JP6683950B2

JP6683950B2 - 電圧駆動型半導体スイッチング素子の駆動電源装置及びその制御方法

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Publication number: JP6683950B2
Application number: JP2016105968A
Authority: JP
Inventors: 晃裕日野
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
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Filing date: 2016-05-27
Publication date: 2020-04-22
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Description

この発明は、電圧駆動型半導体スイッチング素子に駆動電源を供給する駆動電源装置及びその制御方法に関し、特に、駆動電源装置の高効率化、小型化を図るための技術に関するものである。

複数の電圧駆動型半導体スイッチング素子からなるインバータ等の電力変換器において、絶縁耐圧を確保するためにスイッチング素子の駆動電源を専用電源から変圧器等を介して供給する場合がある。
しかし、変圧器等を使用すると装置全体の大型化を招くため、例えば特許文献１に記載されているように、変圧器等の絶縁手段を用いずに、主回路から非絶縁でスイッチング素子に駆動電源を供給するようにした駆動電源装置が知られている。

図９（ａ）は、上記従来技術に記載された、主回路のスイッチング素子に対する駆動電源装置を示している。この駆動電源装置は、図９（ｂ）に示すごとく、インバータ（２レベルインバータ）の主回路一相分の上下アームにそれぞれ接続されたｎ個のスイッチング素子１Ａに対して個別に設けられている。なお、図９（ｂ）において、Ｅ_ｄｃはインバータの主回路に設けられた直流電源である（その電圧値もＥ_ｄｃにて示す）。

図９（ａ）において、電圧駆動型のスイッチング素子１Ａには、還流ダイオード２が逆並列に接続されている。スイッチング素子１Ａとしては、図示するＩＧＢＴのほか、ＭＯＳＦＥＴが使用される場合もある。

スイッチング素子１ＡのコレクタＣ−エミッタＥ間には、抵抗３，４と逆流阻止用ダイオード５とコンデンサ６との直列回路が接続されている。また、コンデンサ６の端子電圧Ｖ_ｃを異なる大きさの直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ７と、このコンバータ７から直流電力が供給されるゲート駆動回路８とが設けられ、コンデンサ６には、その端子電圧Ｖ_ｃの過電圧状態を検出する過電圧検出器９が並列に接続されている。
ゲート駆動回路８は、外部から入力される光信号としてのオン・オフ信号によって動作し、その出力側はスイッチング素子１Ａのゲート及びエミッタに接続されている。

更に、抵抗４には、スイッチ１０が並列に接続されている。このスイッチ１０は、過電圧検出器９によって開閉が制御されるものであり、過電圧状態でない通常時にはオン状態となって抵抗４を短絡している。

上記構成において、ＤＣ／ＤＣコンバータ７の起動前にコンデンサ６を初期充電する場合、スイッチ１０がオン状態であるため、主回路の直流中間電圧Ｅ_ｄｃにより、抵抗３、スイッチ１０、ダイオード５を介してコンデンサ６に電流が流れる。
コンデンサ６の電圧が確立すると、コンデンサ６の電荷は、コンバータ７においてゲート駆動動作に必要な電流、電圧に変換され、ゲート駆動回路８によりスイッチング素子１Ａの駆動が開始される。

ここで、抵抗３の抵抗値は、インバータが停止しているとき（いわゆるパルスオフ時）のスイッチング素子１ＡのコレクタＣ−エミッタＥ間電圧：Ｖ_ＣＥ＝直流中間電圧Ｅ_ｄｃ／（インバータの１アーム当たりのスイッチング素子１Ａの直列数ｎ×２）のもとで、ゲート駆動回路８に必要な電力を供給可能な値に選ぶ必要がある。

インバータの動作中（いわゆるパルスオン時）において、コンデンサ６の端子電圧Ｖ_ｃの値が予め設定した上限値Ｖ_ｃ１以上となってコンデンサ６が過電圧状態となり、コンデンサ６への給電を停止する必要が生じた場合には、過電圧検出器９の出力信号によりスイッチ１０をオフさせる。これにより、抵抗４が電源回路に投入されるので、電源回路の抵抗値は抵抗３，４の抵抗値の合計値に増加する。
この時、抵抗４の抵抗値を、抵抗４の投入によりコンデンサ６の端子電圧Ｖ_ｃが前述の上限値Ｖ_ｃ１より低くなるように選定することにより、コンデンサ６への給電が停止される。また、抵抗４とコンデンサ６との間には逆流阻止用ダイオード５が接続されているため、コンデンサ６に蓄積された電荷の逆流が阻止される。

