CN1182647C - 软切换全桥电路转换器 - Google Patents

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Abstract

一种软切换全桥电路脉宽调制(“FB PWM”)转换器，包括一耦合电感器提供宽范围的输入电压和输出负载的ZVS状态。另外，本发明的FB PWM转换器既不需要变压器中的大漏感也不需要外部电感器来实现ZVS状态。

Description

软切换全桥电路转换器
                            技术领域
本发明涉及一隔离式(isolated)dc/dc转换器(converter)。特别是，本发明涉及一恒频隔离式dc/dc全桥电路(full-bridge)转换器，此全桥电路转换器以零电压切换初级各开关方式工作。
                            背景技术
在高切换频率下影响常规的“硬切换”脉宽调制(PWM)转换器的不利因素是例如为半导体结电容，变压器漏感和整流器反向恢复的电路寄生效应。通常，这些寄生效应引入附加切换损耗并且增加元件应力(stress)，因此限制了转换器的最大工作频率。为了在高切换频率操作转换器并且实现一个高功率密度，需要在不降低转换效率的条件下消除或减少电路寄生效应。一种将电路寄生效应计入电路操作的方法利用谐振技术或一恒频PWM软切换技术。
按照谐振技术，调谐回路电路将在转换器中的半导体开关的电流和电压的波形整形以产生或者零电流关断或者零电压接通状态。然而，相对于常规的切换技术，在谐振型转换器中零电流切换(ZCS)和零电压切换(ZVS)在半导体开关中引起大电流或大电压应力。另外，为了产生ZCS或ZVS状态，一种谐振拓扑结构通常循环大量的能量。因此，当和一在较低频率下操作的PWM相应转换器相比较时，特别是在一包括宽输入电压范围的应用中，在较低效率的或较大的高频谐振型转换器中导致要在开关损耗和传导损耗间折衷选择。另外，可变频率操作通常看作是谐振转换器的缺点。因此，虽然谐振转换器用于例如那些带有发声寄生效应的许多适当应用中，但是谐振技术在高频电源，大功率密度的应用中，没有被广泛接受。
为了克服因为电路寄生效应引起的效率降低，已提出许多恒频PWM转换器以ZVS或ZCS操作的技术。在这样一个软切换PWM转换器中——拥有类似PWM方形电流和方形电压波形——可以实现开关无损耗关断或导通，并且没有显著增加传导损耗。图1(a)是全桥电路(FB)PWM转换器100的软切换PWM电路，在由O.D.Petterson，D.M.Divan所著，出版在IEEE PowerElectronics Specialists’Conf：Rec.，pp.424-430，1987的论文“伪谐振全桥电路直流向直流转换器”和由J.Sabate，et.al.所著，出版在IEEE Applied PowerElectronics Conf：(APEC)Proc.，pp.275-284，1990的论文“高压大功率全桥电路零电压切换的PWM转换器的设计考虑”中予以讨论。转换器100在一恒切换频率下以相对小的循环能量，在初级开关中形成ZVS状态。通过相移技术实现一恒频输出电压。按照该技术，桥接电路的滞后(ladding)支臂中的开关(即开关103和104)仅在相对于图1(b)表示的超前支臂开关(即开关101和102)对应闭合的延迟(即相移)后闭合。没有相移的状态下，没有电压施加在变压器105的初级绕组105a两端，使电压输出为零。然而，如果相移是180度，产生的最大二次级电压(maximum volt-second product)施加到初级绕组105a上，产生一最大输出电压。在图1(a)的转换器100中，滞后支臂(即开关103和104)中的ZVS状态是通过存储在输出滤波电感器106中的能量实现的。因为滤波电感器106相当地大，即使是在一小的负载电流情况下，存储在滤波电感器106中的能量足够使开关103和104的输出寄生电容107和108放电，以实现ZVS状态。然而超前支臂开关101和102的寄生电容112和113是通过存储在变压器105的漏感109中的能量放电的。(在开关101和102的切换期间，因为整流器110和111流过滤波电感器106的输出电流，初级绕组105a被短路。)因为漏感109较小，开关101和102即使在相当大的输出电流情况下，也不能实现ZVS状态。在现有技术中，超前支臂开关101和102的ZVS范围，或者是通过加大漏感109或者通过附加一个和初级绕组105a串联的外部电感来扩大。一适当大小的外部电感可以存储足够的能量以便即使在低电流情况下，在超前支臂开关101和102中实现ZVS状态。然而，一个大的外部电感器在满载下也将存储大量的能量，因此产生大的循环能量不利地使半导体元件加重负担并且降低切换效率。此外，在转换器100中，当整流器110和111中的一个关断时，在变压器105的次级绕组105(b)中产生尖锐的寄生减幅振荡。此减幅振荡来自于整流器结电容，漏感109和外部电感(当存在时)之间的谐振。为了控制此减幅振荡，在变压器105的副侧需要一阻尼器电路，因此明显降低了电路的转换效率。
另外，在现有技术中，由于应用一可饱和的外部电感，开关101和102的ZVS范围扩大到低负载电流，而且没有显著增加循环能量，这由图2中全桥电路ZVS PWM转换器200说明。(在此的讨论和下面的详细描述中，为方便各图间的一致性，相同的元件用相同的标号表示)。转换器200在由G.Hua，F.C.Lee，M.M.Jovaonvic所著，出版在IEEE Power Electronics Specialists’Conf：Rec.，pp.189-194，1991的“应用可饱和电感的改进的全桥电路零电压切换PWM转换器”的论文中给予描述。当饱和电感器209足够大而在高负载电流饱和的情况下，一受控的大量能量存储在饱和电感器209中。同时，在一低负载电流情况下(即当可饱和电感器209没有饱和时)，可饱和电感器209有足够大的电感存储足够的能量即使是在小负载的情况下，也能在开关101和102中形成ZVS。然而，当被置于变压器201的副侧时，可饱和电感209需要一相当大的磁心，因此转换器200的成本加大。(通常，要求一个大磁心以消除过多的热，此过多的热来自于在饱和电感器在正负饱和值之间磁通摆动引起的磁心损耗)。
在现有技术中，FB ZVS PWM转换器的ZVS范围还通过在副侧置有可饱和电感器被扩大到低负载电流，如由图3中的FB ZVS PWM转换器300所表示。如图3所示，可饱和电感器309a和309b和整流器110和111串联，以便在每一个可饱和电感器309a和309b中的磁通摆动被限制在零和正饱和值之间(即在每一个可饱和电感器309a和309b中的磁通摆动近似为图2中饱和铁心209的磁通摆动的一半)。因此，图3中的转换器300的磁心损耗和图2中转换器200相比降低。然而，在电压步进式降低的转换器中(即输出电压Vo比输入电压Vin小的转换器)次级电流比初级电流大，可饱和电感器309a和309b的绕组的总的铜耗和可饱和电感器209的绕组的总的铜耗相比上升。对于整流器110和111次级侧的可饱和电感器309a和309b用作整流器110和111的关断阻尼器，因此衰减了在整流器110和111结电容与变压器301的漏感之间的寄生振荡(ringing)，并且当使用快速恢复整流器时反向恢复电流损耗降低。
在一具有二次侧可饱和电感器的FB ZVS PWM转换器例如转换器300中，其中可使用一续流(freewheeling)整流器302。具有续流二极管302时，可饱和电感器309a和309b在低负载电流的情况下存储足够的能量以便实现以最小的循环能量初级开关的ZVS状态。没有续流二极管302时，可饱和电感器309a和309b不用来存储能量，这在1992年7月21日，授于L.J.Hitchcock，M.M.Walters，R.A.Wunderlich的5,132,889号美国专利“谐振抟换式直流向直流转换器”中予以解释。代之以，在相应的桥接电路支臂开关打开后，可饱和电感器309a和309b用来短暂延迟导通整流器110和111中非导电的一个，以便滤波电感器106中的电流持续流过整流器110和111中导通的一个。因此，在转换器300中，存储在滤波电感器106中的能量对于开关101和102以在与开关103和104中产生ZVS状态一样的方式产生一ZVS状态。
最后，在一FB ZVS PWM转换器中，任何直接和包括变压器的漏感的初级或次级绕组(或者两个)串联的电感在变压器的次级引起占空度(duty cycle)损失。占空度损失对于效率是有害的，因为一个较低的占空度需要变压器降低匝数，它增加初级侧的传导损耗和次级元件的电压应力。占空度的损失是由初级电流变换方向所需要的换向(commutation)时间引起的。因为在换向期间，由于次级侧全部的整流器同时导通，变压器的绕组短路，换向时间、占空度损失和与变压器绕组串联的总的电感成比例。
由于图1中的电路100为实现ZVS状态，需要增加漏感或和变压器串联的一外部电感(或两者)，所以电路100在次级侧占空度有很大损失。图2中的转换器200和图3中的转换器300具有一小的占空度损失，因为它们用了可饱和电感，占空度损失降低了有效换向电感。通常，最佳的FB ZVS PWM转换器应可以在不需要外部线性的或饱和的电感的情况下实现初级开关的ZVS，并且具有最小的漏感(优选是零)。
                            发明内容
本发明提供了一隔离式恒频dc/dc FB ZVS PWM转换器，它在变压器的初级侧使用一耦合电感器以实现宽范围的负载电流和输入电压全桥电路的ZVS状态。本发明的转换器降低了循环能量和传导损耗。在一实施例中，耦合电感器的两个绕组串联并且它们的公共连接端连接到变压器初级绕组侧的一端(初级绕组的另一端接地)。耦合电感器的其它连接端各自通过一相应的隔直(blocking)电容器，连接到两个桥接电路支臂的中点。这样转换器的次级侧可以通过用全波整流器，例如一带有一中央抽头次级绕组的全波整流器，一带有倍流器(doubler)的全波整流器或一全桥电路全波整流器来实现。通过使用恒频相移控制来调节转换器中的输出电压。
在本发明的转换器中，存储在输出滤波电感器和耦合电感器激磁电感中的能量用来使一开关的寄生电容放电以实现ZVS状态。因为耦合电感器从一个桥接电路支臂的绕组到另一个桥接电路支臂转送电流(即，能量)，当开关流过一样大小的电流时，本发明的转换器打开所有的桥接电路开关。因此，使每一个开关的电容放电的可利用的能量对于所有初级开关是一样的。
按照本发明的另一个方面，即使在未带负载的情况下，可通过适当选择耦合电感器的激磁电感的值，使得转换器对于所有的初级开关实现ZVS状态。在本发明的转换器中，因为能量没有存储在漏感中，变压器的漏感可以降低，因此由漏感和整流器的结电容之间的谐振产生的次级侧振荡显著降低。通常被要求用来振荡的阻尼器电路中的功率损耗也减少。而且，由于使变压器的漏感最小化，变压器次级侧的占空度损失也最小。因此，本发明的转换器可以以一高的占空度操作，因此初级开关的传导损耗和次级侧元件的电压压力最小并且效率提高。
通过下面的详细描述和相应的附图可以得到更好的理解本发明。
                            附图说明
图1(a)表示传统的全桥电路ZVS PWM转换器100。
图1(b)表示图1(a)转换器100的选通信号定时图表。
图2是一包括饱和铁心电感器209的改进的全桥电路ZVS PWM转换器200。
图3表示另一个改进的全桥电路ZVS PWM转换器300，它在变压器301的次级侧应用了可饱和电感器309(a)和309(b)。
图4表示根据本发明的隔离式dc/dc FB ZVS PWM转换器400，在变压器401的初级侧包括耦合电感器403。
图5表示图4全桥电路FB ZVS PWM转换器400简化的电路模型，表示了电流和电压的参考方向。
图6(a)到6(l)表示在切换周期的不同时间点的转换器400的操作的拓扑阶段。
图7(a)到7(o)表示图6(a)到6(l)的切换周期期间的所选择信号的各自的波形图。
图8表示本发明的次级侧具有RCD-阻尼器801的全桥电路FB ZVSPWM转换器800的实施例。
图9表示本发明的具有全波全桥电路整流器901的全桥电路FB ZVSPWM转换器900的实施例。
图10表示本发明的具有倍流器的整流器1001的全桥电路FB ZVS PWM转换器1000的实施例。
                            具体实施方式
图4表示了依照本发明一隔离式dc/dc FB ZVS PWM转换器400，在变压器401的初级侧包括一耦合电感器403。即使是在低负载电流状态下，而且以最小的循环能量和传导损耗，转换器400在初级开关101-104实现ZVS状态。在图4中，开关101-104通过隔直电容器114a和114b连接到耦合电感器403和变压器401。隔直电容器114a和114b阻止直流电流流过，因此防止耦合电感器403和变压器401的饱和。电容器114a和114b选择具有足够大的值以便它们的电压在切换周期期间近似恒定。为了相对负载变化或在恒切换频率下输入电压Vin变化调整输出电压Vo，提供了一相移控制电路(图中未示出)。在图4表示的实施例中，转换器400的输出侧可以通过一具有中央抽头次级绕组401b的全波整流器实现。
为了方便解释转换器400的操作，图5是转换器400的简化的电路模型。在图5中，假设滤波电感器106的电感LF足够大，以便在切换周期期间，滤波电感器106可以模型化为具有幅值等于输出电流IO的恒电流源510。类似地，假设隔直电容器114a和114b足够大可以模型化为恒电压源508a和508b。因为在切换周期期间，在绕组403a和403b(耦合电感器403)和绕组401a和401b(变压器401)两端的平均电压是零，当转换器400按占空度50％操作每一个桥接电路支臂时，电压源508a和508b的幅值每一个都等于Vin/2。
在图5中，为此外简化分析，当导通时，假设开关101-104的电阻都为零，而不导通时是无限大的。另外，耦合电感器403，变压器401的小的漏感，和变压器401的大的激磁电感被忽略，因为它们对转换器400的操作的影响可忽略。耦合电感器403的激磁电感和开关101-104的输出电容112，113，107，和108没有被忽略。在图5中，耦合电感器403模型化为一理想的变压器506(具有匝比nLc＝1)和一电感为LM的并联激磁电感505。变压器506的每一个绕组506a和506b被制成具有NC匝。变压器401的第一和第二绕组各自具有Np和Ns匝，匝比nTR＝Np/Ns。
图6(a)到6(l)表示在切换周期的不同时间点的转换器400的操作的拓扑阶段。图7(a)到7(o)表示了图6(a)到6(l)的切换周期期间所选择信号的各自波形。
在时间间隔t＝[T0，T1]期间(图6(a))，开关501和503闭合，各自流过电流i1，i2。开关501和503各自由波形701和702(图7(a)和7(c))所描述的信号控制。电流i1(图7(m)波形713)流过隔直电容器508a和耦合电感器的绕组505和506a，流入变压器507的初级绕组507a。类似地，电流i2(图7(n)中波形714)流过隔直电容器508b和耦合电感器403的绕组506b流入变压器507的初级绕组507a。同时，输出电流i0流过变压器507的次级绕组507b的上面部分中的整流器509a。因为变压器401的匝比是nTR，初级绕组507a的电流ip是：
ip＝i1+i2＝io/nTR.
在此时间间隔期间(即从时间T0到T1)，因为电压源508a和508b通过闭合的开关501和503反向连接，电压VAB(图7(i)中波形709)--在耦合电感器403的连接端512和513两端的电压是零。此外，给出了耦合电感器403的绕组方向(图5中绕组506b上的圆点所示)，并且因为电压VAB是零，电压VAC(即形成在连接端512和514两端的电压)和电压VCB(即在连接端514，513两端的电压)--由于基尔霍夫定律它们的电压和是VAB-各自的是零(即VAC＝VCB＝0)。如上所讨论，在占空度为50％时，形成在每一个隔直电容器508a和508b的电压是VIN/2。因此，形成在初级绕组507a的电压VP(图7(j)中的波形710)是
VP＝VIN-VIN/2＝VIN/2。
在这个时间期间(即从时间T0到T1)，因为VAC＝VCB＝0，耦合电感器403的磁化电流iM(图7(I)中波形712)是恒值。另外，由于变压器403的绕组506a和506b的匝比nLC是1，变压器403的绕组506a和506b的各自电流i2和i3相等。因此，从上面所讨论的电流ip的关系看，电流i1和i2是：
i1＝i2+iM＝(ip+iM)/2
i2＝(ip-iM)/2。
在时间t＝T1时(图6(b))，开关501打开，以便电流i1向开关501的寄生电容器112(图4)充电。在[T1，T2]时间期间，当电流i1向寄生电容器112充电时，开关102的寄生电容器113以同样的速率放电，因为形成在寄生电容器112和113的电压总和等于恒定输入电压VIN。因此，节点512的电位，电压VAB(即形成在连接端512和513的电压)和电压VP(即在变压器401的初级绕组507a两端的电压)降低。特别是，电压VAB从零向负的VIN降低，并且电压VP从VIN/2向零降低，如分别从图7(i)和7(j)中的波形709和710中可以看到。
当寄生电容器113完全放电，即当在开关502两端的电压VS2(图7(f)中波形706)到零时，如图6(c)中所示，电流i1流过开关502的反向并联的二极管117。当电压-VIN/2施加到耦合电感器403两端的连接端512和513上时，磁化电流iM以速率VIN/(2LM)降低。在时间间隔[T2，T3]期间，(图6(c))，初级绕组507a的电流iP按Io/nTR维持恒定。所以，电流i1＝(ip+iM)/2以和电流i2＝(ip-iM)/2上升的速率一样的速率下降。在此时，当反向并联二极管117导通时，开关502在ZVS状态下闭合。因此，在此实施例中，开关502在下降到零的VS2(图7(f)中波形706)接通。
在t＝T3时刻，磁化电流iM变为零并且持续降低(图7(l)中波形712)。因此，电流i1持续降低并且电流i2持续上升(图7(m)，(n)波形713和714)。在[T3，T4]时间期间流过的电流表示在图6(d)中。在t＝T4时，开关503打开，使得电流i2开始向开关503的寄生电容器107充电，形成在开关503(图7(g)中波形707)的电压VS3上升。当寄生电容器107充电时，开关504的寄生电容器108以相等的速率值放电，使得在开关504两端的电压VS4(图7(h)波形708)从VIN降到零。在时间间隔[T4，T5]期间(图6(e))节点513的电位从VIN/2向-VIN/2下降，而节点512的电位维持在-VIN/2。因此，形成在连接端512和513的电压VAB从-VIN上升到零。同时，形成在初级绕组507a的电压VP从零下降到-VIN/2。强迫负载电流Io从次级绕组507b的上部分流到次级绕组507b的下部分。如果变压器401、耦合电感器403和连接导体的各自的漏感小到可以忽略，电流Io的换向从本质上说是瞬时的。然而当在变压器401的初级绕组和次级绕组两侧的寄生电感不能被忽略时，负载电流Io的换向不是瞬时的。实际上，在图6(e)中，当电压VP变为负值，负载电流在次级绕组507b的上下两部分流过(即变压器绕组有效短路)。
在时间间隔[T5，T6]期间(图6(f))，当电流i5超过电流i4，电流iP＝(i4-i5)/nTR(电流i4，i5是次级绕组507b上下两部分的电流)变换方向。在时间t＝T6时刻，完成电流Io从次级绕组507b的上部分流到下部分的换向。当电流I2是正值(即当电流I2流过反方向并联二极管119)时开关504在ZVS状态下闭合。通过图7(d)和7(h)中波形704和708所示，形成在开关504的上电压VS4降到零时开关504在时间t＝T5后立即闭合。
