JP6848345B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、過電流保護が可能なスイッチング電源装置に関する。

スイッチング電源装置において、所望の電圧を得るために複数のコンバータを直列に接続する構成を取る場合がある。図９に、二段のコンバータを備えたスイッチング電源装置の構成例を示す。スイッチング電源装置１０１は、一次側回路２５と、二次側回路７０と、トランス６０を備え、入力端子ＩＮから入力した電力を変換して、出力端子ＯＵＴに出力する。一次側回路２５には、二段のコンバータ、すなわち前段の第一コンバータ１０と、後段の第二コンバータ１５を設ける。第二コンバータ１５は、いわゆるＬＬＣ直列共振コンバータであり、スイッチング回路３０と、直列共振回路５０を有する。

さて二次側回路７０や出力端子ＯＵＴ側で短絡が生じた場合、二次側回路７０が低抵抗となって大電流が流れる可能性がある。その場合、トランス６０で結合された一次側回路２５でも平滑コンデンサ２０に蓄積される電荷が一気に放出されて、スイッチング回路３０を構成するスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４に大電流が流れ、スイッチ素子を破損することがありうる。このような過電流による故障を回避するために、スイッチング電源装置１０１の制御部９０は、一次側回路２５中、第二コンバータ１５に電流検出回路４５を設けて、図１０に示すような処理をおこなっている。

図１０は、過電流保護のためのフローチャートである。カレント・トランス４０を含む電流検出回路４５で、第二コンバータ１５を流れる電流を検出し（ステップＴ１０）、平均電流を検出する（ステップＴ２０）。その後、ステップＴ３０に進み、平均電流が所定の閾値以上かどうかを制御部９０が判定する。平均電流が所定の閾値未満の場合（ＮＯの場合）、最初（ステップＴ１０）に戻る。一方、平均電流が所定の閾値以上の場合（ＹＥＳの場合）、制御部９０は、第一コンバータ１０のスイッチ素子を制御して第一コンバータ１０の出力電圧を下げる制御を行うことで、第二コンバータ１５に流れる電流値を下げる（ステップＴ４０）。また制御部９０は、第二コンバータ１５のスイッチ素子をＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御をしてスイッチング周波数を上げる制御をおこない、伝達効率を落として電流を抑制する（ステップＴ５０）。

特開２０１３−２４０１６８号公報 国際公開第２０１３／１１４７５８号

しかしながら、前段の第一コンバータにおけるスイッチ素子のスイッチング制御の応答性が悪く、前段出力電圧の低減制御まで時間が掛かってしまう場合があり、そのような場合には、後段の第二コンバータに過電流が過渡的に流れてしまうという課題があった。また第二コンバータが図９で示したようなＬＬＣ直列共振コンバータの場合、スイッチング周波数をＰＦＭ制御するための制御回路が複雑になる欠点があった。

本発明は、斯かる実情に鑑み、簡単な保護回路により、過電流保護が可能なスイッチング電源装置を提供しようとするものである。

（１）本発明は、直列接続される第一スイッチ素子及び第二スイッチ素子を少なくとも備える一次側回路と、出力端に接続される整流平滑回路を備える二次側回路と、前記一次側回路と前記二次側回路を結合するトランスと、前記一次側回路において、コンデンサと少なくとも一つのインダクタを備える直列回路と、前記コンデンサと前記インダクタのうち、少なくともいずれか一方にかかる電圧を、所定の電圧範囲内に制限する電圧クランプ回路とを有し、前記直列回路は、前記トランスの一次側巻き線へ直列に接続されることを特徴とするスイッチング電源装置を提供する。

上記（１）に記載する発明によれば、直列回路（この場合、直列共振回路）を有する一次側回路を備えたスイッチング電源装置で、短絡等の原因で一次側回路に過電流が流れる可能性がある場合に、直列共振回路が備えるコンデンサとインダクタのうち、少なくともいずれか一方にかかる電圧を、所定の電圧範囲内に制限することができるので、一次側回路中に流れる電流を抑制することができる優れた効果を奏する。

（２）本発明は、前記トランスの一次側巻き線の端末の一方は、前記第一スイッチ素子と前記第二スイッチ素子が接続された第一の接続点に接続され、前記トランスの一次側巻き線の端末の他方は、前記直列回路に接続されることを特徴とする上記（１）に記載のスイッチング電源装置を提供する。

上記（２）に記載する発明によれば、ハーフブリッジ回路を備えたＬＬＣ直列共振コンバータにおいて、直列共振回路の両端の少なくともいずれか一方の端点、または、共振用コンデンサと共振インダクタの間の接続点の電位を所定の電圧範囲内に制限することができるので、簡単な回路構成で過電流保護が可能なスイッチング電源を構築できるという著しく優れた効果を奏する。

（３）本発明は、前記第一スイッチと前記第二スイッチが接続された第一の接続点は、前記直列回路を介して、前記トランスの一次側巻き線の端末の一方と接続していることを特徴とする上記（１）に記載のスイッチング電源装置を提供する。

上記（３）に記載する発明によれば、いわゆるＬＬＣ直列共振コンバータにおいて、直列共振回路の両端の少なくともいずれか一方の端点、または、共振用コンデンサと共振インダクタの間の接続点の電位を所定の電圧範囲内に制限することができるので、簡単な回路構成で過電流保護が可能なスイッチング電源を構築できるという著しく優れた効果を奏する。

（４）本発明は、前記一次側回路は、前記第一スイッチ素子及び前記第二スイッチ素子を直列接続した第一レグと、第三スイッチ素子及び第四スイッチ素子を直列接続した第二レグを有するフルブリッジ回路を備え、前記第一レグにおける前記第一スイッチ素子と前記第二スイッチが接続された第一の接続点、又は、前記第二レグにおける前記第三スイッチ素子と前記第四スイッチ素子が接続された第二の接続点、のうちのいずれか一方が、前記直列回路を介して、前記トランスの一次側巻き線の端末の一方と接続していることを特徴とする上記（１）に記載のスイッチング電源装置を提供する。