更に、パルスオン時において、コンデンサ６の端子電圧Ｖ_ｃが低下して予め設定した下限値Ｖ_ｃ２以下になり、コンデンサ６への給電を再び開始する場合には、過電圧検出器９の動作によりスイッチ１０をオン状態にする。これにより、抵抗４が短絡されて電源回路の抵抗値が減少し、抵抗３、スイッチ１０、ダイオード５を介してコンデンサ６に電流が流れ始める。
これらの制御により、コンデンサ６の電圧Ｖ_ｃは、リプル電圧（Ｖ_ｃ１−Ｖ_ｃ２）を含んだ直流電圧となる。

また、パルスオフ時（スイッチ１０のオン時）に抵抗３、スイッチ１０、ダイオード５を介してコンデンサ６に流れる電流Ｉ_ｏｆｆは、数式１によって表される。なお、ダイオード５の順方向電圧降下は無視している（以下、同じ）。
［数式１］
Ｉ_ｏｆｆ＝｛Ｅ_ｄｃ／(スイッチング素子１Ａの直列数ｎ×２)−Ｖ_ｃ｝／Ｒ_０３
なお、数式１において、Ｒ_０３は抵抗３の抵抗値を示す。

一方、パルスオン時（スイッチ１０のオフ時）に抵抗３，４を介してコンデンサ６に流れる電流Ｉ_ｏｎは、数式２のようになる。
［数式２］
Ｉ_ｏｎ＝｛Ｅ_ｄｃ／(スイッチング素子１Ａの直列数ｎ)−Ｖ_ｃ｝／（Ｒ_０３＋Ｒ_０４）×Ｄｕｔｙ
なお、Ｒ_０４は抵抗４の抵抗値、Ｄｕｔｙはスイッチング素子１Ａのスイッチング周期をパルス周期により除算した値（デューティ比）である。

ここで、仮に、Ｅ_ｄｃ／(スイッチング素子１Ａの直列数ｎ）≫Ｖ_ｃとした場合、Ｒ_０３＝Ｒ_０４とすれば、数式２の電流Ｉ_ｏｎは数式１の電流Ｉ_ｏｆｆと等しくなる。
よって、パルスオン時のスイッチング素子１Ａの両端電圧Ｖ_ＣＥがパルスオフ時に対して倍増したとしても、抵抗３に必要とされる電力容量は同じである。

特開２００６−１９７７６３号公報（段落［００３２］〜［００４１］、図１等）

しかしながら、図９に示した回路では次のような問題がある。
コンデンサ６に流れる電流が最大値となる条件は、パルスオン時にコンデンサ６の端子電圧Ｖ_ｃが低下したことを過電圧検出器９が検出し、スイッチ１０をオンさせることである。このとき、コンデンサ６に流れる電流Ｉ_ｍａｘは、数式３のようになる。
［数式３］
Ｉ_ｍａｘ＝｛Ｅ_ｄｃ／(スイッチング素子１Ａの直列数ｎ)−Ｖ_ｃ｝／Ｒ_０３

ここで、仮に、Ｅ_ｄｃ／（スイッチング素子１Ａの直列数ｎ）≫Ｖ_ｃとした場合、パルスオン時に抵抗３を介してコンデンサ６に流れる電流Ｉ_ｍａｘは、パルスオフ時に流れる電流Ｉ_ｏｆｆの２倍になるため、抵抗３に必要とされる最大消費電力容量やパルス耐量はパルスオフ時の４倍になる。従って、抵抗３における損失が増加すると共に定格値の大きい素子が必要になり、装置全体の高効率化、小型化に対する障害となっていた。

そこで、本発明の解決課題は、電源回路の抵抗に流れる電流の最大値を抑制し、抵抗の最大消費電力容量を低減して装置の高効率化、小型化を可能にした電圧駆動型半導体スイッチング素子の駆動電源装置及びその制御方法を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る駆動電源装置は、電力変換器の主回路を構成する電圧駆動型半導体スイッチング素子の駆動電源を、前記主回路の直流電源から非絶縁にて供給するための駆動電源装置において、
前記スイッチング素子の両端に、第１の抵抗と第２の抵抗と逆流阻止用ダイオードとコンデンサとが直列に接続され、かつ、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗との接続点と前記スイッチング素子の負電位側端子との間に、第１のスイッチと第２のスイッチとが直列に接続され、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの接続点と、前記第２の抵抗と前記逆流阻止用ダイオードとの接続点との間に、第３の抵抗が接続されると共に、
前記直流電源により充電された前記コンデンサの電圧を用いて前記スイッチング素子の駆動信号を生成する駆動回路と、前記コンデンサの過電圧状態を検出する過電圧検出器とを備え、
前記過電圧検出器の出力信号により、前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチを開閉制御可能であることを特徴とする。

請求項２に係る駆動電源装置は、請求項１に記載した駆動電源装置であって、前記主回路の直流電源電圧を前記スイッチング素子の１アーム当たりの直列接続数により除算した値が前記コンデンサの端子電圧よりも十分に大きい場合において、
前記電力変換器の動作時に前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチをオフした状態で前記第１の抵抗を流れる電流の最大値が、前記電力変換器の停止時に前記第１のスイッチをオンし、かつ前記第２のスイッチをオフした時に前記第１の抵抗を流れる電流値と等しくなるように、前記第１の抵抗〜前記第３の抵抗の抵抗値がそれぞれ設定されていることを特徴とする。

請求項３に係る制御方法は、請求項１または請求項２のいずれかに記載した駆動電源装置の制御方法であって、
前記駆動回路が起動するまでは、前記第２の抵抗と前記第３の抵抗とが並列に接続されるように前記過電圧検出器により前記第１のスイッチを制御し、前記コンデンサの端子電圧が予め設定された所定値以上になった時には前記第２の抵抗と前記第３の抵抗とが直列に接続されるように、前記過電圧検出器により前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチを制御することを特徴とする。

請求項４に係る駆動電源装置は、電力変換器の主回路を構成する電圧駆動型半導体スイッチング素子の駆動電源を、前記主回路の直流電源から非絶縁にて供給するための駆動電源装置において、
前記スイッチング素子の両端に、第１の抵抗と第２の抵抗と逆流阻止用ダイオードとコンデンサとが直列に接続され、かつ、前記第２の抵抗に並列に第１のスイッチが接続され、前記第２の抵抗と前記逆流阻止用ダイオードとの接続点と前記スイッチング素子の負電位側端子との間に、第３の抵抗と第２のスイッチとが直列に接続されると共に、
前記直流電源により充電された前記コンデンサの電圧を用いて前記スイッチング素子の駆動信号を生成する駆動回路と、前記コンデンサの過電圧状態を検出する過電圧検出器とを備え、
前記過電圧検出器の出力信号により、前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチを開閉制御可能であることを特徴とする。

請求項５に係る駆動電源装置は、請求項４に記載した駆動電源装置であって、
前記主回路の直流電源電圧を前記スイッチング素子の１アーム当たりの直列接続数により除算した値が前記コンデンサの端子電圧よりも十分に大きい場合において、
前記電力変換器の動作時に前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチをオフした状態で前記第１の抵抗を流れる電流の最大値が、前記電力変換器の停止時に前記第１のスイッチをオンし、かつ前記第２のスイッチをオフした時に前記第１の抵抗を流れる電流値と等しくなるように、前記第１の抵抗及び前記第２の抵抗の抵抗値がそれぞれ設定されていることを特徴とする。

請求項６に係る制御方法は、請求項４または請求項５の何れかに記載した駆動電源装置の制御方法であって、
前記駆動回路が起動するまでは、前記第２の抵抗を短絡するように前記第１のスイッチを制御し、前記コンデンサの端子電圧が予め設定された所定値以上になった時には、前記第２の抵抗及び前記第３の抵抗が回路に投入されるように前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチを制御することを特徴とする。

本発明によれば、電力変換器の動作時及び停止時（パルスオン時及びパルスオフ時）における電源回路の合成抵抗値を第１、第２のスイッチのオン・オフにより調整して電源回路の抵抗に流れる電流の最大値を抑制し、抵抗の最大消費電力容量を低減して装置の高効率化、小型化を図ることができる。

本発明の第１実施形態を示す回路構成図である。本発明の第２実施形態を示す回路構成図である。図１のコンデンサの初期充電時（パルスオフ時）の電流経路を示す図である。図１のコンデンサへの給電停止時（パルスオン時）の電流経路を示す図である。図１のコンデンサへの給電時（パルスオン時）の電流経路を示す図である。図２のコンデンサの初期充電時（パルスオフ時）の電流経路を示す図である。図２のコンデンサへの給電停止時（パルスオン時）の電流経路を示す図である。図２のコンデンサへの給電時（パルスオン時）の電流経路を示す図である。従来技術を示す回路構成図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は、本発明の第1実施形態を示す回路構成図であり、図９と同様に、インバータの主回路一相分の上下アームにそれぞれ直列接続されたｎ個の電圧駆動型半導体スイッチング素子１に対する駆動電源装置を示している。
本実施形態では、スイッチング素子１としてＭＯＳＦＥＴを用いた例を示しているが、図９のようにＩＧＢＴを用いる場合にも本発明は適用可能である。

図１において、スイッチング素子１は、逆並列に接続された還流ダイオード（寄生ダイオード）２を備えている。
このスイッチング素子１のドレインＤ−ソースＳ間には、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２と逆流阻止用ダイオード５とコンデンサ６とが直列に接続されている。また、図９と同様に、コンデンサ６の端子電圧Ｖ_ｃを異なる大きさの直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ７と、このコンバータ７から直流電力が供給されるゲート駆動回路８とが設けられ、コンデンサ６には、その端子電圧Ｖ_ｃの過電圧状態を検出する過電圧検出器９が並列に接続されている。
なお、ゲート駆動回路８は外部から入力される光信号としてのオン・オフ信号により動作し、その出力側はスイッチング素子１のゲートＧ及びソースＳに接続されている。

抵抗１１，１２同士の接続点とスイッチング素子１のソースＳとの間には、第１のスイッチ１３と第２のスイッチ１４とが直列に接続され、スイッチ１３，１４同士の接続点とダイオード５のアノードとの間には第３の抵抗１５が接続されている。
上記のスイッチ１３，１４は、過電圧検出器９の出力信号によって開閉が制御される半導体スイッチ等からなり、過電圧が検出されていない通常時には、第１のスイッチ１３はオン状態、第２のスイッチ１４はオフ状態となっている。

以下、この第１実施形態の動作を、図３〜図５を参照しつつ説明する。
図３は、インバータの停止中であってコンデンサ６の初期充電時（パルスオフ時）における電流経路（破線）ａを示している。図３において、第１のスイッチ１３がオン状態であるため、抵抗１１と、抵抗１２，１５の並列回路と、ダイオード５とを介してコンデンサ６に電流が流れ、電荷が蓄積される。
コンデンサ６の電圧が確立すると、コンデンサ６の電荷は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７においてゲート駆動動作に必要な電流、電圧に変換され、ゲート駆動回路８によるスイッチング素子１のゲート駆動が開始される。

よって、抵抗１１，１２，１５の抵抗値は、パルスオフ時のスイッチング素子１のドレインＤ−ソースＳ間電圧：Ｖ_ＤＳ＝直流中間電圧Ｅ_ｄｃ／（インバータの１アーム当たりのスイッチング素子１の直列数ｎ×２）のもとで、ゲート駆動回路８に必要な電力を供給可能な値に選ぶ必要がある。

次に、図４は、コンデンサ６への給電停止時（パルスオン時）における電流経路（一点鎖線）ｂ_１，ｂ_２を示している。
コンデンサ６の端子電圧Ｖ_ｃが予め設定された所定値以上になった時には、図４に示すように、過電圧検出器９の出力信号によって第１のスイッチ１３をオフし、第２のスイッチ１４をオンすることにより、スイッチング素子１のドレインＤ−ソースＳ間には抵抗１１，１２，１５が直列に接続され、抵抗１５による分圧値がダイオード５を介してコンデンサ６に印加される。

