CN102870320B - 功率转换器的控制系统及其操作方法 - Google Patents

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Abstract

一种运用控制系统(140)的功率转换器及其操作方法，该控制系统被配置成实现对其中的电路节点的多功能使用。在一个实施例中，功率转换器包括传动系，该传动系包括至少一个开关(Q1，Q2)。功率转换器也包括控制系统(140)，该控制系统包括：光隔离器电路，包括电阻器，被配置成从功率转换器接收输出信号(VOUT)并且向用于控制系统的反馈节点提供反馈信号以提供用于至少一个功率开关(Q1，Q2)的开关控制信号(HDRV，LDRV)。控制系统(140)也包括：电流源，被配置成根据电阻器在所述反馈节点处产生多个电压电平，由此启用对反馈节点的多功能使用。

Description

功率转换器的控制系统及其操作方法
本申请要求对于2010年3月17日提交、标题为“Controller fora power Converter and Method of Operating the Same”的第61/314,900号美国临时申请的权益，该申请通过引用结合于此。
技术领域
本发明总体上涉及功率电子设备，并且更具体地涉及一种运用控制系统的功率转换器及其操作方法，该控制系统被配置成对其中的电路节点进行多操作使用。
背景技术
切换模式功率转换器(也称为“功率转换器”或者“调节器”)是将输入电压波形转换成指定输出电压波形的功率供应或者功率处理电路。dc-dc功率转换器将直流(“dc”)输入电压转换成dc输出电压。与功率转换器相关联的控制器通过控制其中运用的功率开关的导通时段来管理其操作。一些功率转换器包括在反馈回路配置(也称为“控制回路”或者“闭合控制回路”)中耦合于功率转换器的输入与输出之间以调节功率转换器的输出信号或者特性的控制器。通常，控制器测量功率转换器的输出特性(例如，输出电压、输出电流或者输出电压与输出电流的组合)，并且基于这一输出特性修改占空比以调节输出特性，该占空比可以是功率转换器的功率开关的接通时间或者切换频率。其它功率转换器以开回路方式操作，其中与输入电压基本上成比例地产生输出电压。
在诸如对功率转换器的控制器进行实现的混合信号集成电路之类的集成电路(IC)上的物理输入管脚的数目通常感测进入集成电路的单个模拟电压电平，并且限于经过外部部件按照该模拟电压电平调整仅一个内部信号电平。偶尔也存在与这些输入管脚相关联的逻辑功能、但是仅为单电压电平感测。因此，常规地向集成电路添加附加管脚以为由控制器利用的内部信号提供附加电压输入。然而，附加集成电路管脚尤其在超过典型封装限制(例如，从16至17个或者更多管脚改变)时很昂贵。从制造成本方面来看维持标准化管脚布置是高度有利的。
因而，在本领域中需要的是一种用于功率转换器的控制系统的设计方式和有关方法，该方式和方法启用对集成电路输入管脚的多功能使用而无损于产品性能，并且可以有利地适用于大量制造技术而不增加显著的成本。在本领域中的又一需要是通过在功率转换器中与光隔离器(例如，故障光隔离器)共享另一光隔离器(例如，反馈光隔离器)来消除光隔离器。
发明内容
本发明的有利实施例总体上解决或者规避这些和其它问题，并且技术优点主要由本发明的有利实施例获得，这些有利实施例包括一种运用控制系统的功率转换器及其操作方法，该控制系统被配置成实现对其中的电路节点的多功能使用。在一个实施例中，功率转换器包括传动系，该传动系包括至少一个功率开关。功率转换器还包括控制系统，该控制系统包括：光隔离器电路，包括电阻器，被配置成从功率转换器接收输出信号，并且向控制系统的反馈节点提供反馈信号以提供至少一个功率开关的开关控制信号。控制系统还包括：电流源，被配置成根据电阻器在反馈节点处产生多个电压电平，由此启用对反馈节点的多功能使用。
前文已经相当广义地概括了本发明的特征和技术优点，以便可以更好地理解本发明的以下具体实施方式。下文将描述本发明的附加特征和优点，这些特征和优点形成本发明的权利要求的主题。本领域技术人员应当理解，可以容易地利用公开的概念和具体实施例作为修改或者设计其它如下结构或者过程的基础，这些结构或者过程用于实现本发明的相同目的。本领域技术人员也应当认识到此类等效构造并未脱离如在所附权利要求中阐述的本发明的精神实质和范围。
附图说明
为了更完整理解本发明，现在与以下附图结合参照下文描述，其中：
图1图示了根据本发明的原理构造的功率转换器的实施例的示意图；
图2A和图2B图示了根据本发明的原理的功率转换器的示例性性能特性的图形表示；
图3图示了根据本发明的原理构造的包括控制系统的功率转换器的实施例的示意图；以及
图4和图5图示了可与根据本发明的原理构造的图3的功率转换器一起运用的光隔离器电路的实施例的示意图。
不同图中的对应标号和符号除非另有指明则一般指代对应部分并且为了简洁起见可能在第一实例之后不重新加以描述。绘制附图以图示示例性实施例的相关方面。
具体实施方式
下文具体讨论本示例性实施例的实现和运用。然而，应当理解，本发明提供可以在广泛多种具体上下文中实现的许多可适用的发明概率。所讨论的具体实施例仅举例说明用于实现和运用本发明的具体方式，并且未限制本发明的范围。
将在具体上下文、即运用控制系统的功率转换器中关于示例性实施例描述本发明，该控制系统被配置成提供对电路节点(例如，集成电路的管脚之类的管脚)的多功能使用，或者消除对用于故障报告或者其它目的的附加光隔离器的需求。尽管将在功率转换器的环境中描述本发明的原理，但是可以从如这里描述的控制系统中受益的、包括而不限于偏置电源、功率放大器或者电机控制器的任何应用合理地在本发明的广义范围内。