在时间间隔[T6，T7]期间(图6(g))，电流Im，Ip，i1和i2是恒定的并且是负值。
当开关502打开时，图7(a)到7(o)的切换周期下半部在t＝T7时刻开始。所以，开关502的寄生电容器113充电并且开关501的寄生电容器112放电，如在图6(h)中所示。在时间间隔[T7，T8]期间，形成在耦合电感器403连接端512和513的电压VAB从零向VIN上升，并且形成在变压器401初级绕组507a的电压VP从-VIN/2向零上升。在时间t＝T8时刻，形成在开关501的电压VS1到零并且开关501的反方向并联二极管116开始导通(见图6(i))。反方向并联二极管导通时，开关501在ZVS状态下闭合。如图7(a)和7(e)的波形701和705中所示，形成在开关501的电压VS1降到零后开关501立即闭合。
因为恒压VAC＝VAB/2＝VIN/2施加到激磁电感505上，在t＝T7时刻开关502打开后，形成在节点512和513的电压VAB开始上升并且磁化电流iM以线性速度上升(见图7(i)和7(l)的波形709和712)。在t＝T9时刻，电流iM变为正值(图6(j))。在t＝T10时刻，开关504打开，便得开关503的寄生电容器107开始放电并且开关504的寄生电容器108开始充电。在时间间隔[T10，T11](图6(K))，连接端513的电位从-VIN/2上升到VIN/2，而连接端512的电位维持在恒值VIN/2。因此，电压VAB从VIN向零下降，而电压VP从零向VIN/2上升。因此，负载电流Io从次级绕组507b的下部分换向流回到次级绕组507b的上部分。
如图6(l)所示，在t＝T11的时刻，开关503的寄生电容器107完全放电并且电流i2开始流过开关503的反向并联二极管118。在反向并联二极管118开始导通后不久开关503在ZVS状态下闭合。如图6(l)所示，在时间间隔[T11，T12]时刻，初级电流Ip、电流i1和电流i2从负值向正值持续上升(见图7(k)，7(m)和7(n)各自的波形711，713和714)。在t＝T12时刻，支臂503-504完成换向，并且转换器400回复到和图6(a)所表示的一样的拓扑阶段。
如图7(i)，7(m)和7(n)中的波形712，713和714所示，当电流i1＝i2+Im＝(Ip+Im)/2为最大值时(即，当i1＝(Io/nTR+Im)/2)，支臂501-502的开关开始换向。类似地，当电流i2＝(Ip-IM)/2到最大值时(即当i2＝(Io/nTR+Im)/2时)，支臂503-504的开关开始换向。因此，转换器400中，所有的初级开关在一样的电流值下换向。桥接电路开关501-504的寄生电容器的充电和放电通过存储在滤波电感106(它与初级绕组507a中的电流Io/hTR成比例)中的能量和存储在耦合电感器403的激磁电感505(它与电流Im成比例)中的能量提供。为了在每一个桥接电路开关501-504中实现一ZVS状态，存储在耦合电感器403的激磁电感505和滤波电感器106中的总能量最好是足够大以使将要闭合的开关的寄生电容器完全放电。通常的，ZVS状态可以被描述为：
1 2 [ 1 2 L F I o 2 + 1 2 L M I M 2 ] ≥ CV IN 2 + 1 2 C LC V IN 2 + 1 2 C TR [ V IN / 2 ] 2
其中C是每一个初级开关的电容，CLC是耦合电感器403的绕组内电容并且CTR是从变压器401的初级绕组侧看的电容，包括变压器401的绕组内电容和次级侧电路映射电容。如果电容CLC和CTR被忽略，ZVS的状态简化为：
LFIO 2+LMIM 2≥4CVIN 2
因此，本发明使初级开关可以即使是在没有负载的状态下，在宽的输入电压和负载变化范围在ZVS状态下开关。在大负载电流时，ZVS最初通过存储在滤波电感106中的能量实现。在负载电流Io降低时，即使存储在滤波电感器106中的能量也减少，耦合电感器403的激磁电感505提供ZVS所需的能量增加部分。实际上，在没有负载的状态下，激磁电感505提供产生ZVS状态所需的所有能量。因此，如果电感值LM的选择可以使在没有负载并且输入电压VIN(MAX)为最大值时能实现ZVS，ZVS可以在全部负载和输入电压范围内实现。