上記（４）に記載する発明によれば、フルブリッジ回路を備えたＬＬＣ直列共振コンバータにおいて、直列共振回路の両端の少なくともいずれか一方の端点、または、共振用コンデンサと共振インダクタの間の接続点の電位を所定の電圧範囲内に制限することができるので、簡単な回路構成で過電流保護が可能なスイッチング電源を構築できるという著しく優れた効果を奏する。

（５）本発明は、前記所定の電圧範囲内とは、所定の第一電圧値以上、且つ、所定の第二電圧値以下であることを特徴とする上記（１）乃至（４）のうちのいずれかに記載のスイッチング電源装置を提供する。

上記（５）に記載する発明によれば、短絡等の原因で一次側回路に過電流が流れる可能性がある場合に、直列共振回路中のいずれかが備えるコンデンサとインダクタのうち、少なくともいずれか一方にかかる電圧を、所定の第一の電圧値以上、且つ、所定の第二電圧値以内に制限することができるので、一次側回路中に流れる電流を抑制することができるという優れた効果を奏する。

（６）本発明は、前記電圧クランプ回路は、前記コンデンサと並列に設けられ、前記コンデンサの両端の間にかかる電圧を、所定の変動幅に制限することを特徴とする上記（１）乃至（５）のうちのいずれかに記載のスイッチング電源装置を提供する。

上記（６）に記載する発明によれば、直列共振回路を有する一次側回路を備えたスイッチング電源装置で、短絡等の原因で一次側回路に過電流が流れる可能性がある場合に、直列共振回路中の共振用コンデンサの両端の間にかかる電圧を、所定の変動幅に制限することができるので、一次側回路中に流れる電流を抑制することができる優れた効果を奏する。

（７）本発明は、前記電圧クランプ回路は、少なくとも二つのツェナーダイオードからなり、前記二つのツェナーダイオードのアノード端子同士が接続されるか、又は、前記二つのツェナーダイオードのカソード端子同士が接続されることを特徴とする上記（６）に記載のスイッチング電源装置を提供する。

上記（７）に記載する発明によれば、直列共振回路中の共振用コンデンサの両端の間にかかる電圧をツェナーダイオードの降伏電圧で制限することができるので、簡単な回路で一次側回路中を流れる電流を抑制することができる極めて優れた効果を奏する。

（８）本発明、前記電圧クランプ回路が、前記コンデンサと前記インダクタが接続された接続点の電位が前記第一電圧値以上になった場合に、前記接続点を前記一次側回路の正極に短絡する第一電圧リミッタ回路と、前記接続点の電位が前記第二電圧値以下になった場合に、前記接続点を前記一次側回路の負極に短絡する第二電圧リミッタ回路とを備えることを特徴とした上記（１）乃至（５）のうちのいずれかに記載のスイッチング電源装置を提供する。

上記（８）に記載する発明によれば、直列共振回路中のコンデンサとインダクタが接続された接続点の電位を所定の電圧範囲内に制限することができるので、一次側回路中に流れる電流を抑制することができる優れた効果を奏する。

（９）本発明は、前記第一電圧リミッタ回路及び前記第二電圧リミッタ回路は、少なくとも一つのダイオードと、少なくとも一つのツェナーダイオードを備え、互いのカソード端子同士、または、互いのアノード端子同士が接続されていることを特徴とする上記（８）に記載のスイッチング電源装置を提供する。

上記（９）に記載する発明によれば、少数の受動素子を備える電圧リミッタ回路で、一次側回路中に流れる電流を抑制することができる優れた効果を奏する。

（１０）本発明は、前記インダクタが、チョークコイルであることを特徴とする上記（１）乃至（９）のうちのいずれかに記載のスイッチング電源装置を提供する。

上記（７）に記載する発明によれば、漏れインダクタンスを利用した共振用インダクタだけでコンバータを構成する場合よりも設計自由度の高いスイッチング電源装置を実現でき、前述の電圧クランプ回路による過電流保護も実現できるという効果を奏する。

（１１）本発明は、前記インダクタが、前記トランスの漏れインダクタンスを含むことを特徴とする上記（１）乃至（９）のうちのいずれかに記載のスイッチング電源装置を提供する。

上記（１１）に記載する発明によれば、直列共振回路によるソフトスイッチングが可能なコンバータを極めて少ない部品数で実現できるとともに、前述の電圧クランプ回路による過電流保護も実現できるという効果を奏する。

本発明によれば、直列共振回路を有する一次側回路を備えたスイッチング電源装置で、短絡等の原因で一次側回路に過電流が流れる可能性がある場合に、直列共振回路中のいずれかの接続点または端点のうち少なくとも一点を、所定の電圧範囲内に制限することができるので、一次側回路中に流れる電流を抑制することができる優れた効果を奏する。

本発明の第一実施形態に係るスイッチング電源装置の構成図である。 （Ａ）スイッチング電源装置を構成する第二コンバータが備えるスイッチ素子を駆動するパルスの、定常運転時のタイミングチャートである。（Ｂ）電流検出回路が、過電流を検知した場合のスイッチ素子駆動パルスのタイミングチャートである。 過電流保護を目的として、第二コンバータを構成するスイッチ素子を制御するための処理についてのフローチャートである。 本発明の第二実施形態に係るスイッチング電源装置の構成図である。 （Ａ）スイッチング回路としてフルブリッジを備えたＬＬＣコンバータで、共振用コンデンサの電圧をクランプする保護回路を設けた本発明の第三実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。（Ｂ）本発明の第四実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。 （Ａ）スイッチング回路としてハーフブリッジを備えたＬＬＣコンバータで、共振用コンデンサの電圧をクランプする保護回路を設けた本発明の第五実施形態に係るスッチング電源装置の回路図である。（Ｂ）本発明の第六実施形態に係るスッチング電源装置の回路図である。（Ｃ）本発明の第七実施形態に係るスッチング電源装置の回路図である。 （Ａ）スイッチング回路としてフルブリッジを備えたＬＬＣコンバータで、共振用インダクタの電圧をクランプする保護回路を設けた本発明の第八実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。（Ｂ）スイッチング回路としてハーフブリッジを備えたＬＬＣコンバータで、共振用インダクタの電圧をクランプする保護回路を設けた本発明の第九実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。 （Ａ）スイッチング回路としてハーフブリッジを備えたＬＬＣコンバータで、共振用インダクタの電圧をクランプする保護回路を設けた本発明の第十実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。（Ｂ）本発明の第十一実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。（Ｃ）スイッチング回路としてフルブリッジを備えたＬＬＣコンバータで、共振用インダクタの電圧をクランプする保護回路を設けた本発明の第十二実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。 過電流保護回路を備えた従来のスイッチング電源装置の構成図である。 従来のスイッチング電源装置における過電流保護処理のフローチャートである。

以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。

図１〜図８は発明を実施する形態の一例であって、図中、同一の符号を付した部分は同一物を表わす。

図１に、本発明の第一実施例に係るスイッチング電源装置の回路図を示す。スイッチング電源装置１は、二段のコンバータを有する一次側回路２５と、整流平滑回路を有する二次側回路７０と、一次側回路２５と二次側回路７０を結合するトランス６０を備える。二段のコンバータは、定常状態において、入力端子ＩＮから入力される入力電圧を、所定の前段出力電圧に変換して出力する。二段のコンバータは、上流側に位置する前段の第一コンバータ１０と、第一コンバータ１０から出力される前段出力電圧を、所定の後段出力電圧に変換する後段の第二コンバータ１５とを備える。第二コンバータ１５は、平滑コンデンサ２０と、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４を含むフルブリッジのスイッチング回路３０と、第二コンバータ１５とトランス６０を接続する回路を流れる電流の電流値を検出する電流検出回路４５を有する。電流検出回路４５は、カレント・トランス４０を備える。

スイッチング電源装置１は、電流検出回路４５で検出される電流値に基づいて第二コンバータのスイッチング回路３０に含まれるスイッチ素子を駆動する駆動パルスの導通幅を制御する制御部８０を更に備える。換言すると、制御部８０は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御可能となっている。

なお制御部８０は、電流検出回路４５で検出した電流値が、少なくとも所定の第一電流値以上である場合、前段の第一コンバータ１０のスイッチ素子を制御して、第一コンバータ１０から出力される電圧を前段基準出力電圧から下げる機能を同時に有する。

第二コンバータ１５は、ＬＬＣ直列共振コンバータであり、第一スイッチ素子Ｑ１、及び、第二スイッチ素子Ｑ２を直列接続する第一レグ３２と、第三スイッチ素子Ｑ３、及び、第四スイッチ素子Ｑ４を直列接続する第二レグ３４を、入力端子ＩＮの間に並列接続するフルブリッジ回路を有する。

なお、図１中において、各スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４にダイオードが、各スイッチ素子に対して逆接続されている。このダイオードは、スイッチ素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）自体の寄生ダイオードを表す。

第一レグにおける第一スイッチ素子Ｑ１、及び、第二スイッチ素子Ｑ２の接続点Ｈは、共振用インダクタ５２と共振用コンデンサ５４を備える直列共振回路５０を介して、トランス６０の一次側巻き線の端末の一方と接続される。第二レグにおける第三スイッチ素子Ｑ３、及び、第四スイッチ素子Ｑ４の接続点Ｉは、トランス６０の一次側巻き線の端末の他方と接続される。

保護回路Ｇは、直列共振回路５０の共振用コンデンサ５４に対して並列に接続される。すなわち共振用コンデンサ５４の両端の間にかかる電圧を、所定の変動幅に制限する電圧クランプ回路が、共振用コンデンサ５４と並列に備えられる。

保護回路Ｇは、少なくとも二つのツェナーダイオードを備え、カソードコモンで直列に接続される。このような構成の保護回路Ｇを設けると、共振用コンデンサ５４に印加される電圧がツェナーダイオード１００の降伏電圧でクランプされるため、直列共振回路５０を通して流れる電流は制限され、第二コンバータ１５において過電流保護の効果を奏する。なお、二つのツェナーダイオード１００は、カソードコモンで接続した形態を示したが、アノードコモンで直列に接続しても良い。

図１において、共振用コンデンサ５４の両端の接続点である、接続点Ｂ及び接続点Ｃのそれぞれの電位をＶ（Ｂ）、Ｖ（Ｃ）と定義する。ツェナーダイオード１００の降伏電圧をＶ（ＺＤ）とすると、共振用コンデンサ５４の両端の間にかかる電圧は、−Ｖ（ＺＤ）≦Ｖ（Ｂ）−Ｖ（Ｃ）≦Ｖ（ＺＤ）と制限される。すなわち第一電圧値を−Ｖ（ＺＤ）、第二電圧値をＶ（ＺＤ）とすると、コンデンサ５４にかかる電圧は、第一電圧値以上、且つ、第二電圧値以下に制限される。言い換えれば、共振用コンデンサ５４の両端間にかかる電圧の絶対値は、Ｖ（ＺＤ）を上限として制限されるため、回路中を流れる電流は制限され、スイッチ素子を過電流から保護することが可能になる。