具有基本上对称的输入电流波形的谐振全桥或者半桥功率转换器或者其它谐振功率转换器拓扑由于其低成本和在这些应用的感兴趣的功率水平的高功率转换效率而可以在诸如打印机的功率适配器之类的低、中功率应用中运用。功率转换器通常被设计为以其全速输出功率水平而连续运作。
现在转到图1，其图示了根据本发明的原理构造的功率转换器(例如，谐振半桥dc-dc功率转换器)的实施例的示意图。图1中所示的功率转换器可以作为变频电感器-电感器-电容(“LLC”)谐振功率级或者作为零电压切换准谐振功率级来运作，并且类似于在通过引用而结合于此、于2009年12月18日提交、Jungreis等人的、标题为“Controller for a Power Converter”的第12/642,448号美国专利申请中描述的功率转换器。
功率转换器包括与dc母线(在功率转换器的输入处)串联的第一功率开关Q1和第二功率开关Q2，该dc母线由在图1中由电池代表的dc输入电压源110产生并且由电磁干扰(“EMI”)滤波器120滤波。第一开关电容器CQ1和第二开关电容器CQ2分别代表第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的电容，或者备选地代表可选地在功率转换器中包括以用于延迟跨第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的电压改变的分立电容器。EMI滤波器120向磁设备(例如，隔离变压器或者变压器T1)提供基本上经滤波的dc母线电压或者输入电压Vbus。通常，dc输入电压源110将由桥整流器或者由功率因子校正级产生。虽然图1中所示的EMI滤波器120定位于dc输入电压源110与由第一分压器电容器C4和第二分压器电容器C5形成的半桥电容器电压分压器之间，但是EMI滤波器120可以包含定位于功率转换器中的别处的滤波部件。
耦合到第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的变压器T1具有初级绕组P1，以及第一次级绕组S1和第二次级绕组S2，这些绕组具有匝数比n∶1∶1，考虑输入电压Vbus的范围和对功率转换器的传动系的应力而选择该匝数比以提供输出信号或者特性(例如，输出电压VOUT)。将第一分压器电容器C4和第二分压器电容器C5替换为两个功率开关可以形成谐振全桥dc-dc功率转换器。在全桥配置中的每个附加的功率开关将与对角定向的功率开关基本上同步切换。
第一功率开关Q1和第二功率开关Q2(例如，n沟道场效应晶体管)由控制器(或者控制系统)140控制，该控制器(或者控制系统)产生用于控制第一功率开关Q1和第二功率开关Q2以导通受控时间区间(即受控“接通”时间)的开关控制信号(例如，栅极驱动信号HDRV、LDRV)。术语“信号”在这里用来代表而不限于物理电压或者电流。第一功率开关Q1和第二功率开关Q2以切换频率(表示为“fs”)和对应的切换时段Ts＝1/fs响应于由控制器140产生的栅极驱动信号HDRV、LDRV(例如，栅极驱动电压)交替地导通。在变压器T1的第一次级绕组S1和第二次级绕组S2上出现或者存在的ac电压由第一二极管D1和第二二极管D2整流，并且所得波形的dc分量经过具有输出滤波器电容器Cout的低通输出滤波器耦合到输出以产生输出电压VOUT。控制器140感测输出电压VOUT以调节第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的接通时间。也可以如上文先前引用的Jungreis等人描述的那样根据功率转换器的电流或者功率电平调整第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的关断时间以减少功率转换器损耗。
功率转换器作为谐振半桥拓扑来运作。术语“谐振”这里用来指代开关模式拓扑，该拓扑运用主要由谐振电容器C1和谐振电感器Lres形成的谐振储能电路或者谐振电路以产生电流波形，该电流波形是正弦波形的部分、但是可以不是全正弦波形。谐振电路串联耦合到变压器T1。在第一分压器电容器C4与第二分压器电容器C5之间的电路节点关于用符号“p ”标识的初级接地基本上保持与输入电压Vbus的一半近似相等的电压。用符号“s ”标识次级接地。第二功率开关Q2的源极耦合到初级接地p。
谐振电容器C1以及第一分压器电容器C4和第二分压器电容器C5一起耦合于共同电路节点N0。第一分压器电容器C4和第二分压器电容器C5在电容上大致地相等，并且该组合一般在电容上大于谐振电容器C1的电容。这样的结构从EMI方面来看为向dc输入电压源110反馈的高频电流提供对称性，并且也在共同电路节点N0处提供相对不变的电压。在备选实施例中，可以从功率转换器省略谐振电容器C1和第一分压器电容器C4中的一个或者这二者。如果从功率转换器省略谐振电容器C1和第一分压器电容器C4二者，则可以选择具有与谐振电容器C1的电容相似的电容的第二分压器电容器C5。
谐振电感器Lres包括变压器T1的以它的初级绕组P1为参考的漏电感。有效谐振电容是由下式给出的Ceff：
Ceff＝C1·(C4+C5)/(C1+C4+C5)。下式可以近似地代表谐振电路的半周期Thalf，该半周期是功率开关接通期间的时段：
T half = π · L res · C eff .
