) * 1987-05-07 1998-02-10 ニシム電子工業株式会社 スイッチング電源装置
JPH02254971A (ja) 1989-03-24 1990-10-15 Mitsubishi Electric Corp コンバータ
DE3910118A1 (de) * 1989-03-29 1990-10-04 Leitl Franz Dipl Ing Th Umrichter und wandler
US6018203A (en) * 1995-05-22 2000-01-25 Target Hi-Tech Electronics Ltd. Apparatus for and method of evenly distributing an electrical load across an n-phase power distribution network
JPH0946144A (ja) * 1995-07-28 1997-02-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd 絶縁型ｄ級増幅器
US5892666A (en) * 1998-03-31 1999-04-06 Gucyski; Jeff Push-pull switching power supply having increased efficiency and incorporating power factor correction
JP2001112253A (ja) 1999-10-06 2001-04-20 Matsushita Electric Works Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4323049B2 (ja) * 2000-02-09 2009-09-02 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP4319430B2 (ja) * 2003-03-04 2009-08-26 株式会社三社電機製作所 電源装置
JP4597626B2 (ja) 2004-03-01 2010-12-15 株式会社ダイヘン アーク加工用電源装置及びインバータ電源装置
US7352596B2 (en) * 2004-12-23 2008-04-01 Astec International Limited Method of operating a resonant push-pull converter in an above resonant frequency mode
JP2007151225A (ja) 2005-11-24 2007-06-14 Shindengen Electric Mfg Co Ltd インバータ電源装置
CN201001088Y (zh) * 2006-12-11 2008-01-02 王金 一种用于逆变器轻载零电压零电流开关的辅助变压器电路
US7956569B2 (en) * 2007-07-30 2011-06-07 GM Global Technology Operations LLC Double ended inverter system with an impedance source inverter subsystem

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002305897A (ja) * 2001-03-30 2002-10-18 Matsushita Electric Works Ltd 電動昇降装置用制御回路

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
JP特开2002-305897A 2002.10.18
JP特开平9-46144A 1997.02.14

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2010061442A1 (ja) 2012-04-19
WO2010061442A1 (ja) 2010-06-03
EP2369735A1 (en) 2011-09-28
KR20110089889A (ko) 2011-08-10
CN101849347A (zh) 2010-09-29
KR101441602B1 (ko) 2014-09-19
EP2369735A4 (en) 2018-01-10
US20110280054A1 (en) 2011-11-17
JP5174037B2 (ja) 2013-04-03
US8094469B2 (en) 2012-01-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4988925B2 (ja) インバータ回路
CN102301576A (zh) 直流/直流转换器和交流/直流转换器
CN101849347B (zh) 逆变电路
CN102227865B (zh) Dc-dc转换器电路
CN101983475B (zh) 逆变电路
KR101270326B1 (ko) 센터-탭 커패시터를 가진 두 스위치 플라이백 컨버터
US8107265B2 (en) Current balanced push-pull inverter circuit with regeneration snubber circuit and voltage boost section
JP5492648B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路
CN102570826A (zh) 减小组合变换器原端电容电压差值的方法和组合式变换器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant