CN104578787B - 谐振电源转换装置及其控制方法 - Google Patents

Abstract

一种谐振电源转换装置及其控制方法。所述谐振电源转换装置包括以开关为基础的谐振变换器以及控制器。以开关为基础的谐振变换器用以供电予负载。控制器耦接谐振变换器与负载，并且用以控制谐振变换器的开关切换以调节谐振变换器的电源转换。其中，控制器具有电压控制回路与电流控制回路。控制器侦测负载的驱动状态，并且依据侦测的结果启用电压控制回路与电流控制回路其中之一来调整谐振变换器的开关频率。

Description

谐振电源转换装置及其控制方法

技术领域

本发明是有关于一种电源转换技术，且特别是有关于一种谐振电源转换装置及其控制方法。

背景技术

直流变换器的发展趋势如同大部分的电源产品，朝着高效率、高功率密度、高可靠性以及低成本的方向发展。谐振型变换器（如LLC谐振变换器等）由于具有在全负载范围内可实现一次侧的零电压切换（zero-voltage switching，ZVS）以及二次侧整流二极管的零电流切换（zero-current switching，ZCS）等优点，近年来越来越多的应用于直流变换器。

在采用谐振变换器的谐振电源转换装置中，过流保护是一个比较关键的问题。一般而言，在超载或者负载短路的情况下，谐振电路会产生很大的谐振电流。如果不对谐振电流加以限制和保护，则谐振电源转换装置很可能会因为过大的电流而损坏失效。

为了对谐振电源转换装置进行过流保护，已知技术中可以通过提高谐振变换器的开关频率来增加谐振电路的阻抗，从而实现限流的功效。然而，此种过流保护机制在启用时，会使得谐振变换器的开关频率远高于正常工作的频率，使得谐振变换器的切换损耗大为增加。另外，磁性组件（如电容、电感）所需承受的应力也会随着开关频率的增加而提高，使得磁性组件的损耗也将随之增高。

除此之外，由于开关频率的增加会使得电路运作的温度上升，因此谐振电源转换装置在设计上的散热要求也必须相应地提高。再者，为了确保谐振变换器在高频率时也能正常运行，因此磁性组件的尺寸也必须增大以符合高频操作的规格。

发明内容

本发明提供一种谐振电源转换装置及其控制方法，其可藉由降低谐振变换器之开关频率的方式对负载进行限流。

本发明的谐振电源转换装置包括以开关为基础的谐振变换器以及控制器。以开关为基础的谐振变换器用以供电予负载。控制器耦接谐振变换器与负载，并且用以控制谐振变换器的开关切换以调节谐振变换器的电源转换。其中，控制器具有电压控制回路与电流控制回路。控制器侦测负载的驱动状态，并且依据侦测的结果启用电压控制回路与电流控制回路其中之一来调整谐振变换器的开关频率。

在本发明一实施例中，控制器侦测流经负载的负载电流以及施加于负载的负载电压。当控制器判断负载电流小于默认电流值时，控制器启用电压控制回路，以依据负载电压来调整谐振变换器的开关频率。当控制器判断负载电流大于等于默认电流值时，控制器启用电流控制回路，以依据负载电流来调整谐振变换器的开关频率。

在本发明一实施例中，当电压控制回路被启用时，控制器反应于负载电压的增加而增加开关频率。另外，当电流控制回路被启用时，控制器反应于负载电流的增加而降低谐振变换器的开关频率。

在本发明一实施例中，控制器包括电压比较器、第一比例调节器、电流比较器、第二比例调节器以及回路选择电路。电压比较器用以比较负载电压与参考电压，并且根据比较的结果产生电压误差讯号。第一比例调节器耦接电压比较器。第一比例调节器用以调节电压误差讯号并据以产生第一调节讯号。电流比较器用以比较负载电流与参考电流，并且根据比较的结果产生电流误差讯号。第二比例调节器耦接电流比较器。第二比例调节器用以调节电流误差讯号并据以产生第二调节讯号。回路选择电路耦接第一与第二比例调节器。回路选择电路用以依据第一与第二调节讯号其中之一产生开关频率讯号。其中，电压比较器、第一比例调节器以及回路选择电路组成电压控制回路。其中，电流比较器、第二比例调节器以及回路选择电路组成电流控制回路。

在本发明一实施例中，回路选择电路包括选择开关以及压控振荡器。选择开关耦接第一与第二比例调节器。选择开关受控于过流判断讯号而选择第一与第二调节讯号其中之一作为控制讯号，其中过流判断讯号关联于负载电流与默认电流值的比较结果。压控振荡器耦接选择开关。压控振荡器接收控制讯号并据以产生开关频率讯号，其中开关频率讯号的讯号频率关联于谐振变换器的开关频率。