如果功率开关接通时间近似地等于上文所示的半周期Thalf，则功率开关作为产生与输入电压Vbus基本上成比例的输出电压VOUT的“dc变压器”来运作。输出与输入电压比在变压器T1作为dc变压器来运作时由它的匝数比基本上固定，并且因此如果功率开关接通时间近似地等于上文所示的半周期Thalf，则功率转换器本身并不提供输出电压调节。如果功率开关接通时间近似地等于上文所示半周期Thalf，则在这样的布置中的输出电压VOUT的调节可以由调节向图1中所示功率转换器的输入电压Vbus的预转换器级(未示出)提供。
通过变化第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的接通时间来控制(例如，修改、变更、变化等)切换频率可以用来调节功率转换器的输出电压VOUT。在实施例中，可以变化在第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的固定关断时间之间的接通时间(或者导通时段或者占空比)以控制切换频率从而调节输出电压VOUT。在第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的功率开关导通时段和/或接通时间之间的停用时间可以基本上相等，但是并不必须是这样。
在高输入电压电平处，可以在比谐振电路的谐振频率fres更高的切换频率处运作传动系。在高输入电压电平处，第一功率开关Q1和第二功率开关Q2中的每个功率开关的接通时间(常称为或者表示为“Ton”)对应于与比谐振电路的谐振频率更高的频率等效的接通时间。换言之，第一功率开关Q1和第二功率开关Q1、Q2中的每个功率开关的接通时间比谐振电路的半周期Thalf更短少许，并且第一功率开关Q1和第二功率开关Q2一起接通持续比半周期Thalf的两倍更短或者更少少许的时间段。第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的接通时间优选地(但是并不一定)相等。因此，第一功率开关Q1和第二功率开关Q2在谐振电路中的电流达到零之前关断，并且切换时段保持足够短而在交替开关导通时间之间的停用时间足够长以确保：在功率转换器电感和电容的整个变化容许带内，经过功率转换器的初级侧上的受控开关的电流将向将要接通的功率开关(或者在接通功率开关之前)的反并联二极管(或者体二极管)移位，或者谐振电流已经衰减至近似为零。第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的体二极管分别表示为DBD1、DBD2。因此，可变接通时间在功率转化器(比如谐振桥功率转换器)中用来调节输出电压VOUT。
在通过引用而结合于此、于2009年6月17日提交、A.Brinlee等人的、标题为“Power Converter Employing a Variable SwitchingFrequency and a Magnetic Device with a Non-Uniform Gap”的第12/486,520号美国专利申请中，根据功率转换器的代表输出功率的条件来控制功率转换器的功率开关的切换频率。还控制功率开关的占空比以调节功率转换器的输出特性，比如输出电压。可以控制(例如，略微调制)功率开关的接通时间以减少或者取消向运用功率开关的功率转换器的输入电压源(诸如上游功率转换器(例如，功率因子校正转换器))的脉动电压(例如，120赫兹脉动电压)。
现在转到图2A和图2B，其图示了根据本发明的原理的功率转换器的示例性性能特性的图形表示。图2A图示了LLC功率级的作为功率转换器输出功率的函数的切换频率fs。随着输出功率增加，功率转换器的切换频率fs减少。图2B图示了用于LLC功率级的控制器反馈回路中的由线202代表的作为功率转化器输出功率的函数的光隔离器输出电流Iopto。当输出功率降至更低功率阈值(诸如由竖虚线在三瓦特(“W”)的功率电平处代表的更低功率阈值)以下时，功率转换器可以向低功率模式转变，其中在功率开关的接通时间之间的停用时间增加以减少功率转换器损耗。当功率转换器在这样的低功率模式中运作时，光隔离器输出电流Iopto下降一些至如由线203代表的更低电流水平以保留输出电压调节。理想地，如这里介绍的那样，为了保留输出电压调节而无输出电压的不必要瞬态，控制器执行校正动作以在功率转换器在正常和低功率模式中的操作之间转变时在线202与线203之间转变。
因此，功率开关(诸如关于图1所图示的第一功率开关Q1和第二功率开关Q2)的关断时间可以随着负载减少而增加(诸如由功率转换器的输出电压的瞬态增加所指示)，这使功率转换器的切换频率在轻负载处减少。切换频率减少使切换损耗减少。在备选设计中，功率开关(诸如关于图1所示第一功率开关Q1和第二功率开关Q2)的接通时间可以随着负载减少而减少，这使功率转换器的切换频率在轻负载处增加。有利地针对在所选负载点(诸如三瓦特)以下的负载增加示例性停用时间，从而使得在低负载水平处减少功率损耗并且可以针对功率转换器产生导通和切换损耗折衷。
在混合信号集成电路(诸如对LLC功率级的控制器进行实现的集成电路)上的输入管脚通常感测进入集成电路的单个模拟电压电平，并且限于经过外部部件按照该模拟电压电平调整仅一个内部电平。实现控制器的集成电路一般形成为专用集成电路(“ASIC”)，并且这里将一般称为集成电路。偶然地也有与三个管脚相关联的逻辑功能，但仅是单电压电平感测。因此，常规地向集成电路添加一般昂贵的附加管脚以提供内部信号的附加电压输入。
现在转到图3，其图示了根据本发明的原理构造的包括控制系统的功率转换器的实施例的示意图。图3中所图示的示意图图示了控制系统，该控制系统的部分形成为用于示例性变频LLC传动系301的集成电路。图3中所图示的示意图包括用于提供对诸如单个管脚(例如，反馈节点或者管脚FB)之类的电路节点的多功能使用的过程。如下文描述的控制器304控制功率转换器的传动系301的操作。
