CN101248575A - Dc-dc转换器 - Google Patents

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Abstract

一种DC－DC转换器，具有与初级绕组(Np)串联连接的零电压开关用的谐振线圈(Lr)，并且具有以相移控制而驱动的全桥方式的开关电路，该DC－DC转换器将第一及第二再生二极管(D7)、(D8)，在初级绕组(Np)和谐振线圈(Lr)的连接点与输入电源(Vin)的一端之间、以及与另一端之间分别设置。根据该结构，将因次级侧的整流二极管(D1)、(D2)的反向恢复电流而产生的浪涌经由再生二极管(D7)、(D8)再生到输入电源，来降低施加到整流二极管(D1)、(D2)的浪涌电压，能够使用耐压小且正向压降少的整流二极管。另外，减少因整流二极管的正向电流而产生的损耗。再有，与在次级侧设置缓冲电路的情况相比，还减少再生二极管(D7)、(D8)中的损耗。

Description

DC-DC转换器
技术领域
本发明涉及DC-DC转换器(converter)，尤其涉及由高电压降压为低电压、并且传送大电力的绝缘型DC-DC转换器。
背景技术
正在普及具备引擎和电动机两者作为动力源的混合动力车。混合动力车具备引擎用及电组件用的低电压(例如12V)电池和电动机用的高电压(例如300V)电池。由于在混合动力车中普遍不具备用于低电压电池充电等的交流发电机(alternator)，因此需要将用于低电压电池的充电以及对电组件的电力供给的高电压电池作为输入电源的降压、绝缘型的DC-DC转换器。近年来，由于因电组件的增加而使其耗电也增大，因此在该DC-DC转换器中，需要对千瓦量级的电力进行转换。在该情况下，因DC-DC转换器内的损耗也导致发热增大，为了散热措施而附加的冷却装置变得大型化、重量化，导致车载重量增加。因此，为了不仅提高转换效率、而且还减少发热量以及使冷却装置轻量化，也需要DC-DC转换器的低损耗化。
DC-DC转换器有很多种类，作为以绝缘型的开关(switching)方式适合于大电力转换的方式，公知有非专利文献1中公开的全桥(full bridge)方式。
图1表示现有的相移全桥方式的DC-DC转换器的电路图。这是非专利文献1的图3所示的电路图。
在图1所示的DC-DC转换器1中，由开关元件QA、QB构成的串联电路和由开关元件QC、QD构成的串联电路分别与输入电源Vin(输入电压vin)的两端连接。在变压器T设置有初级绕组Np和次级绕组Ns。初级绕组Np与谐振线圈Lr串联连接，该串联电路的一端(在该情况下，为谐振线圈Lr侧)与开关元件QA、QB的连接点连接，另一端与开关元件QC、QD的连接点连接。开关元件QA、QB、QC、QD是电力用功率MOSFET，尽管其说明省略，但是在漏极与源极之间包括内部电容和从源极朝向漏极的方向作为正向的体二极管(body diode)。而且，控制端子即栅极与省略图示的控制电路连接。
设置在变压器T的次级绕组Ns的一端与整流二极管D1的阳极连接，另一端与整流二极管D2的阳极连接。整流二极管D1、D2的阴极彼此连接并且经由扼流圈(choke coil)La而与输出端子Vout的一端(+侧)连接。而且，次级绕组Ns经由中间抽头而分为次级绕组Ns1和Ns2，中间抽头与输出端子Vout的另一端(一侧)连接。在输出端子Vout的一端与另一端之间连接有平滑电容器Ca。
再有，由电阻R1和电容器C1构成的串联电路与整流二极管D1并联连接，同样地，由电阻R2和电容器C2构成的串联电路与整流二极管D2并联连接。由该电阻和电容器构成的串联电路分别构成RC缓冲电路(snubber circuit)2和3。
在这样构成的DC-DC转换器1中，开关元件QA和QB，具有同时成为截止(off)的短停滞期(dead time)，交替地以大致50％的占空比重复导通(on)、截止。开关元件QC和QD也同样地以50％的占空比重复导通、截止。开关频率均恒定。
当开关元件QA和QD导通时，开关元件QB和QC截止，向谐振线圈Lr和初级绕组Np的串联电路以谐振线圈Lr侧为正来施加输入电压vin，相反，当开关元件QB和QC导通时，开关元件QA和QD截止，且以谐振线圈Lr侧为负来施加输入电压vin。当开关元件QA和QC导通且开关元件QB和QD截止时、以及开关元件QB和QD导通且开关元件QA和QC截止时，该串联电路的两端的电位相等，因此该串联电路未被施加电压。
开关元件QA、QB的导通、截止的时刻和开关元件QC、QD的导通、截止的时刻的关系不固定，经由省略图示的输出电压检测及反馈部件来控制上述关系，从而改变电力传送量来谋求输出电压的稳定化。对于例如开关元件QA变为导通之后开关元件QD立即变为导通这样的关系，由于接着在开关元件QA变为截止之前向初级绕组Np施加输入电压，所以电力传送量增大。相反，对于在开关元件QA即将截止之前开关元件QD不导通的关系，则向初级绕组Np施加输入电压的时间也变短，并且电力传送量变小。这样的驱动方式不是直接控制各开关元件的占空比，而是仅仅控制开关元件QA、QB的通断和开关元件QC、QD的通断的时刻，因此被称为相移(phase shift)控制方式。
再有，在DC-DC转换器1中具备与初级绕组Np串联连接的谐振线圈Lr，但该谐振线圈Lr设置为用于各开关元件QA、QB、QC、QD的零电压开关(ZVS)。即构成为利用各开关元件的内部电容与谐振线圈Lr的谐振，当开关元件的两端(漏极与栅极间)的电压几乎变为零时接通(turn-on)。谐振线圈Lr的电感值基于与开关元件的内容电容的大小的关系等而被确定。这样，在相移全桥方式的DC-DC转换器中，可通过设置谐振线圈Lr较为简单地实现开关元件的零电压开关。
而且，在实现这样的零电压开关的同时进行相移控制的全桥方式的DC-DC转换器中，需要适当地控制四个开关元件，但是该控制方式已经成为一般的方式，在市场上还销售用于该控制方式的控制用IC(例如，德克萨斯仪器设备公司制造的UC3875等)。
然而，DC-DC转换器1的次级侧是使用了一般的两个整流二极管的中心抽头方式的整流电路。如果向初级侧施加以谐振线圈Lr侧为正的电压，则在次级绕组Ns上产生对整流二极管D1成为正向的电压，以次级绕组Ns1→整流二极管D1→扼流圈La→负载(未图示)→次级绕组Ns1这样的路径流动电流。该电流随着时间增加。接着，如果初级侧的电压为无，则虽然以相同的路径电流流动，但是电流值随着时间减少。接着，如果向初级侧施加以谐振线圈Lr侧为负的电压，则相反地在次级绕组Ns上产生对整流二极管D2成为正向的电压，由此流过整流二极管D1的电流快速地变为零，相反地，以次级绕组Ns2→整流二极管D2→扼流圈La→负载(未图示)→次级绕组Ns2这样的路径流动电流。然后，上述动作重复进行。
在上述的动作中，流过整流二极管D1的电流不是在正向电流变为零的时刻停止流动，但是电流(reverse recovery current，反向恢复电流)仅仅在二极管的反向恢复时间上反向流动。该反向恢复电流成为整流二极管D1→次级绕组Ns1→次级绕组Ns2→整流二极管D2→整流二极管D1这样的短路路径。由于该反向恢复电流急剧地停止流动，由此，在次级绕组Ns1上产生浪涌电压(surge voltage)，并且该浪涌电压以反向施加到整流二极管D1。耐压该浪涌电压的耐压高的整流二极管一般具有正向压降Vf也增大的倾向。如果正向压降Vf增大，则电流流向为正向时的损耗增大，变换效率以及发热方面不好。
因此，将用于吸收浪涌电压的电阻R1与电容器C1串联连接的RC缓冲电路2设置在整流二极管D1上。同样，将用于吸收因整流二极管D2的反向恢复电流而产生的浪涌电压的电阻R2与电容器C2串联连接的RC缓冲电路3设置在整流二极管D2上。在该情况下，因浪涌电压而产生的电流流过电阻R1(或者R2)，并且转换为热。通过这样，虽然DC-DC转换器在整体上有损耗，但是由于作为整流二极管D1和D2能够利用正向压降较小的整流二极管，因此，能够减少电流流向为正向时的损耗，与没有RC缓冲电路的情况相比，能够综合性谋求低损耗化。
但是，当作为大电力用的DC-DC转换器采用时，即使这样，低损耗化也不是充分的，作为其改善方案，提出了图2所示的DC-DC转换器。这是记载在非专利文献1中的技术。
在图2所示的DC-DC转换器10中，取代DC-DC转换器1中的两个RC缓冲电路，设置无损耗缓冲电路11。除了缓冲电路以外，与图1相同，因此对这一点省略说明。
在图2的DC-DC转换器10中，二极管D3的阳极与整流二极管D1的阴极连接，二极管D3的阴极经由电容器C3而与整流二极管D1的阳极连接。另外，二极管D3与电容器C3的连接点与二极管D5的阳极连接。另外，二极管D4的阳极与整流二极管D2的阴极连接。二极管D4的阴极经由电容器C4而与整流二极管D2的阳极连接。另外，二极管D4与电容器C4的连接点与二极管D6的阳极连接。而且，二极管D5、D6的阴极彼此连接并且经由线圈Lb而与整流二极管D1(整流二极管D2)的阴极连接。这里，由二极管D3、D4、D5、D6、电容器C3、C4以及线圈Lb构成了无损耗缓冲电路11。
在无损耗缓冲电路11中，针对整流二极管D1以反向产生的浪涌电压引起的电流经由二极管D3而作为电荷暂时被蓄积到电容器C3，在下一周期时，将电容器C3蓄积的电荷经由二极管D5和线圈Lb而放出到输出。针对整流二极管D2以反向产生的浪涌电压也同样地在被暂时蓄积的基础上放出到输出侧。
无损耗缓冲电路11不具备电阻。因此，在非专利文献1中，与使用RC缓冲电路的情况相比，能够进一步减少在缓冲电路中的损耗。另外，整流二极管的耐压也与采用RC缓冲电路的情况(300V)相比能够采用更小的耐压(200V)，以减少因正向电流而产生的损耗。在非专利文献1中，对两者的损耗进行比较，DC-DC转换器的变换效率相对于具备RC缓冲电路时的88.1％，在具备无损耗缓冲电路时可改善到89.5％。
非专利文献1：電気学会論文誌 産菐応用部門誌vol.125 No.4 2005P366～371「大容量DC-DCコンバ一タの出力整流ダィォ一ドにぉけゐ無損失スナバの提案」
在图2所示的DC-DC转换器10中，例如使基于整流二极管D1的反向恢复电流的浪涌电流暂时经由二极管D3流动并作为电荷蓄积到电容器C3，在下一周期，经由二极管D5和线圈Lb流动而在输出侧放出。因此，因二极管D3、D4、D5、D6的正向压降而产生损耗。尤其，在二极管D3、D4中，由于流过大浪涌电流，因此损耗也大。因这些二极管的正向压降而产生的损耗或因损耗而产生的发热，与用RC缓冲电路的电阻所消耗的情况相比，其变小了，但是，在用于大电力中时，其是不能忽略的，因此要求进一步的改善。另外，对整流二极管也能利用耐压小的整流二极管，其结果能够减少因正向电流而产生的损耗、发热，但是即使这样，也会存在整体损耗的大约一半的损耗、发热，在这一点上也要求进一步改善。
发明内容
本发明的目的在于解决上述的问题点，提供一种进一步减少损耗以及因损耗产生的发热的绝缘型的DC-DC转换器。
为了达到上述目的，本发明的DC-DC转换器，具有：输入电源；绝缘变压器，其具备初级绕组和次级绕组；零电压开关用的谐振线圈，其与所述初级绕组串联连接；以相移控制而驱动的全桥方式的开关电路，其与由所述初级绕组和谐振线圈构成的串联电路连接；和整流电路，其设置在所述次级绕组，特征在于，将第一及第二再生二极管，在所述初级绕组和所述谐振线圈的连接点与所述输入电源的一端之间、以及在所述初级绕组和所述谐振线圈的连接点与所述输入电源的另一端之间分别设置。
发明效果
在本发明的DC-DC转换器中，将因整流二极管的反向恢复电流而产生的浪涌能量，从初级侧的初级绕组和谐振线圈的连接点经由第一或第二再生二极管再生到输入电源。在降压型DC-DC转换器的情况下，由于在初级侧因变压器的匝数比的关系而电压变高但电流变小，因此，再生电流流过的第一及第二再生二极管中的正向压降所产生的损耗变小。另外，由于次级侧所产生的浪涌电压也变小，因此可将耐压低且正向压降小的二极管作为整流二极管来采用，能够减少电流正向流动时的损耗。其结果，损耗更低且转换效率良好，并且简化冷却装置等散热部件，能够实现轻量化进步的绝缘型的DC-DC转换器。
附图说明
图1是现有的DC-DC转换器的电路图。
图2是现有的另一DC-DC转换器的电路图。
图3是本发明的DC-DC转换器的一实施例的电路图。
图4是图3的DC-DC转换器中。
图5是表示耐压为120V和200V两个二极管的电压、电流特性的图。
图6是本发明DC-DC转换器的其他实施例的电路图。
图7是本发明DC-DC转换器的其他另一实施例的电路图。
图8是本发明DC-DC转换器的其他另一实施例的电路图。
符号说明
20、30、40、50...DC-DC转换器；QA、QB、QC、QD...开关元件；Vin...输入电源；Vout...输出端子；T...变压器；Np...初级绕组；Ns、Ns1、Ns2、Ns3...次级绕组；D1、D2、D9、D10...整流二极管；QE、QF、QG、QH...同步整流用开关元件；D7、D8...再生二极管；Lr...谐振线圈；La、L1、L2...扼流圈；Ca...平滑电容器。
具体实施方式
(实施例1)
图3表示本发明的DC-DC转换器的一实施例的电路图。图3所示的DC-DC转换器20中，基本结构是从图1或图2所示的DC-DC转换器1或10中除去缓冲电路的结构，因此对其省略说明。
在DC-DC转换器20中，在上述的基本结构的基础上，再生二极管D7(第一再生二极管)在谐振线圈Lr和初级线圈Np的连接点与输入电源Vin的一端(+侧)之间，以阴极为输入电源Vin的一端侧(+侧)而被连接。另外，再生二极管D8(第二再生二极管)在谐振线圈Lr和初级线圈Np的连接点与输入电源Vin的另一端(一侧)之间，以阳极为输入电源Vin的另一端侧(一侧)而被连接。
这样，在本发明的DC-DC转换器20中，仅仅是对基本结构追加的两个再生二极管D7、D8这2件，不仅相对于追加部件为7件的DC-DC转换器10，而且相对于追加部件为4件的DC-DC转换器1，也能实现部件件数的减少和电路部分的小型化。
换言之，在这样构成的DC-DC转换器20中，例如假设因整流二极管D1的反向恢复电流而产生的浪涌电压在次级绕组Ns1中产生时，在初级绕组Np中也产生与初级绕组和次级绕组的匝数比对应的电压。该电压对再生二极管D7成为正向电压，再生二极管D7导通而流过再生电流，并且再生到输入电源Vin。同样，在因整流二极管D2的反向恢复电流而产生的浪涌电压在次级绕组Ns2中产生时，再生二极管D8中流过再生电流，且再生到输入电源Vin。
根据图4所示的DC-DC转换器20的各部分的电压、电流、信号状态等仿真结果的时序图来详细地说明上述的再生动作。该仿真条件中，设电源电压vin＝300V、初级绕组Np的匝数n1＝8、次级绕组Ns1、Ns2的匝数n2＝1、输出电压vout＝14V、开关频率＝100kHz。而且，在实际的电路中，按照开关元件QA及QB或者开关元件QC及CD不同时导通的方式，设定两者同时截止的停滞期，但是这一点由于不是本发明的主要部分，因此在此仿真中不予考虑。
在图4中横轴是经过时间。纵轴的QA、QB、QC、QD分别表示各开关元件的状态，开关元件在其为H电平时导通，为L电平时截止。纵轴的Np电压是初级绕组Np的电压。而且，D1电流、D2电流是流过以正向为正的整流二极管D1、D2的电流，D7电流是流过再生二极管D7的电流。此外，流过再生二极管D8的电流与流过再生二极管D7的电流只是偏离了1/2周期，因此省略记载。
首先，在时刻t0，如各开关元件的状态所示，开关元件QA导通、QB截止，开关元件QC截止、QD导通，初级绕组Np被施加以谐振线圈Lr侧为正的电压。由此，通过次级绕组Ns1中所产生的电压，而在整流二极管D1中流过电流，并随着时间逐渐增加。次级绕组Ns2中所产生的电压对整流二极管D2而言是反向电压，因此整流二极管D2中没有电流流动。
在时刻t1若开关元件QC导通、QD截止，则施加给初级绕组Np的电压成为零。在整流二极管D1中电流以之前一样的路径继续流动，但是按照随着时间而减少的倾向变化。由于在次级线圈Ns2中不会产生电压，因此整流二极管D2的电流依然为零。
在时刻t2若开关元件QA截止、QB导通，则次级线圈Ns1、Ns2中产生反向电压，并且流过整流二极管D1的电流急剧减小。另一方面，为了补偿从整流二极管D1流到扼流圈La的电流的减少，续流电流在整流二极管D2中流动、增加。
在时刻t3流过整流二极管D1的电流为零，之后仅仅在短时间内以反向流动反向恢复电流。如上所述，该反向恢复电流以整流二极管D1→次级绕组Ns1→次级绕组Ns2→整流二极管D2→整流二极管D1这样的路径流动，成为短路电流。
在时刻t4若反向恢复电流流动结束，则流过整流二极管D1的电流急剧成为零。在此时刻，初级绕组Np被施加以谐振线圈Lr侧为负的电压。由此，流过整流二极管D2的电流随着时间增加。
另外，因通过该反向恢复电流蓄积到变压器T的能量所产生的浪涌电压，使在再生二极管D7中短时间流过再生电流。再生电流成为整流二极管D7→输入电源Vin→开关元件QD的体二极管→初级绕组Np→再生二极管D7这样的路径。若要将该电流如DC-DC转换器10那样在次级侧再生，则因匝数比关系而流过再生二极管的电流的最大值在计算上竟成为四倍，与此成比例而使再生二极管中的损耗也增大。而且，在DC-DC转换器10的无损耗缓冲电路的情况下，由于再生用电流在电容器的充电时及放电时分别流过二极管，因此损耗也增大。尤其，当充电电容器时，由于峰值大的浪涌电流流过二极管，因此损耗也大。因此，从简单地仅仅比较电流值可知，本发明能够减少损耗。这样，在本发明的DC-DC转换器20中流过再生二极管的电流所产生的损耗，远远小于DC-DC转换器10的无损耗缓冲电路中产生的损耗。
这里，返回到时序图的说明。在时刻t5开关元件QC截止、QD导通，从时刻t1起半个周期结束，与时刻t1～t5相反的半个周期开始。在相反的半个周期中，由整流二极管D2的反向恢复电流而产生的浪涌电压要在次级绕组Ls2中产生，在再生二极管D8中流过再生电流，且再生到输入电原。再生电流的路径成为再生二极管D8→初级绕组Np→开关元件QC的体二极管→输入电源Vin→再生二极管D8。
接着，采用表1，对具备了无损耗缓冲电路的DC-DC转换器10与本发明的DC-DC转换器20进行比较。
【表1】
    DC-DC转换器10     DC-DC转换器20
  追加部件件数     7     2
  整流二极管浪涌电压[V]     4×Vin/n     (2+α)×Vin/n
  整流二极管耐压[V]     200     150
  整流二极管损耗[W](输出电流120A)     102     80
※α＜1
首先，对基本电路结构中所追加的部件的数目而言，由于在本发明中只追加了两个二极管，因此数量少。因而，能够抑制由追加部件而造成的大型化、成本上升。尤其，当DC-DC转换器10的无损耗缓冲电路的情况下，为了处理大电流，需要大型的电容器C3、C4和线圈Lb，而且部件占用面积被限制。
接着，当对施加到整流二极管的浪涌电压进行比较时，本发明的浪涌电压更小。作为具体例，当假设输入电源Vin的电压vin＝300V、匝数比n＝8时，在DC-DC转换器10中150V左右的浪涌电压被施加到整流二极管。在市场销售的可实际利用的二极管中，仅仅是分立固定耐压的二极管，例如使用耐压180V的二极管这样的选项是不现实的。具体而言，一般耐压是120V、150V、200V、300V。因此，在DC-DC转换器10中利用耐压200V的二极管。
另一方面，在DC-DC转换器20的情况下，浪涌电压大致小于3/4倍，成为110V左右。在该情况下，可利用耐压150V的市场销售的二极管。此外，表1的α是小于1的常数，该值因变压器耦合度而受到影响。
在此，图5表示耐压150V和200V两个二极管的电压·电流特性。由此可知，耐压低的二极管其正向压降小，而且因正向电流而产生的损耗小。例如，当以两种方式进行了输出电流为120A的设计时，若使用耐压200V的整流二极管，则整流二极管中的损耗成为102W，与此相对，在使用了耐压150V的整流二极管的情况下，整流二极管中的损耗成为80W，能够谋求大约20％的损耗降低。
这样，在本发明的DC-DC转换器中，与现有的DC-DC转换器相比，能够减小因浪涌电流产生的损耗。另外，由于可减小施加到整流二极管的浪涌电压，因此能够采用耐压低的整流二极管，还能够减小因正向电流而产生的损耗。其结果，根据本申请发明人的实验，能够将DC-DC转换器的转换效率大幅提高至95％。由此，发热量减少，散热措施变得容易，而且能够防止因散热措施而导致的DC-DC转换器的大型化、重量化。
(实施例2)
图6表示本发明的DC-DC转换器的其他实施例的电路图。在图6所示的DC-DC转换器30中，对于图3所示的本发明的DC-DC转换器20，使次级侧的电路结构不同。由于发明的关键部分即包括再生二极管D7、D8的初级侧的电路相同，因此，只对次级侧进行说明。
首先，在变压器T中设置有无中心抽头的次级绕组Ns3。次级绕组Ns3的匝数与DC-DC转换器20中从次级绕组Ns2的中心抽头到一侧的匝数相同。次级绕组Ns3的一端及另一端在分别经由扼流圈L1、L2连接的基础上，与输出端子Vout的一端连接。另外，次级绕组Ns3的一端及另一端在分别与整流二极管D9、D10的阴极连接，整流二极管D9、D10的阳极在彼此连接的基础上，与输出端子Vout的另一端连接。输出端子Vout的一端与另一端之间连接有平滑电容器Ca。
DC-DC转换器30的次级侧是使用了两个一般的整流二极管的电流倍增器(current-doubler)方式的整流、平滑电路。如果向初级侧施加以谐振线圈Lr侧为正的电压，则在次级绕组Ns3上产生使整流二极管D10成为正向的电压，电流以次级绕组Ns3→扼流圈L1→负载(未图示)→整流二极管D10→次级绕组Ns3这样的路径流动。该电流随着时间增加。接着，如果初级侧的电压为无，则虽然以相同的路径电流流动，但是电流值随着时间而减少。接着，如果向初级侧施加以谐振线圈Lr侧为负的电压，则相反地在次级绕组Ns3上产生对整流二极管D9成为正向的电压，电流以次级绕组Ns3→扼流圈L2→负载(未图示)→整流二极管D9→次级绕组Ns3这样的路径流动。此时也流过上述的扼流圈L1的电流，使整流二极管D9作为续流二极管动作，并且以扼流圈L1→负载(未图示)→整流二极管D9→扼流圈L1这样的路径，一边随着时间减少，一边暂时继续流动。接着，如果向初级侧施加以谐振线圈Lr侧为正的电压，则返回到最初的动作，经由扼流圈L1向负载提供电流。此时也经由扼流圈L2提供给负载的电流以整流二极管D10作为续流二极管而流动，因而不暂时消失。而且，上述动作重复进行。这样，当流过一个扼流圈的电流被提供给负载时，流过另一个扼流圈的电流也被同时提供给负载，所以称作电流倍增器方式。
在电流倍增器方式的电路中，在整流二极管中续流电流变为零之后被施加反向的电压时，只有很短的时间内流过反向恢复电流。例如流过整流二极管D10的反向恢复电流以二极管D10→二极管D9→次级绕组Ns3→二极管D10这样的路径流动。然后，若该反向恢复电流急剧停止，就会产生浪涌电压，并且该浪涌电压以反向施加到整流二极管D10。在整流二极管D9中也同样。
而且，在本发明的DC-DC转换器30中，由于在初级侧具备两个再生二极管D7、D8，因此，与DC-DC转换器20的情况同样，能够以低损耗吸收并再生因整流二极管D9、D10的反向恢复电流而产生的浪涌。
(实施例3)
图7表示本发明的DC-DC转换器的其他另一实施例的电路图。对图7所示的DC-DC转换器40而言，在图3所示的本发明的DC-DC转换器20中对次级侧的整流电路采用了开关元件即电力用功率MOSFET的同步整流方式。此外，在初级侧的电路结构无差别。
对同步整流方式而言，由于电路结构上产生了一些变更，因此对这一点进行说明。首先，次级绕组Ns的一端与同步整流用开关元件QE的漏极连接，另一端与同步整流用开关元件QF的漏极连接。同步整流用开关元件QD、QE的源极彼此连接的同时，还与输出端子Vout的另一端连接。而且，次级绕组Ns的中间抽头经由扼流圈La而与输出端子Vout的一端连接。开关元件QE、QF具备内部电容和体二极管。另外，控制端子即栅极与省略的控制电路连接。
各开关元件QD、QE由于将其体二极管的正向也就是从源极朝向漏极的方向作为整流方向来使用，因此如果开关元件QD、QE总是截止，则仅仅作为二极管整流电路动作，但是，通过在向体二极管施加正向电压的期间同步地使开关元件QD、QE导通，以使在低电阻的漏极与源极之间也流动电流，能够实现低损耗化。此外，变更为将次级绕组Ns的中间抽头侧与输出端子Vout的一端连接的方式，是为了使开关元件QD、QE的源极成为低电位侧，并且容易控制。
使用了FET的开关元件QE、QD中具有内部电容，即使FET成为截止，仅仅充电该内部电容的电流也能够从漏极朝向源极的方向流动。该电流由于在DC-DC转换器中实质上进行与整流二极管的反向恢复电流相同的动作，所以因同样的作用而产生浪涌。而且，在本发明的DC-DC转换器40中，由于在初级侧设置有再生用二极管D7、D8，因此，与DC-DC转换器20的情况相同，能够以低损耗吸收并再生因开关元件QE、QF的反向电流而产生的浪涌。
另外，在整流用二极管的情况下，正向压降成为损耗的主要原因，但是，在同步整流用开关元件的情况下，导通电阻成为损耗的主要原因。一般地，耐压低的开关元件能够使导通电阻小。因此，在本发明的DC-DC转换器40中，由于施加的浪涌电压变低，因此可将导通电阻小的开关元件采用为同步整流用，能够进一步减少开关元件中的损耗。
(实施例4)
图8表示本发明的DC-DC转换器的其他另一实施例的电路图。对图8所示的DC-DC转换器50而言，在图6所示的DC-DC转换器30中，将次级侧的整流电路变更为使用了开关元件即FET的同步整流方式。此外，在初级侧的电路结构无差别。
进行同步整流时，取代二极管D9、D10，按照使体二极管成为相同方向的方式设置开关元件QG、QH。开关元件QG、QH的控制端子即栅极与省略图示的控制电路连接。此外，在DC-DC转换器50中，开关元件QG、QH的源极仅通过置换已经成为低电位侧，所以，不进行DC-DC转换器40这样的次级侧的布线的变更。
在DC-DC转换器50中，由于也在初级侧设置再生用二极管D7、D8，因此，与DC-DC转换器30的情况同样，能够以低损耗吸收并再生开关元件QG、QH的反向电流而产生的浪涌。
此外，在上述的各实施例中，针对初级绕组Np，将谐振线圈Lr与输入电源Vin的一端侧(+侧)串联连接，但是显然，也可与另一端侧(一侧)串联连接。在该情况下，也在谐振线圈及初级绕组的连接点与输入电源Vin的一端侧及另一端侧之间连接有再生二极管。

Claims (5)

1、一种DC-DC转换器，具有：输入电源；绝缘变压器，其具备初级绕组和次级绕组；零电压开关用的谐振线圈，其与所述初级绕组串联连接；以相移控制而驱动的全桥方式的开关电路，其与由所述初级绕组和谐振线圈构成的串联电路连接；和整流电路，其设置在所述次级绕组，
所述DC-DC转换器的特征在于：
将第一及第二再生二极管，在所述初级绕组和所述谐振线圈的连接点与所述输入电源的一端之间、以及与所述输入电源的另一端之间分别设置。
2、根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其特征在于，
所述整流电路是二极管整流电路。
3、根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其特征在于，
所述整流电路是利用了FET的同步整流电路。
4、根据权利要求1～3中任一项所述的DC-DC转换器，其特征在于，
所述整流电路是中心抽头方式整流电路。
5、根据权利要求1～3中任一项所述的DC-DC转换器，其特征在于，
所述整流电路是电流倍增器方式整流电路。
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