CN112005498B - 开关驱动装置 - Google Patents

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Abstract

例如，该开关驱动装置100包括：驱动器30，其驱动N型半导体开关元件PT1；电流限制单元50，其能够限制提供给自举电路BTC中所包括的启动电容器BC1的电流；以及电流控制单元60，其控制电流限制单元50的操作，其中，当启动电容器BC1的充电电压超过阈值时，所述电流控制单元60驱动所述电流限制单元50，并且限制提供给启动电容器BC1的电流。

Description

开关驱动装置
技术领域
本发明涉及开关驱动装置。
背景技术
一些用作开关调节器或电机驱动器的开关驱动装置采用半桥输出级，其中两个开关元件串联连接，并且它们之间的连接点连接到负载(例如，参见下述专利文献1)。半桥输出级经常与自举电路组合，以确保当连接到驱动电源的一侧上的N型半导体开关元件(即，高侧开关元件)导通时所需的驱动电压(例如，参见下面的专利文献2)。在这样的开关驱动装置中，为了确保与驱动电源连接的高侧开关元件的栅极-源极电压(栅极电压)，使用包括在自举电路中的启动电容器上的充电电压。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2015-64745号公报
专利文献2：日本特开2016-82281号公报
发明内容
发明要解决的问题
不便地，取决于开关驱动装置的配置，启动电容器上的充电电压可能会高于高侧元件中允许的栅极电压(容许栅极电压)，即，可能发生所谓的过充电。启动电容器的过充电可能导致馈送到开关元件的栅极的信号变得高于容许栅极电压，从而可能导致故障。
本发明的目的是提供一种电路结构简单、能够可靠且稳定地驱动高侧元件的开关驱动装置。
解决问题的手段
为实现上述目的，根据本发明的一个方面，开关驱动装置包括：栅极驱动器，其被配置为驱动N型半导体开关元件；电流限制器，其配置为限制馈送到启动电容器的电流，该启动电容器包括在自举电路中，该自举电路被配置为向所述栅极驱动器施加电压；以及电流控制器，其配置为控制所述电流限制器的操作。当所述启动电容器上的所述充电电压高于阈值时，所述电流控制器驱动所述电流限制器来限制馈送到所述启动电容器的电流。
通过这种配置，根据所述启动电容器的充电状态，所述电流控制器可以驱动所述电流限制器来限制馈送到所述启动电容器的电流。这有助于防止向所述N型半导体开关元件的栅极馈送具有高于容许栅极电压的电压电平的驱动信号。因此，能够防止所述N型半导体开关元件的劣化等。
在上述配置中，所述电流限制器优选包括开关元件，该开关元件被配置为根据来自所述电流控制器的信号而导通或关断。通过这种配置，有可能被动地限制馈送到所述启动电容器的电流。
在上述配置中，优选地，所述电流控制器被配置为判断所述启动电容器是否正在被充电，并感测所述启动电容器上的所述充电电压，并且当所述启动电容器正被充电时，所述电流控制器被配置为驱动所述电流限制器。利用这种配置，可以精确地感测所述启动电容器何时处于过充电状态。因此，能够使所述N型半导体开关元件稳定地工作。
在上述配置中，优选地，所述电流控制器被配置为基于所述启动电容器上的端到端电压或其分压来感测所述启动电容器上的所述充电电压。通过这种配置，可以更精确地感测所述启动电容器的所述充电状态。
在上述配置中，优选的是，所述N型半导体开关元件是设置在电源和负载之间的高侧开关元件，形成半桥输出级，所述电流控制器被配置为判断当所述高侧开关元件关断时对所述启动电容器进行充电。利用这种配置，可以容易地感测所述启动电容器进入过充电状态的状态。
在上述配置中，优选地，所述电流控制器被配置为通过获取从外部馈入的驱动信号来判断所述高侧开关元件是导通还是关断，以驱动所述高侧开关元件。利用这种配置，可以利用简单的电路配置来感测所述启动电容器的过充电状态。
在上述配置中，优选地，所述N型半导体开关元件是设置在电源和负载之间的高侧开关元件，以形成半桥输出级，并且所述电流控制器被配置为当电压等于或小于阈值时，感测所述高侧开关元件与所述负载之间的连接点处的电压，以判断所述启动电容器正被充电。通过这种配置，可以更精确地感测所述启动电容器的过充电状态。
在上述配置中，优选地，所述电流限制器是电阻值可变的元件，并且连接到所述自举电路中包括的启动二极管的阳极侧，并且所述电流限制器被配置成感测所述自举电路所连接的控制电源的电压。优选地，所述电流限制器被配置为在控制电压较高时增大所述电流限制器的电阻值，并且在所述控制电压较低时减小所述电流限制器的电阻值。
在上述配置中，优选地，所述N型半导体开关元件采用由碳化硅(SiC)制成的半导体。
发明的效果
根据本发明，可以提供一种具有简单电路结构、能够可靠且稳定地驱动N型半导体开关元件的开关驱动装置。
附图说明
图1是示出电机驱动装置的示意图；
图2是设置有根据本发明的开关驱动装置的电源的框图；
图3是示出驱动器电路的概要配置的框图；
图4是示出开关驱动装置的输出操作的时序图；
图5是在根据本发明的开关驱动装置中使用的高侧驱动器电路的一个示例的电路图；
图6是从下侧看到的封装的透视图；
图7是在其上芯片接合有开关驱动装置的元件的框架的平面图；
图8是示出构成高侧驱动器电路的集成电路的概要的示意图；
图9是在根据本发明的开关驱动装置中设置的高侧驱动器电路的另一示例的电路图；
图10是示出如何抑制启动电容器BC1的过充电状态的图；
图11是根据本发明的高侧驱动器电路的变型示例的电路图；
图12是示出发生过电压的定时的时序图；
图13是示出在根据本发明的开关驱动装置中使用的高侧驱动器电路的另一示例的电路图；以及
图14是示出高侧驱动器电路中的焊盘的配置的示例的平面图。
具体实施方式
下文将参考附图对本发明的实施例进行描述。
<第一实施例>
图1是示出电机驱动装置的示意图。如图1所示，电机M是三相交流电机。电机M具有U相线圈MU、V相线圈MV和W相线圈MW(参见图2，其将在下文中提及)。在电机M中，线圈MU、MV和MW是星形连接的。然而，这并不意味着任何限制；相反，它们可以是三角形连接的。电机M由电机驱动装置MMC驱动，电机驱动设备MMC包括电机控制单元MCU和电源PS。
电机控制单元MCU包括逻辑电路(未图示)。基于来自电机M的关于其转子位置的信息，电机控制单元MCU生成逐相激励控制信号，以适当的定时控制电机M不同相(U相、V相和W相)的线圈的激励。电机控制单元MCU还改变励磁相位切换的定时，例如，当电机M的旋转方向被切换时，以及当电机M的旋转速度被改变时。
电源PS根据电机控制单元MCU馈送的逐相激励控制信号定时地向电机M的不同相的线圈提供驱动电力(电流)。
接下来，将参考相关附图对电源PS进行描述。图2是设置有根据本发明的开关驱动装置的电源的框图。如图1和图2中所示，电源PS包括开关驱动装置100和自举电路BTC。开关驱动装置100包括驱动器电路DRV和电源开关电路PSW。
如图2所示，在开关驱动装置100中，驱动器电路DRV和电源开关电路PSW与二极管DiU、DiV和DiW一起构成自举电路BTC，包含在一个封装Pkg中。这里，启动二极管DiU、Div和DiW包含在封装Pkg中。然而，这并不意味着任何限制；它们可替代地被设置在封装Pkg外部。
如图2所示，电源PS连接到第一电源PW1和第二电源PW2。第一电源PW1向驱动器电路DRV提供控制电压VCC(例如，10V至25V)。第二电源PW2提供用于驱动电机M的驱动电压VDC(例如，大约300V(对于600V模型))。
电源开关电路PSW包括六个晶体管PT1至PT6。作为六个晶体管PT1至PT6，例如使用功率MOSFET。这些功率MOSFET被构建在例如碳化硅(SiC)的半导体基板中。即，晶体管PT1至PT6是SiC-MOSFET。晶体管PT1至PT6都是N型MOSFET。
在电源开关电路PSW中，晶体管PT1的源极和晶体管PT2的漏极连接在一起。晶体管PT1的漏极连接到第二电源PW2。晶体管PT2的源极连接到接地点。在实践中，晶体管PT2可以经由用于电流感测的电阻器连接到接地点。电机M的U相线圈MU连接到晶体管PT1的源极和晶体管PT2的漏极之间的连接点。
晶体管PT3和PT4以与晶体管PT1和PT2类似的方式连接在一起。电机M的V相线圈MV连接到晶体管PT3的源极和晶体管PT4的漏极之间的连接点。晶体管PT5和PT6以与晶体管PT1和PT2类似的方式连接在一起。电机M的W相线圈MW连接到晶体管PT5的源极与晶体管PT6的漏极之间的连接点。
在本说明书中，功率开关电路PSW的第二电源PW2侧的晶体管PT1、PT3和PT5被称为高侧晶体管，而接地点侧的晶体管PT2、PT4和PT6被称为低侧晶体管。
驱动器电路DRV包括高侧驱动器电路10和低侧驱动器电路20。高侧驱动器电路10与高侧晶体管PT1、PT3和PT5的栅极连接，分别向这些栅极供给驱动信号HU、HV和HW。当相应的驱动信号HU、HV和HW具有H电平的电压电平时，高侧晶体管PT1、PT3和PT5导通。低侧驱动器电路20与低侧晶体管PT2、PT4、PT6的栅极连接，分别向这些栅极供给驱动信号LU、LV、LW。当相应的驱动信号LU、LV和LW具有H电平的电压电平时，低侧晶体管PT2、PT4和PT6导通。这里，H电平的电压电平表示电压高于规定电压的状态，L电平的电压电平示出电压低于规定电压的状态。
例如，在晶体管PT1和PT4接通而所有其他晶体管关断的情况下，来自第二电源PW2的驱动电压VDC被施加到U相线圈MU和V相线圈MV。即，电流从U相线圈MU流到V相线圈MV。这样，根据来自驱动器电路DRV的驱动信号，对晶体管PT1至PT6的导通/关断定时进行切换，使得向不同相的线圈MU、MV、MW供给电流，对线圈进行励磁，从而驱动电机M旋转。
如图2所示，高侧驱动器电路10和低侧驱动器电路20通过从第一电源PW1馈入控制电压VCC来操作。高侧驱动器电路10和低侧驱动器电路20连接到电机控制单元MCU，并且从其接收激励控制信号huin、hvin、hwin、luin、lvin和lwin，用于控制晶体管PT1到PT6的激励。激励控制信号huin、hvin和hwin被馈送到高侧驱动器电路10，并且激励控制信号luin、lvin和lwin被馈送到低侧驱动器电路20。
驱动器电路DRV将驱动信号HU馈送到晶体管PT1的栅极，并将驱动信号LU馈送到晶体管PT2的栅极。同样地，驱动器电路DRV将驱动信号HV馈送到晶体管PT3的栅极，并且将驱动信号LV馈送到晶体管PT4的栅极。此外，驱动器电路DRV将驱动信号HW馈送到晶体管PT5的栅极，并且将驱动信号LW馈送到晶体管PT6的栅极。
自举电路BTC是为高侧驱动器电路10提供驱动高侧晶体管PT1、PT3和PT5所需的电压的电路。自举电路BTC被提供给高侧晶体管PT1、PT3和PT5中的每一个。例如，其是连接在第一电源PW1和晶体管PT1的源极之间的电路，并且具有从第一电源PW1侧串联连接的启动二极管DiU和启动电容器BC1。启动二极管DiU与启动电容器BC1之间的连接点处的电压由高侧驱动器电路10取得，作为驱动高侧晶体管PT1所需的电压。自举电路BTC还可以具有布置在第一电源PW1和启动二极管DiU之间的、用于产生具有预定电流值的电流的电阻器，在此省略该二极管。
自举电路BTC还设置有与高侧晶体管PT3相对应的启动二极管DiV和启动电容器BC2，以便高侧驱动器电路10获取驱动其所需的电压。自举电路BTC还设置有与高侧晶体管PT5相对应的启动二极管DiW和启动电容器BC3，使得高侧驱动器电路10获取驱动其所需的电压。
接下来，将更详细地描述驱动器电路。开关驱动装置100中的驱动器电路DRV包括用于驱动晶体管PT1和PT2的电路、用于驱动晶体管PT3和PT4的电路以及用于驱动晶体管PT5和PT6的电路。用于驱动晶体管的这些电路都具有相同的配置。因此，下面将描述用作用于驱动晶体管PT1和PT2的电路的一部分，作为驱动器电路DRV。同样地，下面将描述包括与晶体管PT1相对应的启动二极管DiU和启动电容器BC1的电路，作为自举电路BTC。晶体管PT1将被称为高侧晶体管PT1，并且晶体管PT2被称为低侧晶体管PT2。将高侧晶体管PT1的源极与低侧晶体管PT2的漏极之间的连接点称为第一点P1，并且将自举电路BTC中的启动二极管DiU的阴极与启动电容器BC1之间的连接点称为第二点P2。
图3是示出驱动器电路的配置的概要的框图。如前面所述，图3所示的驱动器电路DRV包括高侧驱动器电路10和低侧驱动器电路20。在根据本发明的开关驱动装置100中，低侧驱动器电路20具有与在传统开关驱动装置中使用的配置相同的配置。因此，将不给出低侧驱动器电路20的配置和操作的详细描述。
如图3所示，高侧驱动器电路10包括高侧栅极驱动器30、输入信号控制电路40、电流限制器50、电流控制器60和高耐压电平移位电路70。
输入信号控制电路40将来自电机控制单元MCU的激励控制信号(这里为huin)经由高耐压电平移位电路70馈送至高侧栅极驱动器30。
基于从输入信号控制电路40馈送的信号，高侧栅极驱动器30生成驱动信号HU，用于驱动高侧晶体管PT1，并将其馈送至高侧晶体管PT1的栅极。
高侧栅极驱动器30从由启动二极管DiU和启动电容器BC1组成的自举电路BTC获取驱动高侧晶体管PT1所需的电压。自举电路BTC用从第一电源PW1馈送的电流对启动电容器BC1充电，使得启动电容器BC1上的电压例如等于或高于栅极阈值电压。这使第二点P2处的电压VB保持比第一点P1处的电压S高出启动电容器BC1上的充电电压的量，而不管在第一点P1处存在什么电压。因此，高侧栅极驱动器30通过获取第二点P2处的电压VB，能够取得驱动高侧晶体管PT1所需要的电压。
在连接在第一电源PW1和启动电容器BC1之间的电路中设置电流限制器50；更具体地说，其设置在第一电源PW1与启动二极管DiU的阳极之间。根据来自电流控制器60的信号(电流限制信号)，电流限制器50限制从第一电源PW1馈送到启动电容器BC1的电流。即，利用电流限制器50调整(限制)启动电容器BC1上的端到端电压(充电电压)。稍后将详细描述电流限制器50的构造。
接下来，将参照图4描述根据本发明的开关驱动装置100的操作。图4是示出开关驱动装置100的U相输出操作(后述的模式2的动作)的时序图，是从上至下示出激励控制信号huin、luin以及电压VS的图。在图中，Vsd表示低侧晶体管PT2的源极-漏极电压，并且Vf表示在伴随低侧晶体管T2的寄生二极管上的正向电压降。V相和W相输出操作类似于U相输出操作，对于其描述，激励控制信号huin和luin必须被简单地读取为激励控制信号hvin和lvin，或者分别被读取为激发控制信号hwin和lwin。在图4中，为了简单描述，或略延迟时间。
在开关驱动装置100中，高侧晶体管PT1和低侧晶体管PT2被控制为互补地操作。即，高侧晶体管PT1和低侧晶体管PT2被控制为使得，如在时间点t3和t4之间以及在时间点t7和t8之间观察到的，当高侧晶体管PT1导通(huin＝H)时，低侧晶体管PT2关断(luin＝L)，并且如在时间点t1至t2之间、在时间点t5和t6之间、以及在时间点t9和t10之间观察到的，当低侧晶体管PT2导通(luin＝H)时，高侧晶体管PT1关断(huin＝L)。如果直通电流在高侧晶体管PT1和低侧晶体管PT2之间通过，则其可能劣化或破坏这些晶体管。为了避免例如在时间点t2和t3之间、在时间点t4和t5之间、在时间点t6和t7之间以及在时间点t8和t9之间观察到的情况，从高侧晶体管PT1导通的状态向低侧晶体管PT2导通的状态切换伴随有高侧晶体管PT1和低侧晶体管PT2均关断的死区时间(huin＝luin＝L)。
在如上所述操作的开关驱动装置100中，导通高侧晶体管PT1并关断低侧晶体管PT2导致来自第二电源PW2的电压被施加到作为负载的U相线圈MU；即，提供电流。此时，第一点P1处的电压VS可大致等于第二电源PW2的驱动电压VDC，即约300V。
由于自举电路BTC，高侧栅极驱动器30所连接的第二点P2处的电压VB比第一点P1处的电压VS高出启动电容器BC1上的通过其被充电而产生的端到端电压(以下简称为充电电压VBS)。例如，在第一点P1处的电压VS在0V与300V之间波动的情况下，假设BC1上的充电电压等于18V，则第二点P2处的电压VB在约18V与318V之间波动。
高侧栅极驱动器30可以通过从第二点P2馈入电压VB，在任何时间获得可以驱动高侧晶体管PT1的电压。即，启动电容器BC1用作浮置电源。启动电容器BC1被配置为可被充电到高于栅极阈值电压的电压。
现在将描述启动电容器BC1的充电。首先，假设电流限制器50不存在，继续进行描述。在开关驱动装置100中，电机电流在低侧晶体管PT2的正向方向上通过的状态将被称为模式1，并且低侧晶体管PT2的体二极管导通(在低侧再生期间)的状态被称为模式2。启动电容器BC1在模式1和模式2下进行充电。
在模式1下，U相线圈MU具有电机电流IM，该电机电流IM在U相线圈MU中从电机M的中性点经过第一点P1和低侧晶体管PT2流入接地端子。这里，第一点P1处的电压VS等于或近似等于接地点电势(0V)。实际上，由于低侧晶体管PT2的导通电阻和电流感测电阻器的电阻分量R，这里的电压比0V高IM×R。因此，启动电容器BC1上的端到端电压近似等于来自第一电源PW1的控制电压VCC，并且在该状态下，启动电容器BC1被充电到控制电压VCC。更准确地说，设启动电容器BC1上的充电电压为VBS，启动二极管DiU上的正向电压降为VFB，低端晶体管PT2的导通电阻值为Ron，电机电流为IM，则VBS＝VCC-VFBOOT–Ron×IM。在模式1下，当第二点P2处的电压VB变得等于或低于上述充电电压VBS时，发生充电。