このため、抵抗１５の抵抗値を、コンデンサ６の端子電圧Ｖ_ｃが前述した上限値Ｖ_ｃ１を超えないように選定すれば、コンデンサ６への給電を停止することができる。また、逆流阻止用ダイオード５を備えることにより、コンデンサ６に蓄積された電荷の逆流は阻止される。

また、図５は、コンデンサ６への給電時（パルスオン時）における電流経路（二点鎖線）ｃを示している。
図５に示すように、過電圧検出器９の出力信号によって第２のスイッチ１４をオフさせる（第１のスイッチ１３はオフ状態を維持する）ことで、抵抗１５が電源回路から除去され、抵抗１１，１２とダイオード５とを介してコンデンサ６への給電が開始される。

以上の動作から、初期充電する場合のパルスオフ時に、抵抗１１と抵抗１２，１５の並列回路とダイオード５とを介してコンデンサ６に供給される電流Ｉ_ｏｆｆは、図３に基づいて数式４のようになる。
［数式４］
Ｉ_ｏｆｆ＝｛Ｅ_ｄｃ／(スイッチング素子１の直列数ｎ×２)−Ｖ_ｃ｝／｛Ｒ_１１＋Ｒ_１２Ｒ_１５／（Ｒ_１２＋Ｒ_１５）｝
なお、Ｒ_１１は抵抗１１の抵抗値、Ｒ_１２は抵抗１２の抵抗値、Ｒ_１５は抵抗１５の抵抗値を示す。

次に、コンデンサ６に流れる電流の最大値Ｉ_ｍａｘは、パルスオン時においてスイッチ１３，１４が何れもオフの時に生じるので、図５より、数式５のようになる。
［数式５］
Ｉ_ｍａｘ＝｛Ｅ_ｄｃ／（スイッチング素子１の直列数ｎ）−Ｖ_ｃ｝／（Ｒ_１１＋Ｒ_１２）

ここで、仮に、Ｅ_ｄｃ／（スイッチング素子１の直列数ｎ）≫Ｖ_ｃとした場合、Ｒ_１２＝２×Ｒ_１１＝３×Ｒ_１５とすると、パルスオン時に抵抗１１を流れる電流の最大値Ｉ_ｍａｘは、パルスオフ時に流れる電流Ｉ_ｏｆｆと等しくなり、また、パルスオフ時にコンデンサ６を流れる電流が図９（ａ）に示した従来技術のそれと同等である場合（２×Ｒ_０３＝３×Ｒ_１１）、数式３に示した従来のＩ_ｍａｘに対して１／２になることが判る。
このため、パルスオン時に抵抗により消費される最大電力を大幅に低減することができ、損失の低減や抵抗の小型化を図ることができる。

次に、図２は本発明の第２実施形態を示す回路構成図である。なお、図１の第１実施形態と同一の機能を有する部位には同一の符号を付してあり、以下では第１実施形態と異なる部分を中心に説明する。

この第２実施形態では、図１における第１，第２の抵抗１１，１２に代えて第１，第２の抵抗１６，１７が設けられ、第２の抵抗１７には第１のスイッチ１８が並列に接続されている。また、第２の抵抗１７とダイオード５との接続点とスイッチング素子１のソースＳとの間には、第３の抵抗１９と第２のスイッチ２０とが直列に接続されている。
上記のスイッチ１８，２０は、過電圧検出器９の出力信号によってそれぞれ開閉が制御される半導体スイッチ等からなり、過電圧が検出されていない通常時には、第１のスイッチ１８はオン状態、第２のスイッチ２０はオフ状態となっている。

次に、この第２実施形態の動作を、図６〜図８を参照しつつ説明する。
図６は、コンデンサ６の初期充電時（パルスオフ時）における電流経路（破線）ｄを示している。初期充電時には、第１のスイッチ１８がオン状態であるため、抵抗１６、スイッチ１８、ダイオード５を介してコンデンサ６に電流が流れ、電荷が蓄積される。
コンデンサ６の電圧が確立すると、コンデンサ６の電荷は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７においてゲート駆動動作に必要な電流、電圧に変換され、ゲート駆動回路８によりスイッチング素子１のゲート駆動が開始される。

よって、抵抗１６の抵抗値は、パルスオフ時のスイッチング素子１のドレインＤ−ソースＳ間電圧：Ｖ_ＤＳ＝直流中間電圧Ｅ_ｄｃ／（スイッチング素子１の直列数ｎ×２）のもとで、ゲート駆動回路８に必要な電力を供給可能な値に選ぶ必要がある。