保護回路Ｇは、後述する、制御部８０による第二コンバータのスイッチ素子駆動パルス幅制御との相乗効果により、過電流からの保護の効果をさらに奏する。

なお、本実施形態においてスイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成しているが、他のスイッチ素子、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成されてもよい。

また制御部８０は、スイッチ素子制御用の半導体やトランジスタ等を用いた回路で構成されることが望ましい。共振用インダクタ５２は、チョークコイルである。なおチョークコイルの代わりにトランス６０の漏れインダクタンスを共振用インダクタとして利用してもよい。

図２（Ａ）は、スイッチング電源装置１が有する第二コンバータ１５が備えるスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動するパルスの、定常運転時のタイミングチャートである。このパルス制御は制御部８０がおこなう。ここでは、Ｄｕｔｙ比が略５０％のパルスで駆動させる。すなわち、駆動パルスの周期をＴとしたとき、まず、第一スイッチ素子Ｑ１と第四スイッチ素子Ｑ４を、ＯＮ状態が第一導通幅ｔ１＝Ｔ／２の期間持続するように制御する。このとき貫通電流が生じないように、第二スイッチ素子Ｑ２と第三スイッチ素子Ｑ３は、ＯＦＦ状態に制御される。次に、第二スイッチ素子Ｑ２と第三スイッチ素子Ｑ３を、ＯＮ状態が第一導通幅ｔ１＝Ｔ／２の期間持続するように制御する。このとき貫通電流が生じないように、第一スイッチ素子Ｑ１と第四スイッチ素子Ｑ４は、ＯＦＦ状態に制御される。

さて、電流検出回路４５が過電流を検出したとき、第二コンバータ１５のスイッチ素子を駆動する駆動パルスのタイミングチャートを図２（Ｂ）に示す。定常運転状態において、制御部８０が、第二コンバータ１５のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動する駆動パルスの導通幅を第一導通幅と定義すると、制御部８０は、電流検出回路４５で検出した電流値が所定の第一電流値以上である場合に、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動する駆動パルスの導通幅を、第一導通幅よりも狭い第二導通幅に制御する。

すなわち本実施形態の場合、駆動パルスの導通幅を第一導通幅であるｔ１＝Ｔ／２から、第二導通幅であるｔ２＝Ｔ／４と、Ｄｕｔｙ比を略２５％に変更する。

なお一次側回路２５、又は、二次側回路７０において短絡が生じる場合に、電流検出回路４５が検出する電流値が、第一電流値を越えるように、この第一電流値は設定される。

一般にＬＬＣコンバータでは、負荷の変化に対してＰＷＭ制御で追従させることが困難であるため、ＰＦＭ制御をする。しかし過電流を検出したときに回路に流れる電流を抑制するという過電流からの保護が目的の場合、Ｄｕｔｙ比変更で十分である。このため、制御部８０は複雑なＰＦＭ制御回路ではなく、Ｄｕｔｙ比が可変になるようにスイッチ素子を駆動する簡便なＰＷＭ制御回路の構成でよい。

図３には、過電流保護を目的として、第二コンバータ１５を構成するスイッチ素子を制御するための処理についてのフローチャートを示す。電流検出回路４５は、第二コンバータ１５の回路内を流れる電流を検出する（ステップＳ１０）。そして制御部８０で平均電流を検出し（ステップＳ２０）、ステップ３０において平均電流が第一電流値以上であるかどうかを判定する。この第一電流値は、いわゆる過電流のみを検知する値に設定される。ここで、一次側回路２５、又は、二次側回路７０において短絡が生じる場合に、電流検出回路４５が検出する電流値は、第一電流値以上となる。第一電流値は、第二コンバータ１５のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４が故障しない電流値であることが望ましい。平均電流が第一電流値以上ならば（ＹＥＳの場合）、制御部８０は、第二コンバータ１５のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動するパルスの導通幅を、定常運転状態における第一導通幅ｔ１から、第二導通幅ｔ２に変更し（図２参照）、Ｄｕｔｙ比を略２５％まで下げ（ステップＳ４０）、最初に戻る（ステップＳ１０）。平均電流が第一電流値未満ならば（ＮＯの場合）、さらに平均電流が第二電流値以下かどうかを判定する（ステップＳ５０）。ここで第二電流値は、第一電流値よりも小さく設定される。第一電流値と第二電流値に差を設けることで、過電流時に、Ｄｕｔｙ比２５％とＤｕｔｙ比５０％のチャタリングを防止できる。

なお第二電流値は、スイッチング電源装置１が問題なく、Ｄｕｔｙ比略２５％で駆動されている場合に第二コンバータ１５の回路を流れる電流値に設定する。

平均電流が第二電流値以下のとき（ＹＥＳの場合）、制御部８０は、第二コンバータ１５のスイッチ素子の駆動パルス幅をＤｕｔｙ比が略５０％になるまで連続的に増大させていく。すなわち制御部８０は、導通幅を第二導通幅ｔ２から第一導通幅ｔ１まで連続的に増大させる（図２参照）。この過程でも電流検出回路４５は常に、第二コンバータ１５の回路内を流れる電流値をモニタしている（ステップＳ１０に戻る）。平均電流が第二電流値より大きいとき（ＮＯの場合）、ステップＳ１０に戻る。以上の処理により、後段の第二コンバータ１５を構成するスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４は、過電流から保護され、問題がなければ定常運転状態（Ｄｕｔｙ比略５０％）に復帰する。

本フローチャート（図３参照）には記載していないが、図３で示した処理と同時に制御部８０は、第二コンバータ１５の上流側にある前段のコンバータ１０のスイッチ素子を制御して、第一コンバータ１０から出力される電圧を前段基準出力電圧から下げる処理を行う。