在无负载的状态下为实现ZVS所需要的LM的值是根据这样一种情况计算出来的，即在时间间隔[T8，T10]期间，由于形成在耦合电感器403的连接端512和514的电压为VIN/2，磁化电流iM以速率VIN/2LM线性地从负值I-到正值I+变化(图7(I)中波形712)。在[T8，T10]期间，电压的摆动近似是2IM，其中IM是电流iM的稳态值(即在[T12，T13]期间)。因为时间间隔[T12，T13]近似等于(1-D)TS/2，其中D是开关操作的占空度并且TS是切换周期，IM的值按下式求出：
VIN/2＝LM×2IM/((1-D)TS/2)
或IM＝(1-D)VIN/(8LMfs)
其中fs＝1/TS是切换频率。在没有负载的情况下，因为为减少初级绕组507a两端的产生的二次电压，两个桥接电路支臂一定是异相的，D≌0。因此，在没有负载和高线电压下按下式确定ZVS的状态：
1/2LM[VIN(max)/(8LMfs)]2≥4CVIN(max) 2
使得对于这样一个状态所需的激磁电感值LM是：
LM＝1/(512CfS 2)。
此外，如图5所示，在耦合电感器403中的激磁电感LM的电流IM在两桥接电路支臂间引起电流不对称。即，因为耦合绕组506a和506b的电流I2和I3相等，并且因为i1＝i2+iM，在超前支臂501-502中的电流比滞后支臂503-504中的电流大，其差是磁化电流iM。(因此，转换器400不同于图1-3中的现有技术的转换器100-300，至少因为现有技术中转换器的电流ip是从两个串联的桥接电路支臂流过的电流。)激磁电感LM应该最大以降低桥接电路支臂的电流不对称。而且，如果最小化的电流不对称仍然很显著(即，如果在滞后支臂503-504的电流i2比在超前支臂501-502的电流i1显著降低)，可以选择不同型号的两个支臂的开关，它们可以在不牺牲电路的性能的情况下减少实施的成本。
另外，转换器400显著减低了次级的寄生振荡，因为不同于现有技术，在变压器401增加的漏感或和变压器401串联的大的外部电感(没有耦合的)不需要为桥接电路的超前支臂开关产生ZVS状态而存储能量。因为变压器401中的漏感可以降低，变压器401的漏感和整流器509a和509b的结电容之间的振荡可以大大地降低。任何剩余寄生振荡可以通过一小的阻尼器电路例如图8的RCD-阻尼器电路801衰减。图8表示了一转换器800，实质上类似于图4的转换器400，但是包括一RCD-阻尼器电路801。
转换器400实质上可以以和任何传统的恒频FB ZVS转换器一样的方法来控制。实际上，任何可商业利用的集成相移控制器可用来控制转换器400。然而，不同于传统的ZVS PWM转换器，当桥接电路支臂同相操作时，转换器400提供一最大的输出电压VO。例如通过在电压控制环路中一简单的控制信号反相，可以形成同相操作。
另外，本发明可以以任何类型的二次侧整流器实现，不仅仅是通过转换器400中的全波整流器和中央抽头变压器。例如，图9和10的转换器900和1000表示分别具有全波、全桥电路整流器901和倍流整流器1001。
转换器400的性能通过利用在112KHZ操作的一670W实验的FB转换器来检验。在此实施中，转换器400以400V直流输入电压操作以传送14A，48V输出。下面的表1表示了传统FB ZVS PWM实施方案(例图1的转换器100)和作为实验转换器的转换器400的实施方案之间的效率比较。如表1所示，在整个功率范围(即负载电流)，转换器400比传统的转换器100具有更高的效率。在满功率时，效率的提高大约是3％，换句话说，传导损耗降低多于30％。在低功率级别，效率的提高更显著，因为转换器400不循环很大的能量。例如，在输出功率50W时，效率提高多于20％。
                     表1
    输出功率(W)     传统FB ZVSPWM转换器的效率(％)     本发明的FBZVS PWM转换器的效率(％)
    48     66.2     88.55
    96     81.79     93.75
    144     87.46     94.99
    192     89.89     95.24
    240     91.51     95.54
    288     91.95     95.75
    336     92.42     95.35
    384     92.67     95.14
    432     92.67     95.07
    480     92.88     95.21