传动系301具有变压器T2，该变压器具有初级绕组P1、P2、P3和次级绕组S1、S2。偏置启动电路302经过电阻器R8的高电阻耦合到电容器C8的ac干线(mains)的热线和中性线H、N以提供用于偏置电压源VCC的启动电压。当偏置电压源VCC的电压大于阈值电压(诸如16伏特)时，比较器U24产生信号(欠压保护“UVLO”)，该信号使功率开关控制信号DRV_A、DRV_B能够由控制器生成。功率开关控制信号DRV_A、DRV_B耦合到高侧和低侧驱动器307以发起传动系301的切换操作。高侧和低侧驱动器307产生用于功率开关Q1、Q2的栅极驱动信号HDRV、LDRV。传动系301的切换动作提供来自初级绕组P2、P3的偏置电压源VCC的传入能量源。耦合到偏置电压源VCC的内部五伏特线性调节器314产生内部调节偏置电压源VREF。电容器C5过滤来自调节偏置电压源VREFF的高频分量并且为线性调节器314提供稳定性。
图3中所图示的功率转换器包括产生信号opto_LED1、opto_LED2的输出电压感测电路309，这些信号被耦合到光隔离器电路305中的光隔离器U6的输入。光隔离器电路305在控制器304的反馈节点FB处产生反馈信号以启用调节功率转换器输出信号或者特性(例如，输出电压VOUT)。功率转换器也包括具有软启动电路310的电阻器-电容器(“RT”)定时电路306。
在控制器304内向反馈节点FB施加由电流源I1(或者在备选实施例中为电流宿)产生的电流以实现其多功能使用。由电流源I1产生的电流量被设计成与如下电流相比为低，该电流将原本流过将通常连接到该节点FB的任何阻抗。用控制器304内的定时信号TOFF接通和关断电流源I1。定时时钟U12所产生的耦合到定时电路306的定时信号TON由反相器U16反相以产生定时信号TOFF。通过与反馈节点FB串联放置大电阻的电阻器R32，可以在节点FB处选择性地获得两个电压电平。这两个电压电平是将在无电流源I1时存在的电压电平以及与反馈节点FB和电流源I1串联放置的电阻器R23的(大)电阻值(例如100千欧姆“kΩ”)的函数。因此，在控制器304外部的两个单独电阻器(例如，电阻器R5和R23)可以用来仅使用单个集成反馈节点FB来调整其中的两个单独参数。作为示例，电流源I1的值在定时信号TOFF为高时是十微安培(“μA”)，而在定时信号TOFF为低时为零安培。因此，在反馈节点FB上出现的电压在定时信号TOFF为低时等于在电阻器R5两端的电压而在定时信号TOFF为高时等于在电阻器R5两端的电压加上一伏特。可以通过改变电阻器R23的值在控制器外部改变一伏特的电压差分。
因此，反馈节点FB允许外部调整多个参数。图3中所图示的电路(非锁存关停电路)312被配置成在反馈节点FB的电压超过约3.7伏特(阈值“3V7”)时，通过接通开关Q16——这经过电阻器R31(例如，100欧姆)将偏置电压源VCC短接至本地电路接地——来产生非锁存关停(例如，“打嗝(hiccup)”)操作模式。电路(锁存关停电路)311被配置成在反馈节点FB的电压超过4.7伏特(阈值“4V7”)时，通过接通模仿闸流管的开关对Q19、Q20来产生锁存关停操作模式。开关对Q19、Q20也将经过电阻器R31偏置电压源VCC短接至本地电路接地。由偏置启动电路302连续供应的电流提供用于将开关对Q19、Q20维持于锁存接通状态的充分电流。因此，当反馈节点FB上的电压超过4.7伏特时，功率转换器将关停并且锁闭直至去除ac干线。在去除ac干线之后，锁闭状态快速复位，因为跨电容器C8的电压在去除ac市电之前很低(等于由开关对Q19、Q20形成的闸流管的接通状态电压)，并且在路径中无用于将开关对Q19、Q20保持于接通状态的其它大量存储能量源。
反馈节点FB生成经过压控电流源G1的与之成比例的电流减去由射极跟随器Q5产生的近似1.2伏特的偏移和在用来创建压控电流源G1的电流镜内部的基极-射极压降。作为在反馈节点FB处的反馈电压的函数的这一电流在栅极驱动的接通时间期间(也就是说，当定时信号TON为高而定时信号TOFF为低时)调制到耦合到电路节点或者管脚CT的定时电容器C1中电流。1.2伏特的偏移允许通过选择电阻器R5对光隔离器偏置电流的外部设置。
现在转到图4，其图示了可与根据本发明的原理构造的图3的功率转换器一起运用的光隔离器电路的实施例的示意图。光隔离器电路包括跨电阻器R5的、用于限制LLC功率级的频率范围的齐纳二极管ZD400。齐纳二极管ZD401代表用于限制LLC功率级的频率范围的备选齐纳二极管位置。如果偏置电压源VCC固定，则可以通过将电阻器放置于光隔离器电路的集电极与偏置电压源VCC之间来限制LLC功率级的频率范围。在将经调节的偏置电压源VREF带到控制器外部的情况下，光耦合器U6的集电极可以耦合到经调节的偏置电压源VREF而不是偏置电压源VCC。以这些方式中的任一方式限制频率范围防止光耦合器U6激活任一类型的故障。在控制器中的故障处置继而将运用单独光耦合器。
回到图3，内部比较器U4在反馈电压超过近似2.1伏特[基于1.4V+VBE_Q5的阈值]时向低功率操作模式转变控制器304。低功率操作模式禁用RT管脚上的开关Q4的定时，并且使栅极驱动的关断时间变成如定时电路306中的外部电阻器R13确定的那样很大。控制器脱离它的低功率模式时的反馈电平由上文描述的2.1伏特阈值以及与光隔离器电路305中的反馈节点或者管脚FB串联放置的外部电阻器R23产生的偏移确定。
可以在常规方式中具有电流镜和电阻器、并且由定时信号TOFF控制的电流源I1向反馈节点FB中注入方波电流。示例性注入电流幅度将近似为十微安培，这产生大约相同的方波偏移电压。由于电阻器R5的电阻(例如，一千欧姆“kΩ”)通常比电阻器R23的电阻(例如，10万欧姆)低得多，所以十微安培注入电流对跨电阻器R5的电压的影响可忽略不计。产生电流的电流源I1在栅极驱动的接通时间期间由开关S2关断。结果是在控制器304的反馈节点FB产生叠加方波电压。叠加方波电压具有与切换电流源的电流幅度和与反馈节点FB串联的外部电阻器R23的乘积相等的幅度。在这一情况下，叠加方波电压的量值将近似为一伏特[(10μAx(100kΩ)＝1伏特)]。
耦合到控制器304的比较器U4的逻辑当在光隔离器射极的反馈电压升至2.1伏特时向低功率模式转变控制器304，但是在光隔离器射极的反馈电压降至约1.1伏特以下之后选通控制器304脱离低功率模式。通过改变外部电阻器R23的电阻值可设置一伏特滞后带。
用于进行对反馈节点FB的多功能使用的过程有利地包括与时钟振荡器同步接通和关断低值电流源(或者宿)，并且向电路节点(诸如用来感测电压的反馈节点FB)中注入由电流源I1产生的电流。对控制器304内的条件的选通也被定时成与电流源I1的选通重合，从而使得可以用单个电阻值(例如，电阻器R23的电阻)在外部设置创建的滞后带。该过程因此允许增加用于控制器304的外部可设置参数的数目而不增加管脚计数。该过程也可以用来通过使用与控制器304同步接通和关断的电流源和电流宿二者而将感测的参数的数目增加至三而不是二。
逻辑U13产生信号LLC_RUN，该信号是用于功率转换器的整个操作的使能信号。这一信号LLC_RUN一般由为特定功率转换器设计而定制的逻辑U3产生并且为了简洁起见在这里将不进一步加以描述。此外，用相应电压4.7伏特、3.7伏特等代表电压源的诸如“4V7”、“3V7”等内部参考电压常规地由耦合到偏置电压源VCC、VREF的小型内部耗散调节器和/或电压分压器产生，并且为了简洁起见在这里也将不进一步加以描述。
现在转到图5，所图示的是可与根据本发明的原理构造的图3的功率转换器一起运用的光隔离器电路的实施例的示意图。电流源CS 1和电流宿CS2与定时信号TON同步由开关503、504接通和关断，该定时信号是定时信号TOFF的倒相。为了将感测参数的数目增加超出图3中所图示的数目，延迟触发器507耦合到定时信号TON以运用AND门508、509产生信号505、506从而基于延迟触发器507的状态在电流源CS1与电流宿CS2之间切换。例如，可以在一个时间从电流源CS1向反馈节点FB中注入一微安培电流，在另一时间无电流，并且继而在第三时间向电流源CS2中送入一微安培电流。使用与外部电阻器R23A、R23B串联的二极管501、502——它们的组合与反馈节点FB串联——因此将造成第三信号电平。当然，可以省略二极管中的若干二极管(例如，二极管502)。
再次回到图3，该过程无需用来改变控制器304的状态(例如，从标准操作改变成低功率模式)。该过程也可以用于其它目的，诸如出于模拟目的而读取电压电平(如诸如用于在给定时间量内对外部电容器充电)。反馈节点FB的这一多功能使用示例也可以用来设置用于例如打印机功率供应中的短期过电流保护的时间限制(或者集成功率限制)而不使用附加集成电路节点或者管脚。
因此，已经介绍了可以形成为功率转换器的集成电路的控制器304。功率转换器可以构造为LLC功率级。控制器304由反馈节点FB构造，该反馈节点被配置成变更功率转换器中的功率开关[Q2或者Q1]的栅极驱动信号[HDRV或者LDRV]。控制器304中的电流源耦合到反馈节点FB。电流源I1可以由控制器304中的定时信号(时钟信号)TOFF同步选择性地接通(以在反馈节点FB处产生方波电压)。电阻器R23耦合于反馈节点FB与反馈控制信号[诸如光耦合器U6产生的反馈电流控制信号]之间。同样，比较器U4耦合到反馈节点FB。比较器U4被配置成响应于由选择性地使能的电流源I1在反馈节点FB处产生的电压来产生用于控制功率转换器的功能的信号。选择性地使能的电流源I1可以变更反馈信号以适应功率转换器的低功率模式。选择性地使能的电流源I1产生滞后带以防止在功率转换器的低功率模式与标准功率模式之间振荡。
控制器304还可以包括比较器[U11或者U14]，作为配置成响应于由电流源I1在反馈节点FB产生的电压向功率转换器的另一操作模式，诸如锁存或者非锁存关停模式转变控制器304的电路311、312之一的部分。除了选择性地使能的电流源I1之外或者代之还可以运用比较器。齐纳二极管(例如ZD400)可以耦合到反馈控制信号以提供针对控制器304的操作特性(诸如切换频率)的限制。
控制器还可以包括与定时信号TOFF同步选择性地接通的另一电流源，和配置成响应于由另一选择性地使能的电流源在反馈节点FB产生的电压来控制功率转换器的另一功能的另一比较器。另一选择性地使能的电流源可以与定时信号TOFF的分频(sub-multiple)(诸如耦合到定时信号TOFF的T(切换)触发器产生的分频时钟信号)同步选择性地接通。
还常规地向形成为集成电路的控制器添加附加管脚以使得能够设置与功率开关的定时导通有关的附加参数。通常，控制器的振荡器功能具有连接到外部电阻器和电容器的充电/放电源。感测外部电容器上的电压的感测节点或者管脚耦合到外部电容器，并且另一管脚用来提供与外部电阻器的另一耦合。这允许通过外部部件设置单个控制器参数。如这里讨论的那样，对常规电路进行两个改变以使得能够使用相同两个管脚为控制器外部设置若干参数。第一改变涉及到使能充电/放电管脚也在控制器的某些操作模式期间变成三态值。术语三态指代其中信号线为开路并且既未拉高也未拉低的电路条件。第二改变涉及到选通来自反馈控制节点或者管脚FB，即第三管脚的信息以在充电或者放电循环(但是优选地并非二者兼有)期间经过外部定时电容器C1汲取电流。
如上文先前描述的那样，图3图示了可以形成为集成电路的控制器304和连接到该控制器的外部电路的示例。控制器304产生耦合到用于变频LLC功率级301的高侧和低侧驱动器307的开关控制信号DRV_A、DRB_B。控制器304的产生定时信号TON、TOFF的振荡器部分如图3中所示耦合到标注为RT和CT的两个节点(或者管脚)。标注为CT的管脚在管脚RT通过变高、变低或者变成三态引起格式电容器C1的充电/放电之时监视跨定时电容器C1的电压。外部定时网络包括定时电容器C1、定时电阻器R1、R22、R13和二极管D1。在定时电路306中也包括软启动电路310。