在本发明一实施例中，回路选择电路包括第一压控振荡器以及第二压控振荡器。第一与第二压控振荡器分别耦接第一与第二比例调节器。第一压控振荡器接收第一调节讯号并据以产生第一频率讯号。第二压控振荡器接收第二调节讯号并据以产生第二频率讯号。其中，回路选择电路依据过流判断讯号而选择第一与第二频率讯号其中之一作为开关频率讯号。其中，过流判断讯号关联于负载电流与默认电流值的比较结果。

在本发明一实施例中，控制器更包括第一限幅电路以及第二限幅电路。第一限幅电路耦接于第一比例调节器与回路选择电路之间，并且用以对第一调节讯号进行限幅。第二限幅电路耦接于第二比例调节器与选择开关之间，并且用以对第二调节讯号进行限幅，其中回路选择电路依据限幅后的第一与第二调节讯号其中之一产生开关频率讯号。

在本发明一实施例中，控制器更包括脉宽调变产生器。脉宽调变产生器耦接回路选择电路，并且用以依据开关频率讯号产生至少一个脉宽调变讯号来控制谐振变换器的开关切换。

在本发明一实施例中，以开关为基础的谐振变换器包括桥式开关电路、谐振及变压电路、整流滤波电路以及箝位电路。桥式开关电路受控于至少一个脉宽调变讯号而导通或截止，其中所述脉宽调变讯号是由控制器所产生。谐振及变压电路耦接桥式开关电路且具有至少一个谐振电容，其中所述谐振电容反应于桥式开关电路的切换而充放能。整流滤波电路耦接谐振及变压电路与负载。整流滤波电路用以对谐振及变压电路的输出进行整流及滤波，并据以产生负载电压。箝位电路耦接谐振及变压电路，并且用以箝制谐振电容的跨压于第一电压范围。

本发明的谐振电源转换装置的控制方法包括以下步骤：控制谐振变换器的开关切换，以使谐振变换器进行电源转换以供电予负载；侦测负载的驱动状态；以及依据侦测的结果启用电压控制回路与电流控制回路其中之一来调整谐振变换器的开关频率。

在本发明一实施例中，侦测负载的驱动状态的步骤包括：侦测流经负载的负载电流以及施加于负载的负载电压。

在本发明一实施例中，依据侦测的结果启用电压控制回路与电流控制回路其中之一来调整谐振变换器的开关频率的步骤包括：判断负载电流是否大于等于预设电流值；若负载电流小于默认电流值，启用电压控制回路，以依据负载电压来调整谐振变换器的开关频率；以及若负载电流大于等于默认电流值，启用电流控制回路，以依据负载电流来调整谐振变换器的开关频率。

在本发明一实施例中，依据负载电压来调整谐振变换器的开关频率的步骤包括：比较负载电压与参考电压，并且根据比较的结果产生电压误差讯号；调节电压误差讯号并据以产生第一调节讯号；以及以第一调节讯号作为控制讯号，并且依据控制讯号产生开关频率讯号，其中开关频率讯号的讯号频率关联于谐振变换器的开关频率。

在本发明一实施例中，依据负载电流来调整谐振变换器的开关频率的步骤包括：比较负载电流与参考电流，并且根据比较的结果产生电流误差讯号；调节电流误差讯号并据以产生第二调节讯号；以及以第二调节讯号作为控制讯号，并且依据控制讯号产生开关频率讯号，其中开关频率讯号的讯号频率关联于谐振变换器的开关频率。

在本发明一实施例中，依据负载电压或负载电流来调整谐振变换器的开关频率的步骤更包括：依据开关频率讯号产生至少一个脉宽调变讯号；以及利用所述脉宽调变讯号控制谐振变换器的开关切换。

基于上述，本发明实施例提出一种谐振电源转换装置及其控制方法。所述谐振电源转换装置可侦测负载是否发生过流现象，并且据以选择性地启用电压回授或电流回授的控制机制来控制谐振变换器的开关频率，使得所述谐振电源转换装置可在正常工作状态下稳定供电，并且在负载发生过流现象时对负载进行限流。

为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合所附图式作详细说明如下。

附图说明

图1为本发明一实施例的谐振电源转换装置的功能方块示意图。

图2为本发明一实施例的谐振电源转换装置的电路示意图。

图3为本发明一实施例的控制器的功能方块示意图。

图4至图7为依照图3的不同实施例的控制器的示意图。

图8为本发明一实施例的谐振电源转换装置的控制方法的步骤流程图。

图9为本发明另一实施例的谐振电源转换装置的控制方法的步骤流程图。

具体实施例

本发明实施例提出一种谐振电源转换装置及其控制方法。所述谐振电源转换装置可基于负载是否发生过流现象而选择性地启用具有反向频率调节机制的电压控制回路或具有正向频率调节机制的电流控制回路来控制谐振变换器的开关频率。其中，由于所述电流控制回路是以降低开关频率的方式来对负载进行限流，因此可改善传统上藉由提高开关频率进行限流所造成的切换损耗。为了使本揭露之内容可以被更容易明了，以下特举实施例作为本揭露确实能够据以实施的范例。另外，凡可能之处，在图式及实施方式中使用相同标号的组件/构件/步骤，系代表相同或类似部件。

图1为本发明一实施例的谐振电源转换装置的功能方块示意图。请参照图1，谐振电源转换装置100为一种直流-直流转换电源供应装置，且其包括以开关为基础的谐振变换器（switch-based resonant converter）110以及控制器120。

以开关为基础的谐振变换器110可用以对直流输入电压Vin进行电源转换，并据以产生负载电压Vd以对负载10供电。在本实施例中，以开关为基础的谐振变换器110可采用非对称半桥式、对称半桥式、全桥式或其他电路组态来实现，本发明对此不加以限制。

控制器120耦接谐振变换器110与负载10，其系用以控制谐振变换器110的开关切换，从而调节谐振变换器110的电源转换的动作。在本实施例中，控制器120可采用数字形式或模拟形式的控制器来实现，本发明对此不加以限制。

详细而言，控制器120具有电压控制回路VCL与电流控制回路CCL，其中控制器120会侦测负载10的驱动状态（例如：施加于负载的负载电压Vd以及流经负载10的负载电流Io），并且依据侦测的结果启用电压控制回路VCL与电流控制回路CCL其中之一来调整谐振变换器110的开关频率。

在本实施例中，控制器120可基于所侦测到的负载电流Io的大小来判断负载10是否发生过流现象，并且据以决定所采用的控制手段，从而有效地在负载10发生过流现象时对负载10进行限流。

更清楚地说，当控制器120侦测到负载电流Io小于一默认电流值时，其会判断负载10并未发生过流（即，谐振电源转换装置100正常工作）。此时，控制器120会启用电压控制回路VCL，以依据负载电压Vd进行反馈控制，并据以调整谐振变换器110的开关频率。于此组态下，控制器120会基于负载电压Vd与一参考电压之间的误差，来控制谐振变换器110的开关频率，藉以实现反向的频率调节机制（即，控制器110通过提高开关频率来降低负载电压Vd），以维持负载10的稳定供电。

另一方面，当控制器120侦测到负载电流Io大于等于预设电流值时，其会判断负载10发生过流现象。此时，控制器120会启用电流控制回路CCL，以依据负载电流Io进行反馈控制，并据以调整谐振变换器110的开关频率。于此组态下，控制器120会基于负载电流Io与一参考电流值之间的误差，来控制谐振变换器110的开关频率，藉以实现正向的频率调节机制（即，控制器110通过降低开关频率来降低负载电流Io），以对负载10进行限流。换言之，当电流控制回路CCL被启用时，控制器110会反应于负载电流Io的增加而降低谐振变换器10的开关频率。

为了更清楚的说明本发明实施例，图2为本发明一实施例的谐振电源转换装置的电路示意图。请参照图2，谐振电源转换装置200包括谐振变换器210以及控制器220，其中谐振变换器210包括桥式开关电路212、谐振及变压电路214、整流滤波电路216以及箝位电路218。于此，为便于说明，在本实施例中的谐振变换器210是以非对称半桥式的电路组态作为实施范例，但本发明不以此为限。

桥式开关电路212是以包括开关晶体管Q1与Q2的电路架构为例。开关晶体管Q1与Q2相互串接以组成一桥臂，并且开关晶体管Q1与Q2分别受控于控制器220所输出的脉宽调变讯号PWM1与PWM2而以互补/切换的方式交替导通或截止，藉以将直流输入电压Vin提供至谐振及变压电路214。其中，谐振变换器210的开关频率即系指桥式开关电路212（开关晶体管Q1与Q2）的开关频率，也就是脉宽调变讯号PWM1与PWM2的频率。在本实施例中，开关晶体管Q1与Q2是以N型功率晶体管（N-type power transistor）为例，但本发明并不限制于此。

谐振及变压电路214是以包括谐振电容Cr、谐振电感Lr以及变压器T1为例。谐振电容Cr的一端耦接开关晶体管Q1与Q2的共节点，谐振电感Lr耦接于谐振电容Cr的另一端与变压器T1的一次侧绕组NP的同名端（common-polarity terminal，即打点端）之间，且变压器的一次侧绕组NP的异名端（opposite-polarity terminal，即未打点端）接地。其中，谐振电容Cr与谐振电感Lr组成一谐振电路，该串联谐振电路反应于开关晶体管Q1与Q2的切换而充放能。于此值得一提的是，在本实施例中，谐振电容Cr与谐振电感Lr所组成的谐振电路是以串联谐振的电路架构为例。但在本发明的其他实施例中，谐振电路亦可是并联谐振电路（PRC）或者串并联谐振电路（SPRC），故而谐振电路的架构可视实际设计或应用需求而论。