具体的には、例えば第一電流値より小さな第三電流値を設定し、電流検出回路４５の検出する電流値が第三電流値以上になったならば、制御部８０が、コンバータ１０のパルス幅制御を行い、出力電圧をさげる制御を行う。この制御により後段の第二コンバータ１５に流れる電流を抑制することができ、さらに効果的に第二コンバータ１５を保護することが可能になるという顕著な効果を奏する。

なお上記の前段のコンバータ１０に対する処理は、他の実施形態、及び、他の変形実施例においても適用可能であることは言うまでもない。

図４は、本発明の第二実施形態に係るスイッチング電源装置１である。一次側回路２５は、単段のＬＬＣ電流共振コンバータであり、スイッチング回路３０としては、フルブリッジ回路を備える。フルブリッジ回路を構成するスイッチ素子は、第一実施形態の第二コンバータ１５と同様に、定常運転時、Ｄｕｔｙ比略５０％で駆動されている。

図１で示した多段のコンバータを備えた第一実施形態と同様に、一次側回路２５のコンバータのスイッチング回路３０を構成するスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のいずれかに過電流が流れると、電流検出回路４５で過電流を検出されて、制御部８０によりＤｕｔｙ比が略２５％に制御される。スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動パルスのタイミングチャート、及び、処理のフローチャートは、それぞれ図２、及び、図３と同様なので省略する。また、電流共振用コンデンサ５４の両端には、電圧クランプのための保護回路Ｇを設ける。

保護回路Ｇは、直列共振回路５０の共振用コンデンサ５４に対して並列に接続される。すなわち共振用コンデンサ５４の両端の間にかかる電圧を、所定の変動幅に制限する電圧クランプ回路が、共振用コンデンサ５４と並列に備えられる。

保護回路Ｇは、少なくとも二つのツェナーダイオード１００を備え、カソードコモンで直列に接続される。このような構成の保護回路Ｇを設けると、共振用コンデンサ５４の両端間にかかる電圧が、ツェナーダイオード１００の降伏電圧でクランプされるため、直列共振回路５０を通して流れる電流は制限され、第二コンバータ１５において過電流保護の効果を奏する。

図４において、共振用コンデンサ５４の両端の接続点である、接続点Ｂ及び接続点Ｃのそれぞれの電位をＶ（Ｂ）、Ｖ（Ｃ）と定義する。ツェナーダイオード１００の降伏電圧をＶ（ＺＤ）とすると、共振用コンデンサ５４の両端の間にかかる電圧は、−Ｖ（ＺＤ）≦Ｖ（Ｂ）−Ｖ（Ｃ）≦Ｖ（ＺＤ）と制限される。言い換えれば、共振用コンデンサ５４の両端間にかかる電圧の絶対値は、Ｖ（ＺＤ）を上限として制限されるため、回路中を流れる電流は制限され、スイッチ素子を過電流から保護することが可能になる。

以上の構成は、短絡に対する一次側回路２５のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の過電流保護として十分な効果を奏する。

図５〜図８においては、第一実施形態、及び第二実施形態の応用として、別の方法で回路内の接続点の電位をクランプし、過電流保護効果を奏する他の実施形態を示す。

図５〜図８に示す実施形態においては、いずれの一次側回路においても、トランスと直列接続されるコンデンサ、及び、少なくとも一つのインダクタを含む直列共振回路を備え、コンデンサとインダクタからなる直列回路の両端の二点、及び、コンデンサとインダクタとの間にある接続点のうち、少なくともいずれか一点の電位を、所定の第一電圧値以上、且つ、所定の第二電圧値以下に制限する電圧クランプ回路を備える。

具体的に図５（Ａ）の第三実施形態に係るスイッチング電源装置１は、スイッチング回路としてフルブリッジを備えたＬＬＣコンバータであり、電流共振用コンデンサ５４の端子の一端の電位をクランプする保護回路が設けられている。

スイッチング電源装置１では、共振用コンデンサ５４と共振用インダクタ５２を直列接続する接続点Ｂに、保護回路Ｅと保護回路Ｆが接続される。この場合それぞれの保護回路は、一つのダイオード１２０と、一つのツェナーダイオード１００を備え、互いのカソード端子同士が直列接続される。保護回路Ｅについては、ダイオードのアノード端子が接続点Ｂに接続され、ツェナーダイオードのアノード端子が入力端子ＩＮの正極側に接続される。保護回路Ｆについては、ツェナーダイオードのアノード端子が接続点Ｂに接続され、ダイオードのアノード端子が入力端子ＩＮの負極側に接続される。

まず一次側回路における入力端子ＩＮの正極の電位をＶ（Ａ）と定義し、負極の電位を０とする。また各接続点Ｂの電位をＶ（Ｂ）と表し、ツェナーダイオードの降伏電圧をＶ（ＺＤ）と示す。保護回路Ｅは電圧を制限する電圧リミッタ回路であり、接続点Ｂの電位Ｖ（Ｂ）が、Ｖ（Ｂ）＝Ｖ（Ａ）＋Ｖ（ＺＤ）となった場合に、接続点Ｂを一次側回路の正極に短絡し、Ｖ（Ｂ）は、Ｖ（Ｂ）≦Ｖ（Ａ）＋Ｖ（ＺＤ）となる（ダイオード１２０の降下電圧がＶ（ＺＤ）よりも十分小さいと仮定した）。また保護回路Ｆも同様に電圧リミッタ回路であり、接続点Ｂの電位Ｖ（Ｂ）が、Ｖ（Ｂ）＝−Ｖ（ＺＤ）になった場合に、接続点Ｂを一次側回路の負極に短絡する。すなわち、保護回路Ｅおよび保護回路Ｆを接続点Ｂに接続することで、接続点Ｂの電位Ｖ（Ｂ）を、−Ｖ（ＺＤ）≦Ｖ（Ｂ）≦Ｖ（Ａ）＋Ｖ（ＺＤ）の範囲内に制限する。すなわちこの場合、第一電圧値を−Ｖ（ＺＤ）とし、第二電圧値をＶ（Ａ）＋Ｖ（ＺＤ）とすると、接続点Ｂの電位Ｖ（Ｂ）は、負の値になる第一電圧値以上、且つ、正の値になる第二電圧値以下に制限される。保護回路Ｅは、一次側回路の正極に短絡する第一電圧リミッタ回路の実施形態であり、保護回路Ｆは、一次側回路の負極に短絡する第二電圧リミッタ回路の一実施形態である。

このように共振用コンデンサ５４の一端の電位をクランプすることで、共振用コンデンサ５４に係る電圧を制限し、回路内を流れる電流を抑制する。

図５（Ｂ）で示す第四実施形態に係るスイッチング電源装置１では、フルブリッジ回路において、第一レグ３２における第一スイッチ素子Ｑ１と第二スイッチ素子Ｑ２の接続点Ｈは、トランス６０の一次側巻き線の端末の一方に直列に接続される。そして第二レグ３４の第三スイッチ素子Ｑ３と第四スイッチ素子Ｑ４の接続点Ｉは、共振用コンデンサ５４とリーケージインダクタ１３０を備える直列共振回路５０を介して、トランス６０の一次側巻き線の端末の他方と接続される。この場合、図内のリーケージインダクタ１３０は、トランス６０の漏れインダクタンスであって、共振用インダクタとして利用される。

保護回路Ｅと保護回路Ｆは、それぞれ一つのダイオードと、一つのツェナーダイオードを備え、互いのカソード端子同士が直列接続される。保護回路Ｅについては、ダイオードのアノード端子が接続点Ｂに接続され、ツェナーダイオードのアノード端子が入力端子ＩＮの正極側に接続される。保護回路Ｆについては、ツェナーダイオードのアノード端子が接続点Ｂに接続され、ダイオードのアノード端子が入力端子ＩＮの負極側に接続される。保護回路Ｅと保護回路Ｆの作用、効果は図５（Ａ）と同様なので省略する。

図６（Ａ）で示す第五実施形態に係るスイッチング電源装置１は、スイッチング回路としてハーフブリッジを備えたＬＬＣコンバータである。スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２を直列接続する接続点Ｈは、トランス６０の一次側巻き線の端末の一方に接続される。リーケージインダクタ１３０と、共振用コンデンサ５４は直列に接続され、リーケージインダクタ１３０と共振用コンデンサ５４を接続する接続点Ｂに保護回路Ｅと保護回路Ｆが接続される。保護回路Ｅと保護回路Ｆは、図５（Ｂ）と同様の構成を有する電圧クランプ回路であり、共振用コンデンサ５４の一端の電位をクランプする。

図６（Ｂ）で示す第六実施形態に係るスイッチング電源装置１は、スイッチング回路としてハーフブリッジを備えたＬＬＣコンバータである。スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２を直列接続する接続点Ｈは、共振用コンデンサ５４、及び、リーケージインダクタ１３０を介してトランス６０の一次側巻き線の端末の一方に接続される。リーケージインダクタ１３０と、共振用コンデンサ５４は直列に接続され、リーケージインダクタ１３０と共振用コンデンサ５４を接続する接続点Ｂに保護回路Ｅと保護回路Ｆが接続される。保護回路Ｅと保護回路Ｆは、図５（Ｂ）と同様の構成を有する電圧クランプ回路であり、共振用コンデンサ５４の一端の電位をクランプする。

図６（Ｃ）で示す第七実施形態に係るスイッチング電源装置１は、スイッチング回路としてハーフブリッジを備えたＬＬＣコンバータである。スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２を直列接続する接続点Ｈは、共振用コンデンサ５４、及び、インダクタ５２を介してトランス６０の一次側巻き線の端末の一方に接続される。共振用コンデンサ５４と共振用インダクタ５２を接続する接続点Ｂに保護回路Ｅと保護回路Ｆが接続される。保護回路Ｅと保護回路Ｆは、図５（Ｂ）と同様の構成を有する電圧クランプ回路であり、共振用コンデンサ５４の一端の電位をクランプする。

図６（Ａ）〜図６（Ｃ）いずれの場合も、保護回路Ｅ、保護回路Ｆを設けることにより、接続点Ｂの電位Ｖ（Ｂ）を、−Ｖ（ＺＤ）≦Ｖ（Ｂ）≦Ｖ（Ａ）＋Ｖ（ＺＤ）の範囲内に制限する（ダイオード１２０の降下電圧がＶ（ＺＤ）よりも十分小さいと仮定した）。このように共振用コンデンサ５４の一端の電位をクランプすることで、共振用コンデンサ５４に係る電圧を制限し、回路内を流れる電流を抑制する効果を奏する。

なお、図６（Ａ）、図６（Ｂ）において、図内のリーケージインダクタ１３０は、トランス６０の漏れインダクタンスを共振用インダクタとして利用するものを表す。

図７（Ａ）で示す第八実施形態は、スイッチング回路としてフルブリッジを備えたＬＬＣコンバータである。第三スイッチ素子Ｑ３と第四スイッチ素子Ｑ４を接続する接続点Ｉは、トランス６０の一次側巻き線の端末の一方に接続され、第一スイッチ素子Ｑ１と第二スイッチ素子Ｑ２を接続するＨは、共振用インダクタ５２、共振用コンデンサ５４、リーケージインダクタ１３０を介してトランス６０の一次側巻き線の端末の他方に接続される。共振用インダクタ５２と共振用コンデンサ５４を直列接続する接続点Ｂに保護回路Ｅと保護回路Ｆが接続される。保護回路Ｅと保護回路Ｆは、図５（Ｂ）と同様の構成を有する電圧クランプ回路であり、共振用インダクタ５２の一端である接続点Ｂの電位をクランプする。