当管脚RT上的电压为高时，定时电容器C1经过串联耦合的电阻器(充电/放电电阻器)R1、R22充电。由于存在二极管D1，所以当管脚RT上的电压为低时，定时电容器C1经过电阻器R1放电。电阻器R22具有可忽略不计的影响。当耦合到管脚RT的电路为三态时(例如，当开关Q4、Q11二者被禁用以导通时)，定时电容器C1经过电阻器R13缓慢放电。尽管电阻器R13无论耦合到管脚RT的电路的状态如何都总是在电路中，但是在实践中，电阻器R13在耦合到管脚RT的电路并非三态时具有可忽略不计的影响，因为电阻器R1、R22的电阻显著小于电阻器R13的电阻。另外，反馈节点FB的电压由压控电流源G1转化成控制器304内部的电流。这一电流增加定时电容器C1的充电速率以改变开关控制信号(或者栅极驱动信号)的接通时间。开关S3在定时电容器C1的放电(对应于栅极驱动信号的关断时间(或者停用时间))期间关断电流源G1(其正在增加充电速率)。在反馈节点FB上的电压因此仅影响功率开关Q1、Q2的接通时间而未影响关断时间。
当反馈节点FB的电压超过预定阈值(图3中所图示的功率转换器的约2.1伏特)时，控制器304向低功率模式中切换。在低功率模式中，耦合到管脚RT的电路在功率开关Q1、Q2的关断时间期间被三态化。关断时间的长度由电阻器R13的电阻来确定，并且比将通常使用的OFG时间显著更长。例如，在正常操作期间，可以具有定时信号TOFF＝800纳秒(“ns”)，并且定时信号TON可以随着负载变化而从四微秒(“μs”)至12μs变化。在低功率模式期间，关断时间可以改变成一毫秒(“ms”)。如上文引用的由Jungreis描述的那样，将关断时间改变成一毫秒级减少在很低功率电平的损耗。
因而，可以使用两个集成电路节点或者管脚RT、CT，用外部电阻器设置正常操作接通时间、正常操作关断时间和低功率关断时间。另外，由于向低功率模式转变的反馈电压阈值在控制器304内部固定、并且对应于向外部定时电容器C1供应的定时电流的固定电平，所以可以通过调整定时电容器C1的值来改变控制器304进入低功率模式时的栅极驱动接通时间。用于外部设置关断时间的能力是重要的，因为它允许调谐谐振储能器以无论变压器漏电感如何都具有基本上零电压切换。
还注意，将CT管脚上拉至在2.5与五伏特之间的电压，并且将它保持在电压电平处将定时置于关断时间，并且有效地禁用栅极驱动信号，因此允许用于禁用功率转换器的输出的单独控制机制。将CT管脚拉至本地电路接地也将禁用功率转换器以及复位软启动电路；然而，当将CT管脚拉至本地电路接地时，栅极驱动信号之一将保持为高。因此引入针对控制器304设计集成电路的过程和方法，从而可以用集成电路上的两个定时管脚调整多个(例如，四个)参数，诸如接通时间、关断时间、低功率关断时间和低功率阈值电压。定时管脚之一也可以用于输出栅极驱动禁用功能。
因此，已经引入了可以形成为功率转换器(例如，由LLC功率级构造的功率转换器)的集成电路的控制器304。控制器304由第一节点CT和第二节点RT这两个节点或者管脚构成。电容器C1耦合到第一节点CT。比较器U12也耦合到第一节点CT，并且比较器U12被配置成控制功率转换器的功率开关。第二节点RT经过电阻器-二极管网络(定时电路306)耦合到第一节点CT。第一开关Q11耦合到第二定时节点RT。第一开关Q11被配置成将第二节点RT耦合到偏置电压源，并且第二节点RT被配置成在第二节点RT由第一开关Q11耦合到偏置电压源时经过定时电路306中的电阻器R22对定时电容器C1充电。第二开关Q4也耦合到第二节点RT。第二开关Q4被配置成将第二节点RT耦合到第二电压电平的本地电路接地。第二节点RT被配置成在第二节点RT由第二开关Q4耦合到第二电压电平时经过定时电路306中的电阻R1对电容器C1放电。
如果从控制器304带出偏置电压源(即如果偏置电压源经过线性调节器复制到控制器外部)，则可以翻转定时电路306中所示电阻器-电容器-二极管网络以及翻转逻辑。在图3中所图示的功率转换器中，第二节点RT升至五伏特以在定时信号TON被使能时对定时电容器C1充电。将第二节点RT拉至零伏特在定时信号TOFF被使能时对定时电容器C1放电。在三态中，大电阻的电阻器R13将定时电容器C1放电至本地电路接地。由于本地电路接地一般可用，所以这是一种用于允许在三态中缓慢电容器放电的便利布置。
如果翻转逻辑，则第二节点RT将降至零伏特以对定时电容器C1放电，这对应于在定时信号TON被使能时。升至五伏特的第二节点RT将对定时电容器C1充电，这对应于在定时信号TOFF被使能时。定时电容器C1的充电/放电的这一方向的缺点是除非电容器R13连接到五伏特而不是本地电路接地，否则三态不允许定时电容器C1的缓慢放电。除非偏置电压源在集成电路上外部可用，或者诸如通过在偏置电压源之后使用五伏特齐纳二极管或者线性调节器来创建另一五伏特供应，否则电阻器R13不能连接到五伏特。
控制器304还被构造成响应于内部信号而在三态模式中操作耦合到第一节点CT的第一开关Q11和第二开关Q4，其中第一开关Q11和第二开关Q4二者被禁用以导通，从而使得能够经过第三电阻R13对定时电容器C1放电。内部信号由比较器[U11或者U14]生成，该比较器感测耦合到反馈节点或者管脚FB的反馈控制信号所产生的电压超过阈值电压电平，以用信号通知控制器304在低功率模式中运作。齐纳二极管ZD400可以耦合到反馈控制信号以提供控制器304的操作特性，诸如切换频率的限制。ac-dc功率供应通常要求电路的次级侧向控制器发送故障信息(例如，过电压保护“OVP”和过电流保护“OCP”信号)以锁闭功率转换器的操作，或者发起自动重启模式。跨初级-次级隔离边界发送故障信息通常需要除了用于反馈信号的第一光隔离器之外还添加第二光隔离器。向控制器的设计添加第二光隔离器占用了附加空间和成本。
控制器304的集成电路一般具有耦合到反馈节点或者管脚FB的比较器。当反馈节点FB的电压超过在正常反馈范围中预计的电平时，它使集成电路中的故障逻辑断路(trip)。存在超出正常反馈范围的比较之外的用于比较的两个电平。较低电平发起非锁存故障，其中功率转换器的操作在反馈节点FB的电压降至较低电平以下并且“等待”时间已经到期时重启。较高电平发起锁存故障，该锁存故障一般要求去除向功率转换器的输入持续用于复位的充分时间段。
如上文提到的那样，图3图示了具有光隔离器电路305的集成电路的示例，该光隔离器电路用来跨初级-次级隔离边界而发送反馈信号。控制器304产生变频LLC传动系301的栅极驱动信号HDRV、LDRV。来自光隔离器电路305的输出的反馈信号耦合到反馈节点FB。反馈节点FB可以生成对两个类型的故障关停的响应。当反馈节点FB上的电压超过近似3.7伏特时，比较器U11的输出变高，这发起打嗝模式(即非锁存故障模式)。在打嗝模式中，栅极驱动被禁用并且同时开关Q16接通，从而拉下(draw down)偏置电压源VCC。在故障信号如由反馈电压降至3.7伏特以下所指示的离开之后，并且在偏置电压源VCC变低到足以触发欠压保护(“UVLO”)之后，开关Q16关断，因此允许外部高电压电流源(或者电阻器)对偏置电压源VCC再充电。设计至UVLO中的滞后(例如，控制器304在16伏特接通，但是在下至十伏特时运作)将引起控制器304在故障被清除之后恢复接通的实质延迟。如果故障条件在栅极驱动信号HDRV、LDRV被使能之后继续再出现，则栅极驱动信号HDRV、LDRV将保持接通持续短时间，继而为长时段关断，这常称为打嗝模式。一旦清除故障，功率转换器自动重启，因为这是非锁存故障。
反馈节点FB响应于第二类型的故障关停。如果反馈节点FB的电压超过4.7伏特，则由开关对Q19、Q20形成的闸流管拉下偏置电压源VCC的电压，并且在存在由偏置启动电路302可以供应的任何电流流向偏置电压源VCC之时继续抑制它的电压。已经描述的非锁存故障输入在反馈节点FB上的故障超过3.7伏特之时禁用栅极驱动信号HDRV、LDRV。因此，当在反馈节点FB的电压超过4.7伏特时，栅极驱动信号HDRV、LDRV被禁用，并且由晶体管对Q19、Q20形成的闸流管将接通，从而抑制偏置电压源VCC的电压。
在非锁存故障的情况下，开关Q11拉下偏置电压源VCC的电压直至UVLO信号变高。对照而言，在锁存故障期间，只要在闸流管中存在任何保持电流，闸流管就拉下偏置电压源VCC的电压。设计成向控制器304提供启动功率的偏置启动电路302提供闸流管的保持电流。如果偏置电压源VCC经由高电压电流源或者由电阻器连接到整流输入线，则控制器304将保持锁闭直至功率转换器从ac干线断开持续充分时间段(例如，用于对电容器C8放电)，并且继而重新连接。
为了使用控制器304的锁存或者非锁存故障能力，次级侧故障输出连接到开关(图3中的开关Q21)和串联电阻器R45，以经过光隔离器电路305抽取大量电流。如上文描述的那样，经过光隔离器电路305的高电流电平使反馈节点FB升至充分高的电压，以使控制器304以内的故障电路断路。如果允许反馈节点FB的电压升至任何值，则将在存在故障时发起锁存故障。如果跨反馈节点FB放置齐纳二极管(例如，4.2伏特齐纳二极管)，则反馈管脚将不能超过锁存故障的4.7伏特阈值，因此仅可以发起非锁存故障。
已经用来向反馈节点FB提供反馈信号以调节功率转换器的输出信号或者特性(诸如输出电压VOUT)的光隔离器电路305因此也可以用来提供功率转换器的锁存或者非锁存故障能力。通过齐纳二极管存在或者不存在于反馈节点FB上可以在外部设置故障是为锁存还是非锁存。
因此，已经引入了可以形成为用于功率转换器的集成电路的控制器304。控制器304由反馈节点FB构造，该反馈节电被配置成从光隔离器电路305接收反馈控制信号以产生功率转换器中的功率开关的控制信号。功率转换器可以(而不限于)构造为LLC功率级或者脉宽调制(“PWM”)功率转换器。比较器U11耦合到反馈节点FB，并且比较器U11被配置成当在反馈节点FB处产生的供给比较器U11的电压超过第一阈值电压时启用功率转换器的第一操作模式(例如，非锁存关停模式)。选择性地切换的电流源、电阻器R45、开关Q21可以耦合到光隔离器电路305，并且选择性地切换的电流源可以用来选择性地产生光隔离器电路305中的、足以使比较器U11断路的电流电平。控制器304还包括耦合到反馈节点FB的比较器U14，并且比较器U14被配置成当在反馈节点FB处产生的供给比较器U14的电压超过第二阈值电压时启用功率转换器的第二操作模式(例如，锁存关停模式)。
齐纳二极管ZD400可以耦合到反馈控制信号以防止在反馈节点FB处产生的供给比较器U14的电压超过第二阈值电压。可以跨反馈节点FB直接放置齐纳二极管ZD401，以防止在反馈节点FB处产生的供给比较器U14的电压超过第二阈值电压。包括齐纳二极管防止比较器启用第二操作模式。
本领域技术人员应当理解，仅出于示例目的而呈现功率转换器及其有关操作方法的先前描述的实施例，该功率转换器包括用于对电路节点或者管脚的多功能使用的电路。尽管已经在功率转换器的环境中描述了功率转换器，该功率转换器包括用于进行对电路节点或者管脚进行多功能使用的电路，但是这些过程也可以应用于其它系统，诸如但不限于偏置电源、功率放大器或者电机控制器。此外，应当理解，仅出于描述的目的而提供电路功能的分离，并且所选电路可以组合到集成控制器中而仍然落入本发明的广义范围内。出于这里的讨论的目的，控制系统可以包括但不限于控制器、光隔离器电路、定时电路、偏置启动电路、输出电压感测电路和驱动器。简言之，任何辅助管理或者控制功率转换器的传动系的电路可以并入于控制器或者控制系统中。