次いで、図７は、コンデンサ６への給電停止時（パルスオン時）における電流経路（一点鎖線）ｅ_１，ｅ_２を示している。
コンデンサ６の端子電圧Ｖ_ｃが予め設定された所定値以上になった時には、図７に示すように、過電圧検出器９の出力信号により第１のスイッチ１８をオフ状態とし、第２のスイッチ２０をオン状態にすることにより、電源回路の構成は実質的に前述した図４と同様になり、スイッチング素子１のドレインＤ−ソースＳ間には抵抗１６，１７，１９が直列に接続されることになる。

これにより、抵抗１９による分圧値がダイオード５を介してコンデンサ６に印加される。
従って、抵抗１９の抵抗値を、コンデンサ６の端子電圧Ｖ_ｃが前述した上限値Ｖ_ｃ１を超えないように選定することにより、コンデンサ６への給電を停止することができる。また、コンデンサ６に蓄積された電荷の逆流は、逆流阻止用ダイオード５によって阻止される。

更に、図８は、コンデンサ６への給電時（パルスオン時）における電流経路（二点鎖線）ｆを示している。
図８に示すように、過電圧検出器９の出力信号によって第２のスイッチ２０をオフさせる（第１のスイッチ１８はオフ状態を維持する）ことで、電源回路から抵抗１９が除去され、抵抗１６，１７とダイオード５とを介してコンデンサ６への給電が開始される。

以上の動作から、初期充電する場合のパルスオフ時に、抵抗１６、第１のスイッチ１８、ダイオード５を介してコンデンサ６に流れる電流Ｉ_ｏｆｆは、図６より、数式６によって表すことができる。
［数式６］
Ｉ_ｏｆｆ＝｛Ｅ_ｄｃ／（スイッチング素子１の直列数ｎ×２）−Ｖ_ｃ｝／Ｒ_１６
なお、Ｒ_１６は抵抗１６の抵抗値を示す。

また、コンデンサ６に流れる電流の最大値Ｉ_ｍａｘは、パルスオン時において第１のスイッチ１８及び第２のスイッチ２０が何れもオフ状態である時に生じるので、図８より、数式７のようになる。
［数式７］
Ｉ_ｍａｘ＝｛Ｅ_ｄｃ／(スイッチング素子１の直列数ｎ)−Ｖ_ｃ｝／（Ｒ_１６＋Ｒ_１７）
なお、Ｒ_１７は抵抗１７の抵抗値を示す。

ここで、仮に、Ｅ_ｄｃ／(スイッチング素子１の直列数ｎ)≫Ｖ_ｃとした場合、Ｒ_１６＝Ｒ_１７とすると、数式７の電流Ｉ_ｍａｘは数式６の電流Ｉ_ｏｆｆと等しくなり、また、パルスオフ時にコンデンサ６に流れる電流Ｉ_ｏｆｆが図９（ａ）に示した従来技術のそれと同等である場合（Ｒ_０３＝Ｒ_１６）、従来技術のＩ_ｍａｘ（数式３）に対して１／２になることが判る。
従って、この第２実施形態においても、パルスオン時に抵抗により消費される最大電力を大幅に低減することができ、損失の低減や抵抗の小型化を図ることができる。

なお、第１実施形態、第２実施形態では、本発明に係る駆動電源装置を直流中間電圧がＥ_ｄｃである２レベルインバータに適用する場合について説明したが、本発明はマルチレベルインバータにも適用可能である。

本発明は、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等、各種の電圧駆動型半導体スイッチング素子の駆動電源装置として利用することができる。また、これらのスイッチング素子及び駆動電源装置を備えた電力変換器は、インバータに限らず、コンバータやチョッパ等であっても良い。

１：電圧駆動型半導体スイッチング素子
２：還流ダイオード
５：逆流阻止用ダイオード
６：コンデンサ
７：ＤＣ／ＤＣコンバータ
８：ゲート駆動回路
９：過電圧検出器
１１，１２，１５，１６，１７，１９：抵抗
１３，１４，１８，２０：スイッチ