整流滤波电路216是以包括二极管Ds1~Ds4与滤波电容Co的电路架构为例。二极管Ds1~Ds4组成一全桥整流器（full-bridge rectifier），所述全桥整流器的两输入端（即二极管Ds1与Ds3的阳极端）分别耦接变压器T1的二次侧绕组NS的同名端与异名端，以对变压器T1的输出进行整流动作并据以产生负载电压Vd。滤波电容Co并接于负载10的两端，并且用以滤除负载电压Vd中的非直流成分，以使负载10能够被稳定地供电。于此值得一提的是，在本实施例中，整流滤波电路216虽是采用以二极管Ds1~Ds4所组成的全桥整流器的电路架构作为实施范例，但本发明不仅限于此。在其他实施例中，整流滤波电路216亦可采用由功率晶体管所组成的同步整流器（synchronous rectifier, SR）来各别取代二极管Ds1~Ds4，藉以形成具有自激式或者它激式同步整流电路）。一切端视实际设计/应用需求而论。

箝位电路218是以包括箝位二极管D1与D2的电路架构为例。箝位二极管D1的阴极端与阳极端分别耦接开关晶体管Q1的汲极与谐振电容Cr1的另一端。箝位二极管D2的阴极端与阳极端分别耦接箝位二极管D1的阳极端与接地端GND之间。

于谐振变换器210的电路组态下，箝位电路218可以将谐振电容Cr1的跨压限制于特定的电压范围内，藉以在负载10发生过流现象时，对负载10进行限流。更具体地说，当负载10发生过流现象时，箝位电路218会将谐振电容Cr1两端的跨压箝制在直流输入电压Vin的电压准位上，因此箝位电路218可限制谐振电容Cr1中储存的能量，以减少谐振电路向二次侧传输的能量，从而对负载10限流并且达到过流保护的目的。

然而，单纯采用箝位电路218来对负载10进行限流的能力有限，且其并无法直接地基于负载电流Io的大小进行控制。此外，在谐振变换器210的电路组态下，采用传统的增加开关频率的限流控制机制，也无以进一步提升过流保护的效果。

详细而言，在谐振变换器210中，其一次侧电路向二次侧电路传输的功率可用P=W/T表示，其中P为传输的功率，W为谐振电路的传输能量，且T为开关周期。由上式可知，虽然增加开关频率可以使谐振电路的阻抗增加而令传输能量W降低，但是增加开关频率即意味着开关周期T的降低，因此对功率P而言并不会明显的减小，所以并无法达到进一步提升限流效果的目的。

相较之下，本发明实施例的控制器220可以在负载10未发生过流现象时，藉由启用电压控制回路来控制谐振变换器210稳定地供电，并且在负载10发生过流现象时，藉由启用电流控制回路来对桥式开关电路212的开关频率进行正向调节，也就是通过减低桥式开关电路212的开关频率的方式来提高开关周期T，使得功率P可基于开关周期T的提高而降低，进而降低二次侧的电流以达到提升限流效果的目的。

除此之外，由于本发明实施例是以降低开关频率的控制方式来对负载10进行限流，因此相较于传统上藉由增加开关频率来降低二次侧电流的限流方式而言，所述控制方法可使得整体谐振电源转换装置200的切换损耗大大地降低。

图3为本发明一实施例的控制器的功能方块示意图。请参照图3，控制器320可应用于前述任一谐振电源转换装置100或200中，且其包括：电压比较器321、电流比较器322、第一比例调节器323、第二比例调节器324、回路选择电路325以及脉宽调变产生器326。其中，电压比较器321、第一比例调节器323以及回路选择电路325组成电压控制回路VCL，且电流比较器322、第二比例调节器324以及回路选择电路325组成电流控制回路CCL。

电压比较器321会比较负载电压Vd与参考电压VREF，并且根据比较的结果产生电压误差讯号Sve，其中电压误差讯号Sve系为负载电压Vd与参考电压VREF之间的差值，而在本实施例中系将电压误差讯号Sve定义如下：Sve=VREF-Vd。第一比例调节器323耦接电压比较器321以接收电压误差讯号Sve，并且对所接收的电压误差讯号Sve进行调节以产生第一调节讯号Sr1。电流比较器322则会比较负载电流Io与参考电流IREF，并且根据比较的结果产生电流误差讯号Sie，其中电流误差讯号Sie系为负载电流Io与参考电流IREF之间的差值，而在本实施例中系将电流误差讯号Sie定义如下：Sie=Io-IREF。第二比例调节器324耦接电流比较器322以接收电流误差讯号Sie，并且对所接收的电流误差讯号Sie进行调节以产生第二调节讯号Sr2。于此值得注意的是，第一比例调节器323与第二比例调节器324可采用比例积分（PI）、比例积分微分（PID）或其他闭回路调节方式，本发明对此不加以限制。

回路选择电路325耦接第一比例调节器323与第二比例调节器324。回路选择电路325会基于负载的驱动状态而依据第一调节讯号Sr1与第二调节讯号Sr2其中之一来产生开关频率讯号fs。换言之，当回路选择电路325选择依据第一调节讯号Sr1来产生开关频率讯号fs时，表示控制器320启用电压控制回路VCL；以及当回路选择电路325选择依据第二调节讯号Sr2来产生开关频率讯号fs时，表示控制器320启用电流控制回路CCL。

脉宽调变产生器326耦接回路选择电路325以接收开关频率讯号fs，并且以开关频率讯号fs的讯号频率为基准产生至少一个脉宽调变讯号，如PWM1、PWM2、…，来控制谐振变换器（如110或210）的开关切换。换言之，脉宽调变讯号PWM1、PWM2、…的讯号频率与开关频率讯号fs同步。

基于上述架构，控制器320仅需利用一个指示负载是否发生过流现象的过流判断讯号来控制回路选择电路LSC的切换，即可实现在谐振电源转换装置正常工作时启用电压控制回路VCL以及在负载发生过流现象时启用电流控制回路CCL的控制机制。其中，所述过流判断讯号可利用电流取样电路（current sampling circuit）以及比较器（comparator）所组成的过流判断电路（未绘示）来产生。

另外值得一提的是，在实际的应用中，设计者还可在比例调节器323与324和回路选择电路325之间设置限幅电路（未绘示），以使回路选择电路325基于限幅后的第一调节讯号Sr1或第二调节讯号Sr2来产生开关频率讯号fs，从而使谐振变换器的控制更加稳定。限幅电路的设置与否可视设计者的设计需求而定，本发明不对此加以限定。

底下以图4至图7进一步说明所述之控制器在不同实施例中的具体架构。在图4至图7实施例的控制器中，脉宽调变产生器部分皆与前述图3实施例相同，故于此不再赘述。为使图式容易明了，图4至图7仅绘示电压控制回路与电流控制回路的部分。

请先参照图4，控制器420包括电压比较器421、电流比较器422、正向比例调节器423、反向比例调节器424、第一限幅电路LIM1、第二限幅电路LIM2以及回路选择电路425，其中回路选择电路425包括选择开关SW以及压控震荡器VCO1。

在本实施例中，电压比较器421、正向比例调节器423、第一限幅电路LIM1、选择开关SW以及压控振荡器VCO1组成电压控制回路（如VCL）。电流比较器422、反向比例调节器424、第二限幅电路LIM2、选择开关SW以及压控振荡器VCO1组成电流控制回路（如CCL）。选择开关SW耦接于第一限幅电路LIM1与第二限幅电路LIM2和压控振荡器VCO1之间。

当控制器420判断负载未发生过流现象时，选择开关SW会受控于过流判断讯号S_ocd而导通第一限幅电路LIM1至压控振荡器VCO1的讯号路径。换言之，此时控制器420会启用电压控制回路。

于启用电压控制回路的状态下，正向比例调节器423会根据关联于负载电压Vd与参考电压VREF之差值（此处的差值是指VREF减去Vd）的电压误差讯号Sve来进行正向比例调节，并据以产生第一调节讯号Sr1（即，第一调节讯号Sr1的大小会与负载电压Vd和参考电压VREF之间的差值呈正相关）。接着，第一限流电路LIM1会对第一调节讯号Sr1进行限幅，以将限幅后的第一调节讯号Sr1’作为压控振荡器VCO的控制讯号Vc。因此，压控振荡器VCO即可依据控制讯号Vc而产生具有对应讯号频率的开关频率讯号fs。

另一方面，当控制器420判断负载发生过流现象时，选择开关SW会受控于过流判断讯号S_ocd而导通第二限幅电路LIM2至压控振荡器VCO1的讯号路径。换言之，此时控制器420会启用电流控制回路（如CCL）。

于启用电流控制回路的状态下，反向比例调节器424会根据关联于负载电流Io与参考电流IREF之差值（此处的差值是指Io减去IREF）的电流误差讯号Sie来进行反向比例调节，并据以产生第二调节讯号Sr2（即，第二调节讯号Sr2的大小会与负载电流Io和参考电流IREF之间的差值呈负相关）。接着，第二限流电路LIM2会对第二调节讯号Sr2进行限幅，以将限幅后的第二调节讯号Sr2’作为压控振荡器VCO1的控制讯号Vc。因此，压控振荡器VCO1即可依据控制讯号Vc而产生具有对应讯号频率的开关频率讯号fs。

在本实施例中，开关频率讯号fs的讯号频率与控制讯号Vc的大小呈正比关系。因此，于启用电压控制回路的状态下，若负载电压Vd低于参考电压VREF越多，则控制器420会相对应的降低谐振变换器的开关频率以提升负载电压Vd，从而降低负载电压Vd与参考电压VREF之差值；反之，若负载电压Vd高于参考电压VREF越多，则控制器420会相对应的提高谐振变换器的开关频率以降低负载电压Vd，从而降低负载电压Vd与参考电压VREF之差值。换言之，电压控制回路系采用正向的频率调节机制来控制谐振变换器的开关切换，以藉由提高/降低开关频率来降低/提高负载电压Vd，以令负载电压Vd可被维持在参考电压VREF附近。

于启用电流控制回路的状态下，若负载电流Io高于参考电流IREF越多，则控制器420会相对应的降低谐振变换器的开关频率以降低负载电流Io，从而降低负载电流Io与参考电流IREF之差值；反之，若负载电流Io低于参考电流IREF越多，则控制器420会相对应的提高谐振变换器的开关频率提升负载电流Io，从而降低负载电流Io与参考电流IREF之差值。换言之，电流控制回路则系采用反向的频率调节机制来控制谐振变换器的开关切换，以藉由提高/降低开关频率来提高/降低负载电流Io。

请参照图5，控制器520的整体架构大致与前述控制器420相同。两者间的差异仅在于控制器520是采用反向比例调节器523来对电压误差讯号Sve进行反向调节，反向比例调节器523会根据关联于负载电压Vd与参考电压VREF之差值（此处的差值是指Vd减去VREF），并且采用正向比例调节器524来对电流误差讯号Sie进行正向调节，正向比例调节器524会根据关联于负载电流Io与参考电流IREF之差值（此处的差值是指IREF减去Io）的电流误差讯号Sie来进行反向比例调节。此外，压控振荡器VCO2被设计为具有讯号频率与控制讯号Vc呈反比关系的特性。因此，就整体而言，控制器520仍是以和控制器420相同的控制机制来控制谐振变换器的开关切换。

请参照图6，本实施例与前述图4与图5实施例差异在于前述控制器420与520是以共享选择开关（如SW）与压控振荡器（如VCO1、VCO2）的架构来组成电压控制回路与电流控制回路，而本实施例的控制器620则是经由两个不同的压控振荡器VCO1与VCO2来分别组成电压控制回路与电流控制回路。

详细而言，在控制器620中，电压比较器621、正向比例调节器623、第一限幅电路LIM1以及压控振荡器VCO1依序耦接以组成电压控制回路，而电流比较器622、正向比例调节器624、第二限幅电路LIM1以及压控振荡器VCO2依序耦接以组成电流控制回路。压控振荡器VCO1会以限幅后的第一调节讯号Sr1’作为控制讯号而产生第一频率讯号f1。压控振荡器VCO2则会以限幅后的第二调节讯号Sr2’作为控制讯号而产生第二频率讯号f2。其中，回路选择电路625可依据过流判断讯号S_ocd而选择第一频率讯号f1或第二频率讯号f2以做为用以产生脉宽调变讯号的开关频率讯号。

在本实施例中，由于电压控制回路与电流控制回路皆是以正向比例调节器623与624来进行讯号调节，故电压控制回路中的压控振荡器会采用讯号频率与控制讯号大小呈正比关系的压控振荡器VCO1，而电流控制回路中的压控振荡器则会采用讯号频率与控制讯号大小呈反比关系的压控振荡器VCO2。

请参照图7，控制器720的整体架构大致与前述控制器620相同。两者间的差异仅在于控制器720是采用反向比例调节器723与724来分别对电压误差讯号Sve与电流误差讯号Sie进行反向调节，故电压控制回路中的压控振荡器是采用讯号频率与控制讯号大小呈反比关系的压控振荡器VCO2，而电流控制回路中的压控振荡器则是采用讯号频率与控制讯号大小呈正比关系的压控振荡器VCO1。

因此，就整体而言，无论是控制器620或720，其仍会以和控制器420与520相同的控制机制来控制谐振变换器的开关切换。

除此之外，基于图6与图7的架构下，只要适当的设计压控振荡器的讯号频率-控制讯号之间的对应关系，电压控制回路与电流控制回路中的比例调节器亦可设置为以相异的调节方向进行调节，本发明不仅限于上述实施例所教示之实施态样。

换言之，无论电压控制回路与电流控制回路中的比例调节器的类型为何，只要控制器同时包括具有反向频率调节机制的电压控制回路以及具有正向频率调节机制的电流控制回路，皆不脱离本发明所欲保护的范畴。

图8为本发明一实施例的谐振电源转换装置的控制方法的步骤流程图。本实施例的控制方法适用于控制如图1与图2所示的谐振电源转换装置100与200，且所述控制方法可利用图1至图7的控制器120、220、320、420、520、620以及720来实现。请参照图8，本实施例的谐振电源转换装置的控制方法包括以下步骤：控制谐振变换器（如110、210）的开关切换，以使谐振变换器进行电源转换以供电予负载（如10）（步骤S810）；侦测负载的驱动状态（步骤S820）；以及依据侦测的结果启用控制器之电压控制回路（如VCL）与电流控制回路（如CCL）其中之一来调整谐振变换器的开关频率（步骤S830）。

更具体地说，图8的控制方法可进一步的藉由图9的步骤流程来实现。图9为本发明另一实施例的谐振电源转换装置的控制方法的步骤流程图。请参照图9，本实施例的谐振电源转换装置的控制方法包括以下步骤：控制谐振变换器的开关切换，以使谐振变换器进行电源转换以供电予负载（步骤S910）；侦测流经负载的负载电流以及施加于负载的负载电压（步骤S920）；判断负载电流是否大于等于预设电流值（步骤S930）；若负载电流小于默认电流值，启用电压控制回路，以依据负载电压来调整谐振变换器的开关频率（步骤S940）；以及若负载电流大于等于默认电流值，启用电流控制回路，以依据负载电流来调整谐振变换器的开关频率（步骤S950）。

在本实施例的步骤S940中，依据负载电压来调整谐振变换器的开关频率的动作可利用以下步骤实现：比较负载电压与参考电压，并且根据比较的结果产生电压误差讯号；调节电压误差讯号并据以产生第一调节讯号；以第一调节讯号作为控制讯号，并且依据控制讯号产生开关频率讯号；依据开关频率讯号产生至少一个脉宽调变讯号；以及利用脉宽调变讯号控制谐振变换器的开关切换。

另一方面，在本实施利的步骤S950中，依据负载电流来调整谐振变换器的开关频率的动作可利用以下步骤实现：比较负载电流与参考电流，并且根据比较的结果产生电流误差讯号；调节电流误差讯号并据以产生第二调节讯号；以第二调节讯号作为控制讯号，并且依据控制讯号产生开关频率讯号；依据开关频率讯号产生至少一个脉宽调变讯号；以及利用脉宽调变讯号控制谐振变换器的开关切换。

其中，图8与图9实施例所述之控制方法皆可根据前述图1至图7的说明而获得充足的支持与教示，故相似或重复之处于此不再赘述。

综上所述，本发明实施例提出一种谐振电源转换装置及其控制方法。所述谐振电源转换装置可基于负载是否发生过流现象而选择性地启用具有反向频率调节机制的电压控制回路或具有正向频率调节机制的电流控制回路来控制谐振变换器的开关频率，使得所述谐振电源转换装置可在正常工作状态下稳定供电，并且在负载发生过流现象时对负载进行限流。其中，由于所述电流控制回路是以降低开关频率的方式来对负载进行限流，因此可改善传统上藉由提高开关频率进行限流所造成的切换损耗。

虽然本发明已以实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，故本发明的保护范围当视后附的申请专利范围所界定者为准。

Claims (11)

1.一种谐振电源转换装置，包括：

一以开关为基础的谐振变换器，用以供电予一负载；以及

一控制器，耦接该谐振变换器与该负载，用以控制该谐振变换器的开关切换，以调节该谐振变换器的电源转换，

其中，该控制器具有一电压控制回路与一电流控制回路，该控制器侦测该负载的驱动状态，并且依据侦测的结果启用该电压控制回路与该电流控制回路其中之一来调整该谐振变换器的一开关频率，其特征在于，该控制器侦测流经该负载的一负载电流以及施加于该负载的一负载电压，其中：

当该控制器判断该负载电流小于一默认电流值时，该控制器启用该电压控制回路，以依据该负载电压来调整该开关频率，该控制器反应于该负载电压的增加而增加该开关频率，

当该控制器判断该负载电流大于等于该默认电流值时，该控制器启用该电流控制回路，以依据该负载电流来调整该开关频率，该控制器反应于该负载电流的增加而降低该开关频率。

2.如权利要求1所述的谐振电源转换装置，其中该控制器包括：

一电压比较器，用以比较该负载电压与一参考电压，并且根据比较的结果产生一电压误差讯号；

一第一比例调节器，耦接该电压比较器，用以调节该电压误差讯号并据以产生一第一调节讯号；

一电流比较器，用以比较该负载电流与一参考电流，并且根据比较的结果产生一电流误差讯号；

一第二比例调节器，耦接该电流比较器，用以调节该电流误差讯号并据以产生一第二调节讯号；以及

一回路选择电路，耦接该第一与第二比例调节器，用以依据该第一与第二调节讯号其中之一产生一开关频率讯号，

其中，该电压比较器、该第一比例调节器以及该回路选择电路组成该电压控制回路，

其中，该电流比较器、该第二比例调节器以及该回路选择电路组成该电流控制回路。

3.如权利要求2所述的谐振电源转换装置，其中该回路选择电路包括：

一选择开关，耦接该第一与第二比例调节器，受控于一过流判断讯号而选择该第一与第二调节讯号其中之一作为一控制讯号，其中该过流判断讯号关联于该负载电流与该默认电流值的比较结果；以及