    528     92.96     95.24
    576     92.84     95.05
    624     92.64     95.06
    672     92.37     95.13
上述详细地描述了本发明的具体实施例，本发明不受上述限制。在本发明范围内的数量上的变化和改变是可能的。本发明的保护范围在下面的权利要求中提出。

Claims (22)

1.一个改进的恒频相移控制的全桥电路直流向直流转换器，包括：
第一对串联连接的可控制开关装置和第二对串联连接的可控制开关装置，每一对适用于并联连接到电源，
所述每一个可控制开关装置包括一开关，一并联所述开关耦合的反向并联二极管以及一并联所述开关耦合的电容器；
一个具有第一和第二绕组的耦合电感器，每一个绕组具有第一连接端和第二连接端，所述第一和第二绕组的第二连接端连接到一起形成所述耦合电感器的公共连接端；
第一和第二隔直电容器，所述第一隔直电容器耦合在所述耦合电感器的所述第一绕组的第一连接端和所述第一对可控制的开关装置的公共连接端之间，及所述第二隔直电容器耦合在所述耦合电感器的所述第二绕组的第一连接端和所述第二对可控制的开关装置的公共连接端间；
一个具有初级和次级绕组的变压器，变压器的初级绕组在所述耦合电感器的公共连接端和所述电源的连接端间耦合；和
一个耦合所述变压器次级绕组到负载的输出电路。
2.如权利要求1所述的转换器，其中在所述可控开关装置的所述第一和第二对的每对中，可控制开关装置的所述对的一个开关的打开和所述可控制开关装置的所述对的另一个开关的闭合之间形成时间延迟。
3.如权利要求2所述的转换器，其中在可控制开关装置的所述第一和第二对之一的一个开关的闭合和可控制开关装置的所述第一和第二对之一的另一个开关的闭合之间形成时间延迟。
4.如权利要求1所述的转换器，其中所述耦合电感器的所述第一绕组对于所述耦合电感器的所述第二绕组的匝比是1。
5.如权利要求1所述的转换器，其中所述输出电路包括一全波全桥电路整流器。
6.如权利要求1所述的转换器，其中所述输出电路包括一倍流整流器。
7.如权利要求1所述的转换器，其中所述变压器的所述次级绕组是一中央抽头绕组。
8.如权利要求1所述的转换器，其中所述输出电路包括一全波整流器。
9.如权利要求1所述的转换器，其中所述输出电路包括一RCD阻尼器。
10.如权利要求1所述的转换器，其中在每一个所述可控制开关装置中的所述开关包括一MOS晶体管。
11.如权利要求1所述的转换器，其中所述输出电路包括一滤波电感器。
12.如权利要求11所述的转换器，其中所述滤波电感器和所述耦合电感器的激磁电感能够存储足够的能量，在闭合所述可控制开关装置的相应的开关之前，使所述可控制开关装置的电容器放电，这样所述开关在零电压条件下切换从不导通状态到导通状态。
13.一种脉宽调制转换器，包括：
一包括第一和第二支臂的桥接电路，所述第一和第二支臂每一个包括第一和第二开关；
一包括通过磁心耦合的第一绕组和第二绕组的耦合电感器，每一个绕组都具有第一和第二连接端，所述第一绕组的第一连接端和所述桥接电路的所述第一支臂耦合并且所述第二绕组的第一连接端和所述桥接电路的所述第二支臂耦合，所述第一和第二绕组的第二连接端连接到一起形成所述耦合电感器的公共连接端；
一具有初级绕组和次级绕组的变压器，所述初级绕组在所述耦合电感器的公共连接端和地之间耦合；和
一和所述变压器的所述次级绕组耦合的输出电路，提供一输出电压。
14.如权利要求13所述的转换器，其中所述桥接电路的所述第一和第二支臂经过第一和第二隔直电容器耦合到所述耦合电感器的第一和第二绕组。
15.如权利要求13所述的转换器，其中所述输出电路包括一滤波电感器。
16.如权利要求13所述的转换器，其中所述输出电路包括一全波整流器。
17.如权利要求13所述的转换器，其中所述输出电路此外包括一RCD阻尼电路。
18.如权利要求13所述的转换器，其中所述变压器的所述次级绕组是一中央抽头绕组。
19.如权利要求13所述的转换器，其中所述输出电路包括一全波全桥电路整流器。
20.如权利要求13所述的转换器，其中所述输出电路包括一倍流器。
21.如权利要求13所述的转换器，其中所述耦合电感器的第一和第二绕组具有匝比1。
22.如权利要求13所述的转换器，其中所述变压器的初级绕组在所述耦合电感器和地之间耦合。
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