Claims

電力変換器の主回路を構成する電圧駆動型半導体スイッチング素子の駆動電源を、前記主回路の直流電源から非絶縁にて供給するための駆動電源装置において、
前記スイッチング素子の両端に、第１の抵抗と第２の抵抗と逆流阻止用ダイオードとコンデンサとが直列に接続され、かつ、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗との接続点と前記スイッチング素子の負電位側端子との間に、第１のスイッチと第２のスイッチとが直列に接続され、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの接続点と、前記第２の抵抗と前記逆流阻止用ダイオードとの接続点との間に、第３の抵抗が接続されると共に、
前記直流電源により充電された前記コンデンサの電圧を用いて前記スイッチング素子の駆動信号を生成する駆動回路と、前記コンデンサの過電圧状態を検出する過電圧検出器とを備え、
前記過電圧検出器の出力信号により、前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチを開閉制御可能であることを特徴とする、電圧駆動型半導体スイッチング素子の駆動電源装置。
請求項１に記載した駆動電源装置であって、
前記主回路の直流電源電圧を前記スイッチング素子の１アーム当たりの直列接続数により除算した値が前記コンデンサの端子電圧よりも十分に大きい場合において、
前記電力変換器の動作時に前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチをオフした状態で前記第１の抵抗を流れる電流の最大値が、前記電力変換器の停止時に前記第１のスイッチをオンし、かつ前記第２のスイッチをオフした時に前記第１の抵抗を流れる電流値と等しくなるように、前記第１の抵抗〜前記第３の抵抗の抵抗値がそれぞれ設定されていることを特徴とする、電圧駆動型半導体スイッチング素子の駆動電源装置。
請求項１または請求項２のいずれかに記載した駆動電源装置の制御方法であって、
前記駆動回路が起動するまでは、前記第２の抵抗と前記第３の抵抗とが並列に接続されるように前記過電圧検出器により前記第１のスイッチを制御し、前記コンデンサの端子電圧が予め設定された所定値以上になった時には前記第２の抵抗と前記第３の抵抗とが直列に接続されるように、前記過電圧検出器により前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチを制御することを特徴とする、電圧駆動型半導体スイッチング素子の駆動電源装置の制御方法。
電力変換器の主回路を構成する電圧駆動型半導体スイッチング素子の駆動電源を、前記主回路の直流電源から非絶縁にて供給するための駆動電源装置において、
前記スイッチング素子の両端に、第１の抵抗と第２の抵抗と逆流阻止用ダイオードとコンデンサとが直列に接続され、かつ、前記第２の抵抗に並列に第１のスイッチが接続され、前記第２の抵抗と前記逆流阻止用ダイオードとの接続点と前記スイッチング素子の負電位側端子との間に、第３の抵抗と第２のスイッチとが直列に接続されると共に、
前記直流電源により充電された前記コンデンサの電圧を用いて前記スイッチング素子の駆動信号を生成する駆動回路と、前記コンデンサの過電圧状態を検出する過電圧検出器とを備え、
前記過電圧検出器の出力信号により、前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチを開閉制御可能であることを特徴とする、電圧駆動型半導体スイッチング素子の駆動電源装置。
請求項４に記載した駆動電源装置であって、
前記主回路の直流電源電圧を前記スイッチング素子の１アーム当たりの直列接続数により除算した値が前記コンデンサの端子電圧よりも十分に大きい場合において、
前記電力変換器の動作時に前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチをオフした状態で前記第１の抵抗を流れる電流の最大値が、前記電力変換器の停止時に前記第１のスイッチをオンし、かつ前記第２のスイッチをオフした時に前記第１の抵抗を流れる電流値と等しくなるように、前記第１の抵抗及び前記第２の抵抗の抵抗値がそれぞれ設定されていることを特徴とする、電圧駆動型半導体スイッチング素子の駆動電源装置。
請求項４または請求項５の何れかに記載した駆動電源装置の制御方法であって、
前記駆動回路が起動するまでは、前記第２の抵抗を短絡するように前記第１のスイッチを制御し、前記コンデンサの端子電圧が予め設定された所定値以上になった時には、前記第２の抵抗及び前記第３の抵抗が回路に投入されるように前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチを制御することを特徴とする、電圧駆動型半導体スイッチング素子の駆動電源装置の制御方法。