为了更好理解功率转换器，参见Rudolph P.Severns和GordonBloom的“Modern DC-to-DC Power Switch-mode Power ConverterCircuits，”Van Nostrand Reinhold Company，New York，New York(1985)以及J.G.Kassakian，M.F.Schlecht和G.C.Verghese的“Principles of Power Electronics，”Addison-Wesley(1991)。
另外，虽然已经具体了描述本发明及其优点，但是应当理解，这里可以做出各种改变、替换和变更而不脱离如由所附权利要求限定的本发明的精神实质和范围。例如，可以在不同方法中实现并且用其它过程替换上文讨论的过程中的许多过程或者其组合。
另外，本申请的范围并非旨在于限于在说明书中描述的过程、机器、制造品、物质组成、装置、方法和步骤的具体实施例。如本领域普通技术人员将从本发明的公开内容中容易理解的那样，可以根据本发明利用执行与这里描述的对应实施例基本上相同功能或者获得基本上相同结果的、当前存在或者日后开发的过程、机器、制造品、物质组成、装置、方法或者步骤。因此，所附权利要求旨在在它们的范围内包括这样的过程、机器、制造品、物质组成、装置、方法或者步骤。

Claims (20)

1.一种控制系统，包括：
光隔离器电路，包括第一电阻器和第二电阻器，所述第一电阻器耦合至所述光隔离器电路的光隔离器，所述第二电阻器耦合于所述第一电阻器和所述控制系统的反馈节点之间并且耦合于所述光隔离器和所述反馈节点之间，所述光隔离器电路被配置成从功率转换器接收输出信号，并且向所述反馈节点提供反馈信号以提供所述功率转换器的功率开关的开关控制信号；以及
电流源，被配置成选择性地进行切换来产生通过所述第二电阻器的电流，以在所述反馈节点处提供多个电压电平，由此启用对所述反馈节点的多功能使用。
2.根据权利要求1所述的控制系统，还包括：定时电路，被配置成根据定时电容器和充电/放电电阻器向所述电流源提供定时信号。
3.根据权利要求1所述的控制系统，还包括：电流槽，被配置成根据所述电流源和具有串联耦合的二极管的所述第二电阻器在所述反馈节点处产生所述多个电压电平。
4.根据权利要求1所述的控制系统，其中所述光隔离器电路包括：跨所述第一电阻器的齐纳二极管，被配置成限制所述功率转换器的频率范围。
5.根据权利要求1所述的控制系统，还包括：压控电流源，被配置成根据在所述反馈节点处的所述多个电压电平调制定时电容器的电流。
6.根据权利要求1所述的控制系统，还包括：比较器，被配置成当在所述反馈节点处的电压电平在阈值以上时启用所述功率转换器的低功率操作模式。
7.根据权利要求1所述的控制系统，还包括：电路，被配置成当在所述反馈节点处的电压电平在阈值以上时启用所述功率转换器的打嗝操作模式。
8.根据权利要求1所述的控制系统，还包括：电路，被配置成当在所述反馈节点处的电压电平在阈值以上时启用所述功率转换器的锁存关停操作模式。
9.根据权利要求1所述的控制系统，其中所述控制系统的部分形成为集成电路，并且所述反馈节点是其中的管脚。
10.一种用于操作功率转换器的控制系统的方法，包括：
从所述功率转换器接收输出信号，所述功率转换器包括具有光隔离器电路的所述控制系统，所述光隔离器电路包括第一电阻器和第二电阻器，所述第一电阻器耦合至所述光隔离器电路的光隔离器，所述第二电阻器耦合于所述第一电阻器和所述控制系统的反馈节点之间并且耦合于所述光隔离器和所述反馈节点之间；
向所述反馈节点提供反馈信号以提供所述功率转换器的功率开关的开关控制信号；以及
通过选择性地切换电流源来产生通过所述第二电阻器的电流，以在所述反馈节点处产生多个电压电平，由此启用对所述反馈节点的多功能使用。
11.根据权利要求10所述的方法，还包括：限制所述功率转换器的频率范围。
12.根据权利要求10所述的方法，还包括：当在所述反馈节点处的电压电平在阈值以上时启用所述功率转换器的低功率操作模式、打嗝操作模式和锁存关停操作模式之一。
13.一种功率转换器，包括：
传动系，包括至少一个功率开关；以及
控制系统，包括：
光隔离器电路，包括第一电阻器和第二电阻器，所述第一电阻器耦合至所述光隔离器电路的光隔离器，所述第二电阻器耦合于所述第一电阻器和所述控制系统的反馈节点之间并且耦合于所述光隔离器和所述反馈节点之间，所述光隔离器电路被配置成从所述功率转换器接收输出信号，并且向所述反馈节点提供反馈信号以提供所述至少一个功率开关的开关控制信号，以及
电流源，被配置成选择性地进行切换来产生通过所述第二电阻器的电流，以在所述反馈节点处提供多个电压电平，由此启用对所述反馈节点的多功能使用。
14.根据权利要求13所述的功率转换器，其中所述控制系统还包括：定时电路，被配置成根据定时电容器和充电/放电电阻器向所述电流源提供定时信号。
15.根据权利要求13所述的功率转换器，其中所述控制系统还包括：电流槽，被配置成根据所述电流源和具有串联耦合的二极管的所述第二电阻器在所述反馈节点处产生所述多个电压电平。
16.根据权利要求13所述的功率转换器，其中所述光隔离器电路包括：跨所述第一电阻器的齐纳二极管，被配置成限制所述功率转换器的频率范围。
17.根据权利要求13所述的功率转换器，其中所述控制系统还包括：压控电流源，被配置成根据在所述反馈节点处的所述多个电压电平调制定时电容器的电流。
18.根据权利要求13所述的功率转换器，其中所述控制系统还包括：比较器，被配置成当在所述反馈节点处的电压电平在阈值以上时启用所述功率转换器的低功率操作模式。
19.根据权利要求13所述的功率转换器，其中所述控制系统还包括：电路，被配置成当在所述反馈节点处的电压电平在阈值以上时启用所述功率转换器的打嗝操作模式。
20.根据权利要求13所述的功率转换器，其中所述控制系统还包括：电路，被配置成当在所述反馈节点处的电压电平在阈值以上时启用所述功率转换器的锁存关停操作模式。
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