すなわち、保護回路Ｅ、保護回路Ｆを設けることにより、接続点Ｂの電位Ｖ（Ｂ）は、−Ｖ（ＺＤ）≦Ｖ（Ｂ）≦Ｖ（Ａ）＋Ｖ（ＺＤ）の範囲内に制限される（ダイオード１２０の降下電圧がＶ（ＺＤ）よりも十分小さいと仮定した）。これらの保護回路の接続が共振用コンデンサ５４ではなく、共振用インダクタ５２の一端の電位を制限するという点で上述の図５及び図６の場合と異なる。

すなわち共振用コンデンサ５４に係る電圧を制限するのではなく、共振用インダクタ５２と、共振用コンデンサ５４と、リーケージインダクタ１３０と、トランス６０の一次側巻き線による励磁インダクタの直列共振の共振モード自体に変化を与える。この構成により、一次側回路２５を流れる電流を抑制することができる。

具体的には、二次側回路７０の短絡等を原因として、平滑コンデンサから、一次側回路２５に大電流が流れようとしても、保護回路Ｅと保護回路Ｆによって、接続点Ｂの電位Ｖ（Ｂ）が、−Ｖ（ＺＤ）≦Ｖ（Ｂ）≦Ｖ（Ａ）＋Ｖ（ＺＤ）の範囲内に制限されるため、インダクタ５２は、磁場によるエネルギー蓄積を一定以上することがなくなる。つまり直列共振の共振周波数は、主に共振用コンデンサ５４とリーケージインダクタ１３０によって決まるようになり、共振周波数が上がる。言い換えれば、インダクタ５２が電圧源として動作するようになるため、インダクタ５２のインダクタンス成分が無くなり、共振が共振用コンデンサ５４とリーケージインダクタ１３０の共振周波数でおこなわれるようになるわけである。共振周波数が上がると、伝達効率が低下するので、一次側回路２５を流れる電流を抑制することができる。

図７（Ｂ）で示す第九実施形態に係るスイッチング電源装置１は、スイッチング回路としてハーフブリッジを備えたＬＬＣコンバータである。スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２を直列接続する接続点Ｈは、インダクタ５２、共振用コンデンサ５４、リーケージインダクタ１３０を介してトランス６０の一次側巻き線の端末の一方に接続される。共振用インダクタ５２と共振用コンデンサ５４を接続する接続点Ｂに、保護回路Ｅと保護回路Ｆが接続される。保護回路Ｅと保護回路Ｆは、図５（Ｂ）と同様の構成を有する電圧クランプ回路であり、共振用インダクタ５２の一端の電位をクランプする。

図８（Ａ）で示す第十実施形態に係るスイッチング電源装置１は、スイッチング回路としてハーフブリッジを備えたＬＬＣコンバータである。スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２を直列接続する接続点Ｈは、インダクタ５２、共振用コンデンサ５４、リーケージインダクタ１３０を介してトランス６０の一次側巻き線の端末の一方に接続される。共振用インダクタ５２と共振用コンデンサ５４を接続する接続点Ｂに、保護回路Ｅと保護回路Ｆが接続される。保護回路Ｅと保護回路Ｆは、図５（Ｂ）と同様の構成を有する電圧クランプ回路であり、共振用インダクタ５２の一端の電位をクランプする。

図８（Ｂ）で示す第十一実施形態に係るスイッチング電源装置１は、スイッチング回路としてハーフブリッジを備えたＬＬＣコンバータである。スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２を直列接続する接続点Ｈは、インダクタ５２、共振用コンデンサ５４、リーケージインダクタ１３０を介してトランス６０の一次側巻き線の端末の一方に接続される。共振用インダクタ５２と共振用コンデンサ５４を接続する接続点Ｂに、保護回路Ｅと保護回路Ｆが接続される。保護回路Ｅと保護回路Ｆは、図５（Ｂ）と同様の構成を有する電圧クランプ回路であり、共振用インダクタ５２の一端の電位をクランプする。

図７（Ｂ）、図８（Ａ）、図８（Ｂ）のいずれの場合においても、保護回路Ｅと保護回路Ｆが接続されることによって、接続点Ｂの電位Ｖ（Ｂ）は、−Ｖ（ＺＤ）≦Ｖ（Ｂ）≦Ｖ（Ａ）＋Ｖ（ＺＤ）の範囲内に制限される（ダイオード１２０の降下電圧がＶ（ＺＤ）よりも十分小さいと仮定した）。この構成により、図７（Ａ）と同様な理由で一次側回路２５を流れる電流を抑制することができる。

また図８（Ｃ）で示す第十二実施形態に係るスイッチング電源１は、スイッチング回路としてフルブリッジを備えたＬＬＣコンバータである。保護回路Ｇがインダクタ５２に対して並列に接続させて設けられる。保護回路Ｇは、少なくとも二つのツェナーダイオードを備え、カソードコモンで直列に接続される。このような構成の保護回路Ｇを設けると、インダクタ５２に印加される電圧がツェナーダイオード１００の降伏電圧でクランプされる。この場合も、インダクタ５２が電圧源として動作するようになるため、インダクタ５２はインダクタンスとしての性質を失い、共振が共振用コンデンサ５４とリーケージインダクタ１３０の共振周波数でおこなわれるようになる。共振周波数が上がると、伝達効率が低下するので、一次側回路２５を流れる電流を抑制することができる。

なお、二つのツェナーダイオード１００は、カソードコモンで接続した形態を示したが、アノードコモンで直列に接続しても良い。また図８（Ｃ）では、スイッチング回路としてフルブリッジを備えたＬＬＣコンバータを示したが、ハーフブリッジを備えていても良い。