在模式2下，操作进行如下。如图3所示，高侧晶体管PT1和低侧晶体管PT2包括寄生二极管(体二极管)。设低侧晶体管PT2的寄生二极管上的正向电压降为Vf。当电机M在模式2下再生地运行时，U相线圈MU具有在其中从第一点P1流到中性点的电机电流。此时，高侧晶体管PT1关断，因此没有电流从第二电源PW2通过。虽然低侧晶体管PT2关断，但是电流通过寄生二极管。因此，在第一点P1处的电压VS变得等于-vf，其低于接地电压。因此，启动电容器BC1上的端到端电压大约等于(VCC+Vf)。更确切地说，启动电容器BC1被充电到VBS＝VCC–VFBOOT+Vf。因此，启动电容器BC1上的充电电压VBS在模式2下比在模式1下高。
启动电容器BC1上的端到端电压(VCC+Vf)可能会变得高于高侧晶体管PT1中允许的栅极-源极电压(以下称容许栅极电压)。如果启动电容器BC1上的端到端电压(VCC+Vf)变得高于容许栅极电压，则其可能劣化或损坏高侧晶体管PT1。启动电容器BC1已被充电到其上的充电电压VBS达到比高侧晶体管PT1的容许栅极电压更高的电压的点的状态将被称为过充电状态。特别地，基于SiC的晶体管由于伴随其的寄生二极管的高正向电压降Vf而容易引起如上所述的过充电状态。
为避免这种情况，在高侧驱动器电路10中，从第一电源PW1引到启动二极管DiU的电路设置有电流限制器50。电流限制器50被操作以限制馈送到启动电容器BC1的电流，从而防止启动电容器BC1进入过充电状态。
接下来，作为根据本发明的开关驱动装置100的主要部分，将描述高侧驱动器电路10。图5是在根据本发明的开关驱动装置100中使用的高侧驱动器电路10的示例的电路图。如上所述，启动电容器BC1的过充电状态是由于启动电容器BC1上的端到端电压(VCC+Vf)变得过高而导致的。并且，来自所连接的第一电源PW1的控制电压VCC高时比低时更容易使引导电容器BC1过充。因此，在开关驱动装置100中，高侧驱动器电路10被配置为，无论连接了哪个电源电压，启动电容器BC1都不会成为过充电状态。现在，将详细描述高侧驱动器电路10。
如图5所示，高侧驱动器电路10包括高侧栅极驱动器30、输入信号控制电路40、电流限制器50、电流控制器60和高耐压电平移位电路70。电流控制器60向电流限制器50发送信号以驱动其在第一电源PW1和启动二极管DIU之间产生电压降，从而降低对启动电容器BC1充电的电压。换句话说，电流限制器50限制对启动电容器BC1充电的电流。
来自电机控制单元MCU的激励控制信号huin馈送给输入信号控制电路40(参见图1等)。输入信号控制电路40包括将激励控制信号huin转换为L信号或H信号的反相器(施密特缓冲器)401。其还包括电平移位电路402，使从反相器401输出的信号的电压电平升高。这便于高侧驱动器电路10中的信号的处理。输入信号控制电路40还包括脉冲发生器403，该脉冲发生器403基于从电平移位电路402输出的信号来输出置位脉冲信号和复位脉冲信号。
从脉冲发生器403输出的置位脉冲信号和复位脉冲信号被馈入高耐压电平移位电路70。高耐压电平移位电路70包括晶体管71、晶体管72、电阻器73和电阻器74。晶体管71和72是N型MOSFET，是高耐压晶体管。晶体管71的漏极经由电阻器73连接到第二点P2，或者连接到与第二点P2处于相同电位的点。晶体管71的源极经由未示出的电阻器连接到接地点，并且晶体管71的栅极被馈送来自脉冲发生器403的脉冲信号。晶体管72的漏极经由电阻器74连接到第二点P2，或者连接到与第二点P2处于相同电位的点。晶体管72的源极经由未示出的电阻器连接到接地点，并且晶体管72的栅极被馈送来自脉冲发生器403的脉冲信号。包括晶体管71和电阻器73的电路(即，输出置位脉冲信号的电路)和包括晶体管72和电阻器74的电路(即，输出复位脉冲信号的电路)，分别具有对称布置的信号线。晶体管71的漏极与电阻器73之间的连接点、以及晶体管72的漏极与电阻器74之间的连接点分别连接到箝位电路301(参见图8)，该箝位电路301将输入到构成高侧栅极驱动器30的输入级的反相器(未示出)的输入信号的电平限制为预定值以下。
如上所述，置位脉冲信号和复位脉冲信号的信号线对称布置。例如，从晶体管71的漏极与电阻器73之间的连接点到钳位电路301的长度(即，例如，置位脉冲信号的导体的长度)等于或近似等于从晶体管72的漏极与电阻器74之间的连接点到箝位电路301的长度(即，例如，复位脉冲信号的导体的长度)。此外，由晶体管71和电阻器73组成的对和由晶体管72和电阻器74组成的对使其各自的元件对称地布置。这种布置导致相等的导体电阻和相等的寄生电容，并且有助于抑制由于导体布局而引起的信号之间的偏差。
电流限制器50包括晶体管501和电阻器502。电阻器502设置在连接第一电源PW1和启动二极管DiU之间的电路中。电阻器502确定馈送到启动电容器BC1的电流的值。晶体管501与电阻器502并联连接。晶体管501为P型MOSFET，其源极连接到第一电源PW1与电阻器502的连接点。晶体管501的漏极连接到电阻器502和启动二极管DiU之间的连接点。晶体管501的栅极被馈送有来自电流控制器60的信号。
电流控制器60感测第一电源PW1的电压。例如，假设允许VCC1或VCC2(<VCC1)作为第一电源PW1的电压。然后，当第一电源PW1产生电压VCC1时，电流控制器60向晶体管501的栅极提供H电平信号。即，当第一电源PW1产生电压VCC1时，晶体管501关断。另一方面，当第一电源PW1产生电压VCC2时，电流控制器60向晶体管501的栅极提供L电平的信号。即，当第一电源PW1产生电压VCC2时，晶体管501导通。作为电流控制器60，可以使用例如修改了阈值电压的公知的UVLO电路，因此在这方面将不再给出详细描述。
例如，设电阻器502的电阻值为R1，晶体管501的电阻值为R2。这里，R1》R2。当第一电源PW1产生电压VCC1时，基于来自电流控制器60的信号，晶体管501关断。因此，电流限制器50的电阻值等于R1。另一方面，当第一电源PW1产生电压VCC2时，基于来自电流控制器60的信号，晶体管501导通。因此，电流限制器50的电阻值等于并联连接的晶体管501和电阻器502的组合电阻，即R1×R2/(R1+R2)。因此，当第一电源PW1较高时，电流限制器50具有较高的电阻值，并且电流限制器50产生更高的电压降。这意味着对启动电容器BC1充电的电流较低。相反，当第一电源PW1的电压较低时，电流限制器50具有较低的电阻值，并且电流限制器50产生较小的电压降。这意味着对启动电容器BC1充电的电流更高。
利用上述配置，开关驱动装置100可以操作，对于使用它的用户，控制电压VCC设置在高电压，因此具有小的防止过充电的裕度，具有较高的电阻值，对于使用它的用户，控制电压VCC设置在低电压，因此具有大的防止过充电的裕度，具有较低的电阻值。
如前所述，开关驱动装置100被形成为容纳在单个封装Pkg中。现在将参考相关附图描述开关驱动装置100的封装Pkg。图6是从下侧看到的封装Pkg的透视图。在封装Pkg中，如稍后将参考的图7所示，高侧驱动器电路10、低侧驱动器电路20、电源开关电路PSW以及启动二极管DiU、DiV和DiW被安装在框架BD上，然后被密封在树脂密封构件PB中。树脂密封构件PB利用电绝缘树脂覆盖框架BD。从树脂密封构件PB的侧面，25个端子Pn1至PN25突出。下面还将参照前面提到的图2描述这些端子。
端子Pn1、Pn17和Pn25为非连接端子。端子Pn2至Pn4是U相、V相和W相的浮置功率端子(即，馈送有在自举电路BTC中为每个相产生的电压VB的端子)。端子Pn5至Pn7是馈送有来自电机控制单元MCU的信号的端子，并且经由这些端子，U相、V相和W相的高侧晶体管PT1、PT3和PT5的激励控制信号(huin、hvin和hwin)被馈送到高侧驱动器电路10。端子Pn8是将来自第一电源PW1的控制电压VCC馈送给高侧驱动器电路10的端子。端子Pn9和Pn16是接地端子。端子Pn10至Pn12是馈送有来自电机控制单元MCU的信号的端子，并且经由这些端子，U相、V相、W相的低侧晶体管PT2、PT4、PT6的激励控制信号(luin、lvin、lwin)分别被馈送到低侧驱动器电路20。
端子Pn13是将来自第一电源PW1的控制电压VCC馈送给低侧驱动器电路20的端子。端子Pn14是经由其将开关驱动装置100的误差信号从低侧驱动器电路20发送到电机控制单元MCU的端子。端子Pn15是短路跳闸电压感测端子。端子Pn18至Pn20分别是U相、V相和W相的低侧晶体管PT2、PT4和PT6的源电极。端子Pn21至Pn23是分别连接到U相线圈MU、V相线圈MV和W相线圈MW的输出端子。端子Pn24连接至第二电源PW2，并将驱动电压VDC馈入至开关驱动装置100中的电源开关电路PSW。
如上所述，开关驱动装置100与供应控制电压VCC的第一电源PW1和供应驱动电压VDC的第二电源PW2连接。假设控制电压VCC是低电压并且驱动电压VDC是高电压。在封装Pkg中，端子Pn5至Pn16和Pn18至Pn20是被施加控制电压VCC或比其低的电压的低压侧端子，并且端子Pn2至Pn4和Pn21和Pn24是施加驱动电压VDC的高压侧端子。在封装Pkg中，低压侧端子之间的间隙小于高压侧端子间的间隙。这是因为施加到端子的电压越高，则越需要避免它们中的相邻端子之间的短路，并且它们对周围端子和电路施加的电影响(例如噪声)越大。
接下来，将参考相关附图描述开关驱动装置100的封装Pkg内部元件的布置。图7是在其上芯片接合有开关驱动装置100的元件的框架BD的平面图。如图7所示，在框架BD的中间部分中，高侧晶体管PT1、PT3和PT5以及低侧晶体管PT2、PT4和PT6被布置成一行。高侧晶体管PT1、PT3和PT5以及低侧晶体管PT2、PT4和PT6是被施加了高电压的元件(即，高耐压元件)，并且布置成在它们之间具有这样的间隙，使得彼此之间不会产生电影响。驱动高侧晶体管PT1、PT3和PT5的高侧驱动器电路10和驱动低侧晶体管PT2、PT4和PT6的低侧驱动器电路20均被配置为单芯片IC。高侧驱动器电路10和高侧晶体管PT1、PT3和PT5之间设置有这样的间隙，使得它们之间不会对彼此产生电影响。低侧驱动器电路20和高侧晶体管PT2、PT4和PT6之间设置有这样的间隙，使得它们之间不会对彼此产生电影响。
高侧驱动器电路10沿高侧晶体管PT1、PT3、PT5的排列方向设置在中间或大致中间。高侧驱动器电路10和高侧晶体管PT1、PT3和PT5通过诸如金的低电阻率金属的导线BW连接在一起。将高侧驱动器电路10安装在框架BD上的位置确定为使得导线BW具有在给定范围内的长度。如图7所示，晶体管PT1至PT6和端子Pn18至Pn23被连接在一起，以便彼此对应，并且它们也通过导线BW连接到一起。确定设置晶体管和端子的位置，使得导线BW具有在给定范围内的长度。作为连接晶体管PT1至PT6和端子Pn18至Pn23之间的导线BW，使用铝导线。
高侧驱动器电路10和启动二极管DiU、DiV和DiW同样通过导线BW连接在一起。确定高侧驱动器电路10和启动二极管DiU、DiV和DiW的布置，使得导线BW具有在给定范围内的长度。高侧驱动器电路10和框架BD通过导线BW连接在一起，并且形成为导线BW具有在给定范围内的长度。低侧驱动器电路20和框架BD通过导线BW连接在一起，并且形成为导线BW具有在给定范围内的长度。
通过这种方式将各个元件安装在框架BD上的适当位置处，可以使导线BW长度在给定范围内，从而抑制导线BW的电阻和寄生电容的变化，并由此抑制因导线BW的电阻和寄生电容的变化而导致的信号延迟等。因此，可以精确地操作电机M。此外，缩短导线BW有助于减少制造过程中的缺陷，例如移位的导线。
如上所述，高侧驱动器电路10同时被馈送高压驱动电压VDC和低压控制电压VCC。高侧驱动器电路10包括由控制电压VCC驱动的元件(电路)、和由驱动电压VDC驱动的元件(电路)。现在，将参考相关附图详细描述高侧驱动器电路10的配置。图8是示出构成高侧驱动器电路10的集成电路装置的构造的概要的示意图。如图8所示，高侧驱动器电路10具有输入块BK1，在输入块BK1中布置有输入信号控制电路40(具体地，反相器401和电平移位电路402)和电流控制器60，输入信号控制电路40被馈送有激励控制信号huin、hvin和hwin。高侧驱动器电路10还具有包括用于分别驱动U相、V相和W相的高侧晶体管PT1、PT3和PT5的栅极的高侧栅极驱动器30的U相块BKU、V相块BKV和W相块BKW。高侧驱动器电路10还具有电流限制器区域RESU、RESV和RESW，其中分别形成U相、V相和W相的电流限制器50。
如图8所示，输入块BK1布置在半导体基板(芯片)的左手端部。在输入块BK1的右侧，邻近该输入块BK1设置W相块BKW，在其紧邻的右侧设置V相块BKV，并且在最右端部分设置U相块BKU。电流限制器区域RESU、RESV和RESW都布置在半导体基板(芯片)的上端，并且分别布置在W相块BKW、V相块BKV和U相块BKU的上方。上述启动二极管DiU、DiV和DiW的阳极分别连接到电流限制器区域RESU、RESV和RESW。端子Pn2至Pn4连接到U相块BKU、V相块BKV和W相块BKW的电源焊盘。
输入块BK1是所谓的低压块，其中布置了用控制电压VCC(或基于其产生的内部电源电压VREG)控制的元件。在输入块BK1中，为了防止电流控制器60的故障，将其设置在远离W相块BKW的区域中，即，在这里，设置在W相块BKW左上方。
在W相块BKW、V相块BKV和U相块BKU中的每一个中，都设置了输入信号控制电路40中的脉冲发生器403，并且高耐压电平移位电路70和高侧栅极驱动器30也是如此。在高侧栅极驱动器30中，设置有箝位电路301。高耐压电平移位电路70和高侧栅极驱动器30是被施加驱动电压VDC的区域，因此是高压区域。如图8所示，高耐压电平移位电路70和箝位电路301在左右方向上彼此相邻地布置，并且布置成它们各自的中间线在上下方向上对齐。因此，用于传输置位脉冲信号的信号线的配线图案和与其连接的元件的结构、以及用于传输复位脉冲信号的信号线的配线图案和与其连接的元件的结构是关于刚刚提到的中间线彼此对称的。这有助于抑制从高耐压电平移位电路70到箝位电路301的信号(更具体地，经由设置在高侧栅极驱动器30的第一级中的反相器(未示出)馈送到RS触发器(未示出)的置位脉冲信号和复位脉冲信号)的变化。
U相块BKU、V相块BKV和W相块BKW各包括脉冲发生器403。U相块BKU、V相块BKV和W相块BKW中的脉冲发生器403分别被馈送来自布置在输入块BK1中的电平移位电路402的用于分别控制不同相位的高侧晶体管PT1、PT3和PT5的激励的信号(但是在图8中，电平移位电路402示为单个块，在实践中，输入块BK1包括电平移位电路，用于不同相位中的每一个)。
高侧驱动器电路10的半导体基板(芯片)是具有多个(例如，两个)布线层的多层基板。形成在半导体基板(芯片)的元件形成区域上的第一布线层具有从电平移位电路402的右手端部向上延伸的图案配线PC11、PC12和PC13。图案配线PC11、PC12和PC13布置在输入块BK1和W相块BKW之间，并且在左右方向上彼此平行地布置。图案配线PC11、PC12、PC13的上端部到达W相块BKW的上端部。在布置在第一布线层上的第二布线层上，布置在左右方向上延伸的图案配线PC21、PC22和PC23，其中图案配线PC11连接到图案配线PC21，图形导体PC12连接到图案配线PC22，并且图案配线PC13连接到图案配线PC23，每对跨越层间通孔(未示出)。图案配线PC21、PC22和PC23在上下方向上彼此平行地布置。图案配线PC21连接到U相块BKU中的脉冲发生器403。图案配线PC22连接到V相块BKV中的脉冲发生器403。图案配线PC23连接到W相块BKW中的脉冲发生器403。图8中示出的仅仅是示例，并且可以根据需要修改布置图案配线的布局。
如上所述，在第一布线层中设置图案配线PC11、PC12和PC13，并在第二布线层中设置图案配线PC21、PC22和PC23，有助于防止从电平移位电路402连接到U相块BKU、V相块BKV和W相块BKW中的每一个的图案配线与其他信号相交。此外，这些图案配线被布置成在电流控制器60周围形成迂回。这使得从电平移位电路402发送到脉冲发生器403的信号不太可能受到其它信号的影响。
如上所述，在开关驱动装置100中，自举电路BTC被可靠地操作，以确保高侧晶体管PT1、PT3和PT5操作所需的电压。另外，防止启动电容器BC1被过充电，从而防止用于驱动高侧晶体管PT1、PT3和PT5的驱动信号变为等于或高于容许栅极电压。因此，能够可靠地使高侧晶体管PT1、PT3和PT5工作，并且能够防止由于被馈送了等于或高于容许栅极电压的驱动信号而导致高侧晶体管PT1、PT3和PT5的劣化、破坏等。
<第二实施例>
图9是在根据本发明的开关驱动装置中设置的高侧驱动器电路的另一示例的电路图。该实施例的开关驱动装置100A，在高侧驱动器电路10A中，包括输入信号控制电路40A、电流限制器50A、电流控制器60A，它们与开关驱动装置100中不同。这里的高耐压电平移位电路70具有与第一实施例中的配置相同的配置，因此这里不再详细示出。
如图9所示，电流限制器50A包括电流限制晶体管51。电流限制晶体管51是P型MOSFET。电流限制晶体管51的源极连接到第一电源PW1。电流限制晶体管51的漏极连接到启动二极管DiU的阳极。电流限制晶体管51的栅极被馈送有来自电流控制器60A的电流限制信号CLMT。
当电流限制信号CLMT为L信号时，电流限制晶体管51导通，电流被馈送到启动电容器BC1。当电流限制信号CLMT为H信号时，电流限制晶体管51关断，并限制对启动电容器BC1的电流供给。
电流控制器60A包括电压感测电路61和电平移位电路62。电压感测电路61感测第二点P2相对于第一点P1的电压(VB-VS)。换句话说，电压(VB-VS)是启动电容器BC1上的充电电压VBS。
如图9所示，电压感测电路61包括两个电阻器611和612，这两个电阻器611和612是串联连接在第二点P2和第一点P1之间的分压电阻器。电阻器611和612之间的连接点连接到比较器613的反相输入端子，其中，向该比较器的同相输入端子馈送比第一点P1的电压VS高出规定电压的电压。该规定电压是阈值电压。即，在电压(VB-VS)超过阈值电压之前，比较器613输出H信号。当电压(VB-VS)超过阈值电压时，比较器613输出L信号。比较器613的输出被馈送到电平移位电路62。
电平移位电路62接收来自电压感测电路61的信号和来自输入信号控制电路40A的信号，并将电流限制信号馈送到电流限制器50A。
电平移位电路62包括第一晶体管621、第二晶体管622、电流感测电阻器623和比较器624。第一晶体管621是P型MOSFET，第二晶体管622是N型MOSFET。第一晶体管621的源极连接到第二点P2，或者连接到与第二点P2相同的电位。第一晶体管621的漏极连接到第二晶体管622的漏极。第一晶体管621的栅极被馈入电压感测电路61中的比较器613的输出信号。第二晶体管622的源极经由电阻器623接地。第二晶体管622的栅极被馈入来自输入信号控制电路40A的信号。在第二晶体管622的栅极和源极之间连接有浪涌吸收二极管6221。
在第二晶体管622的源极和电阻器623之间的连接点处的电压被馈送到比较器624的非反相输入端子。在比较器624的非反相输入端子和接地端子之间，浪涌吸收二极管6241如图所示以其极性连接。比较器624的反相输入端子被馈送预定阈值电压。比较器624的输出作为电流限制信号CLMT被馈送到电流限制器50A中的电流限制晶体管51的栅极。
如前所述，在第二点P2处的电压VB可以高达300V以上。为了应对这一情况，第一晶体管621具备与其并联连接的电压钳位齐纳二极管6211。因此，第一晶体管621的源极和漏极之间的电压被箝位为等于或低于规定电压。虽然，在图9中，箝位器被示出为单个齐纳二极管6211，但是它可以替代地由串联连接的多个齐纳二极管6211组成。使用高耐压晶体管作为第二晶体管622。
第一晶体管621在其栅极被馈入H信号时关断，而在其栅极被馈入L信号时导通。即，当启动电容器BC1上的充电电压达到阈值电压时，来自比较器613的L信号被馈送到第一晶体管621的栅极。这使第一晶体管621导通，使得电流现在可以在第一晶体管621中通过。然而，只要第二晶体管622关断，就没有电流通过。
第二晶体管622在其栅极被馈入H信号时导通，而在其栅极被馈入L信号时关断。当来自电机控制单元MCU的激励控制信号huin是H信号时，输入信号控制电路40A向第二晶体管622馈送L信号。当来自电机控制单元MCU的激励控制信号huin是L信号时，输入信号控制电路40A向第二晶体管622馈送H信号。此外，当激励控制信号huin是L信号时，高侧晶体管PT1关断。因此，当高侧晶体管PT1关断时，第二晶体管622导通。
即，在电平移位电路62中，当高侧晶体管PT1关断且另外在启动电容器BC1上的充电电压高于阈值电压时，电流在电流感测电阻器623中流过。流经电流感测电阻器623的电流导致电压被施加到比较器624的非反相输入端子。因此，比较器624输出H信号作为电流限制信号CLMT。这使电流限制晶体管51关断，并且对启动电容器BC1充电的电流被限制。
即，开关驱动装置100A的工作原理如下。在电压感测电路61中，感测启动电容器BC1上的充电电压。在输入信号控制电路40A中，基于激励控制信号huin，感测高侧晶体管PT1是导通还是关断。当高侧晶体管PT1关断且另外在启动电容器BC1上的充电电压高于阈值电压时，对启动电容器BC1充电的电流受到限制，使得启动电容器BC1的充电受到限制。应当注意，当高侧晶体管PT1关断时，对启动电容器BC1进行充电。因此，电流控制器60A在启动电容器BC1被充电(正被充电)的状态下，当启动电容器BC1上的充电电压超过规定值时，限制对启动电容器BC1充电的电流。
利用上述配置，可以提供一种开关驱动装置100A，其在抑制启动电容器BC1的过充电状态的同时，可以使自举电路BTC精确地工作。因此，有可能以精确的定时向负载(电机)施加足够的电压，并允许负载(电机)精确地操作。
图10是示出如何抑制启动电容器BC1的过充电状态的图。在描绘启动电容器BC1上的充电电压VBS的图中，实线指示该实施例中的行为，而虚线指示常规行为。
如图10所示，在本实施例的开关驱动装置100A中，当电流限制信号CLMT变为高电平时，电流限制晶体管51关断，并且到启动电容器BC1的充电电流被切断。因此，浮置电源电压(即，第二点P2处的电压VB)不会过度上升。
优选使用磁滞比较器作为电压感测电路61中的比较器613，该磁滞比较器具有两个值，即过充电感测阈值VthH和过充电感测消除阈值VhthL(其中VthH>VthL)，作为与启动电容器BC1上的充电电压VBS进行比较的阈值电压。
例如，可以将过充电感测阈值VthH设置为略低于每个高侧晶体管PT1、PT3和PT5的绝对最大额定栅极电压VGr(例如，在基于SiC的MOSFET中为22V)的电压值(例如19.5V(考虑变化，在最低18V和最高21V之间))。过充电感测消除阈值VthL可以被设置为仍然低于过充电检测阈值VhH的电压值(例如，19V(考虑变化，在最小值17.5V和最大值20.5V之间))。这些设置允许高侧晶体管在其绝对最大额定栅极电压或以下被驱动。
<变型示例>
现在将参考相关附图描述所讨论的实施例的变型示例。图11是示出根据本发明的高侧驱动器电路的变型示例的电路图。图11中所示的高侧驱动器电路10B是图9中所示高侧驱动器电路10A的改进版本。因此，与高侧驱动器电路10A类似，高侧驱动器电路10B基于激励控制信号huin来感测高侧晶体管PT1为关断，并且当启动电容器BC1上的充电电压达到阈值电压时限制对启动电容器BC1充电的电流。
高侧驱动器电路10B与高侧驱动器电路10A的区别如下。如图11所示，电流限制器50B包括反相器52，反相器52将馈送到电流限制器50B的输入信号(即，延迟器627的输出信号)反相，然后输出结果。反相器52的输出被馈送到电流限制晶体管51的栅极。