一压控振荡器，耦接该选择开关，接收该控制讯号并据以产生该开关频率讯号，其中该开关频率讯号的讯号频率关联于该开关频率。

4.如权利要求2所述的谐振电源转换装置，其中该回路选择电路包括：

一第一压控振荡器，耦接该第一比例调节器，接收该第一调节讯号并据以产生一第一频率讯号；以及

一第二压控振荡器，耦接该第二比例调节器，接收该第二调节讯号并据以产生一第二频率讯号，

其中，该回路选择电路依据一过流判断讯号而选择该第一与第二频率讯号其中之一作为该开关频率讯号，

其中，该过流判断讯号关联于该负载电流与该默认电流值的比较结果。

5.如权利要求2所述的谐振电源转换装置，其中该控制器更包括：

一第一限幅电路，耦接于该第一比例调节器与该回路选择电路之间，用以对该第一调节讯号进行限幅；以及

一第二限幅电路，耦接于该第二比例调节器与该回路选择电路之间，用以对该第二调节讯号进行限幅，其中该回路选择电路依据限幅后的该第一与第二调节讯号其中之一产生该开关频率讯号。

6.如权利要求2所述的谐振电源转换装置，其中该控制器更包括：

一脉宽调变产生器，耦接该回路选择电路，用以依据该开关频率讯号产生至少一脉宽调变讯号来控制该谐振变换器的开关切换。

7.如权利要求1所述的谐振电源转换装置，其中该以开关为基础的谐振变换器包括：

一桥式开关电路，受控于至少一脉宽调变讯号而导通或截止，其中该至少一脉宽调变讯号是由该控制器所产生；

一谐振及变压电路，耦接该桥式开关电路且具有至少一谐振电容，其中该至少一谐振电容反应于该桥式开关电路的切换而充放能；

一整流滤波电路，耦接该谐振及变压电路与该负载，用以对该谐振及变压电路的输出进行整流及滤波，并据以产生一负载电压；以及

一箝位电路，耦接该谐振及变压电路，用以箝制该谐振电容的跨压于一第一电压范围。

8.一种谐振电源转换装置的控制方法，该谐振电源转换装置包括一以开关为基础的谐振变换器以及一控制器，该控制方法包括：

控制该谐振变换器的开关切换，以使该谐振变换器进行电源转换以供电予一负载；

侦测流经该负载的一负载电流以及施加于该负载的一负载电压；以及

依据侦测的结果启用该控制器之一电压控制回路与一电流控制回路其中之一来调整该谐振变换器的一开关频率，其特征在于，其中依据侦测的结果启用该电压控制回路与该电流控制回路其中之一来调整该谐振变换器的该开关频率的步骤包括：

判断该负载电流是否大于等于一默认电流值；

若该负载电流小于该默认电流值，启用该电压控制回路，以依据该负载电压来调整该开关频率；以及

若该负载电流大于等于该默认电流值，启用该电流控制回路，以依据该负载电流来调整该开关频率，

当该电压控制回路被启用时，该控制器反应于该负载电压的增加而增加该开关频率，

当该电流控制回路被启用时，该控制器反应于该负载电流的增加而降低该开关频率。

9.如权利要求8所述的控制方法，其中依据该负载电压来调整该谐振变换器的该开关频率的步骤包括：

比较该负载电压与一参考电压，并且根据比较的结果产生一电压误差讯号；

调节该电压误差讯号并据以产生一第一调节讯号；以及

以该第一调节讯号作为一控制讯号，并且依据该控制讯号产生一开关频率讯号，其中该开关频率讯号的讯号频率关联于该开关频率。

10.如权利要求9所述的控制方法，其中依据该负载电流来调整该谐振变换器的该开关频率的步骤包括：

比较该负载电流与一参考电流，并且根据比较的结果产生一电流误差讯号；

调节该电流误差讯号并据以产生一第二调节讯号；以及

以该第二调节讯号作为一控制讯号，并且依据该控制讯号产生一开关频率讯号，其中该开关频率讯号的讯号频率关联于该开关频率。

11.如权利要求10所述的控制方法，其中依据该负载电压或该负载电流来调整该谐振变换器的该开关频率的步骤更包括：

依据该开关频率讯号产生至少一脉宽调变讯号；以及

利用该至少一脉宽调变讯号控制该谐振变换器的开关切换。