なお図５〜図８で示した実施形態については、一次側回路２５にコンバータを一つ設ける態様について説明したが、図示したコンバータを後段のコンバータとして、その上流側に前段のコンバータを備えた多段のコンバータで一次側回路２５を構成しても良い。その場合、第一実施形態と同様に、制御部８０が電流検出回路４５で検出した電流値に基づいて、前段のコンバータのスイッチ素子を制御し、前段のコンバータの出力電圧を低減させる処理を行うことが望ましい。

尚、本発明のスイッチング電源装置は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。

１ スイッチング電源
１０ 第一コンバータ
１５ 第二コンバータ
２０ 平滑コンデンサ
２５ 一次側回路
３０ スイッチング回路
４０ カレント・トランス
４５ 電流検出回路
５０ 直列共振回路
５２ 共振用インダクタ
５４ 共振用コンデンサ
６０ トランス
７０ 二次側回路
８０ 制御部
９０ 制御部
１００ ツェナーダイオード
１２０ ダイオード
１３０ リーケージインダクタ
１４０ 寄生容量
ＩＮ 入力端子ＩＮ
ＯＵＴ 出力端子ＯＵＴ
Ｅ、Ｆ、Ｇ 保護回路
Ｑ１ 第一スイッチ素子
Ｑ２ 第二スイッチ素子
Ｑ３ 第三スイッチ素子
Ｑ４ 第四スイッチ素子

Claims (12)

1. 直列接続される第一スイッチ素子及び第二スイッチ素子を少なくとも備える一次側回路と、
   出力端に接続される整流平滑回路を備える二次側回路と、
   前記一次側回路と前記二次側回路を結合するトランスと、
   前記一次側回路において、コンデンサと少なくとも一つのインダクタを備える直列回路と、
   前記コンデンサと前記インダクタのうち、少なくともいずれか一方にかかる電圧を、所定の電圧範囲内に制限する電圧クランプ回路と
   を有し、
   前記直列回路は、前記トランスの一次側巻き線へ直列に接続されることで、前記一次側回路はＬＬＣ直列共振コンバータを構成しており、
   更に、前記一次側回路を流れる電流の電流値を検出する電流検出回路と、
   前記電流検出回路で検出される前記電流値に基づいて前記第一スイッチ素子及び前記第二スイッチ素子の駆動パルスの導通幅を制御する制御部と、を備え、
   定常運転状態において前記制御部が前記第一スイッチ素子及び前記第二スイッチ素子を駆動する駆動パルスの導通幅を第一導通幅と定義すると、
   前記制御部は、前記電流検出回路で検出した電流値が過電流を意味する第一判定電流値以上となる場合に、前記第一スイッチ素子及び前記第二スイッチ素子を駆動する駆動パルスの導通幅を、前記第一導通幅よりも狭い第二導通幅に切り替える
   ことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記トランスの一次側巻き線の端末の一方は、前記第一スイッチ素子と前記第二スイッチ素子が接続された第一の接続点に接続され、前記トランスの一次側巻き線の端末の他方は、前記直列回路に接続されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記第一スイッチ素子と前記第二スイッチ素子が接続された第一の接続点は、前記直列回路を介して、前記トランスの一次側巻き線の端末の一方と接続していることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記一次側回路は、前記第一スイッチ素子及び前記第二スイッチ素子を直列接続した第一レグと、第三スイッチ素子及び第四スイッチ素子を直列接続した第二レグを有するフルブリッジ回路を備え、
   前記第一レグにおける前記第一スイッチ素子と前記第二スイッチ素子が接続された第一の接続点、又は、前記第二レグにおける前記第三スイッチ素子と前記第四スイッチ素子が接続された第二の接続点、のうちのいずれか一方が、前記直列回路を介して、前記トランスの一次側巻き線の端末の一方と接続していることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記所定の電圧範囲内とは、所定の第一電圧値以上、
   且つ、
   所定の第二電圧値以下であることを特徴とする請求項１から請求項４のうちのいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記電圧クランプ回路は、前記コンデンサと並列に設けられ、前記コンデンサの両端の間にかかる電圧を、所定の変動幅に制限することを特徴とする請求項１から請求項５のうちのいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記電圧クランプ回路は、少なくとも二つのツェナーダイオードからなり、前記二つのツェナーダイオードのアノード端子同士が接続されるか、又は、前記二つのツェナーダイオードのカソード端子同士が接続されることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源装置。
8. 前記電圧クランプ回路は、
   前記コンデンサと前記インダクタが接続された接続点の電位が前記第二電圧値以上になった場合に、前記接続点を前記一次側回路の正極に短絡する第一電圧リミッタ回路と、
   前記接続点の電位が前記第一電圧値以下になった場合に、前記接続点を前記一次側回路の負極に短絡する第二電圧リミッタ回路と、
   を備えることを特徴とした請求項５に記載のスイッチング電源装置。
9. 前記第一電圧リミッタ回路及び前記第二電圧リミッタ回路は、少なくとも一つのダイオードと、少なくとも一つのツェナーダイオードを備え、互いのカソード端子同士、または、互いのアノード端子同士が接続されていることを特徴とする請求項８に記載のスイッチング電源装置。
10. 前記インダクタは、チョークコイルであることを特徴とする請求項１から請求項９のうちのいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
11. 前記インダクタは、前記トランスの漏れインダクタンスを含むことを特徴とする請求項１から請求項９のうちのいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
12. 前記ＬＬＣ直列共振コンバータの上流側には、さらに前段のコンバータが少なくとも一つ備えられ、
    前記制御部は、前記電流検出回路で検出した電流値が、前記第一判定電流値よりも小さい第三判定電流値以上である場合、前記前段のコンバータのスイッチ素子を制御して、前記前段のコンバータから出力される電圧を下げることを特徴とする請求項１から請求項１１のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。

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