电流控制器60B中的电压感测电路61B包括电阻器611和612，如同电压感测电路61中的那些一样。
比较器613的输出通过反相器618馈入到延迟电路(RC时间常数电路)，该延迟电路由电阻器614和电容器615组成。延迟电路延迟反相器618的输出信号，从而调整电流限制的时序。延迟电路的输出通过缓冲器619馈入到晶体管616的栅极。缓冲器619可以包括串联连接的两级反相器。反相器618可以用缓冲器代替，缓冲器619可以用反相器代替。只要这里新引入的晶体管616的栅极可以被馈送具有适当逻辑电平的栅极信号，则可以在比较器613之后的级中设置任何级数的反相器。晶体管616是N型MOSFET。晶体管616的漏极经由电阻器617连接到第二点P2，或者连接到与第二点P2处于相同电位的点。晶体管616的源极连接到第一点P1，或者连接到与第一点P1相同电位的点。因此，当从比较器613输出L信号时，晶体管616导通，使得电流在电阻器617中通过。这使得电压出现在电平移位电路62B中的第一晶体管621的栅极和源极之间，使得第一晶体管612导通。因此，在启动电容器BC1上的充电电压已经达到阈值电压之后，电压感测电路61B使第一晶体管621导通。
输入信号控制电路40B包括电平移位器41和反相器42。馈送到输入信号控制电路40B的激励控制信号huin是例如0V/5V信号。开关驱动装置100B使用例如18V作为控制电压VCC。因此，电平移位器41升高激励控制信号huin以使其适应用于开关驱动装置100B的控制电压VCC。反相器42将如此升高的信号反相。反相信号，即激励控制信号huin的反相信号，被馈送到第二晶体管622的栅极。虽然在图11中以简化方式示出，但是输入信号控制电路40B具有与输入信号控制电路40(见前面提到的图5)类似的构造，并且具有经过施密特缓冲器、然后经过电平移位器、然后是脉冲发生器的信号路径，从而将电平移位器的输出传送到反相器42。
电平移位电路62B的电流感测电阻器623的一端连接到接地端。在第二晶体管622的源极与电阻器623的连接点上，连接有使输入信号反相后输出的反相器625，而不是比较器624。此外，二极管6231与电阻器623并联，其正向从接地端指向反相器625。反相器625的输出被馈送到电平移位器626，并且电平移位器626的输出馈送到延迟器627。延迟器627的输出被馈送到电流限制器50B。
例如，当作为激励控制信号huin的L电平信号被馈送到输入信号控制电路40B时，高侧晶体管PT1关断。这里，在输入信号控制电路40B中，尽管电平移位器41准备执行电平移位，但是由于输入信号处于L电平，所以其L电平被保持。反相器42将信号电平反相，使得H电平信号被馈送到第二晶体管622的栅极。这使第二晶体管622导通。当第一晶体管621导通时，电流在电阻器623中流动，并且H电平信号被馈送到反相器625，反相器625然后输出L电平信号。尽管电平移位器626准备执行电平移位，但是由于输入信号处于L电平，其L电平被保持。然后，该信号被延迟器627延迟。设置延迟器627用于消除噪声。如上所述，输入信号控制电路40B具有与输入信号控制电路40(见前面提到的图5)类似的构造，并且具有经过施密特缓冲器、然后经过电平移位器、然后是脉冲发生器的信号路径，从而将电平移位器的输出传送到反相器42。
延迟器627的L电平输出信号被馈送到电流限制器50B中的反相器52。L电平输入信号被反相器52反相，从而H电平输出信号被馈送到电流限制晶体管51的栅极。这使电流限制晶体管51关断，并因此停止向启动用电容器BC1供给充电电流。
在开关驱动装置100B中，使用多个反相器有助于消除导体、电阻器、晶体管等中寄生电容引起的延迟的影响。因此，可以更精细地控制负载(电机)。
接下来，将参考图12对发生过充电的时间进行补充说明。图12是示出描述启动电容器BC1上的充电电压VBS(实线)和电机电流IM(虚线)的过充电发生定时的时间图，并附有以较短时间标度的部分图，描述激励控制信号huin、高侧晶体管PT1的栅极-源极电压Vgs、第一点处的电压VS和充电电压VBS。
如图12所示，在过充电开始时，huin＝L且VS＝L。考虑到这一行为，在先前描述的第二实施例(及其变型示例)中，在感测到在启动电容器BC1上的充电电压高于阈值电压时，限制到启动电容器BC1的充电电流，此外还限制了huin＝L。
然而，如从图12将清楚的，作为用于感测发生过充电的时序的触发，可以感测到VS＝L而不是huin＝L。作为具有这种设计的变型示例，下面将呈现第三实施例。
<第三实施例>
现在将参考相关附图描述根据本发明的开关驱动装置的另一示例。图13是示出在根据本发明的开关驱动装置中使用的高侧驱动器电路的另一示例的电路图。图13中所示的高侧驱动器电路10C包括电流控制器60C，其感测第一点P1处的电压VS，并且在这方面不同于图11中所示出的高侧驱动器电路10B。另一个不同之处在于，输入信号控制电路40不输出被馈送到电平移位电路62C中的第二晶体管622的栅极的信号。即，输入信号控制电路40仅包括输出用于驱动高侧栅极驱动器30的信号的电路。在其它方面，高侧驱动器电路10C具有与图11所示的高侧驱动器电路10B相同的配置。因此，基本上相同的部分将由相同的附图标记来标识，并且将不重复相同部分的描述。
现在，将给出启动电容器BC1的过充电的描述。如上所述，通过U相线圈MU的再生动作，当第一点P1处的电压VS成为比接地电位低的规定电位时，启动电容器BC1被过充电。为了避免这种情况，在开关驱动装置100C中，代替感测输入信号(激励控制信号huin)，感测第一点P1处的电压VS，以感测启动电容器BC1的过充电的发生定时，并且将第一点P1处的电压VS变得等于预定电位(低电平)的时间作为发生过充电的定时。然后，当在第一点P1处的电压VS变得等于规定电压(低电平)并且另外在启动电容器BC1上的充电电压VBS达到阈值电压时，启动电容器BC1被判断为进入过充电状态。
参考电压感测电路63感测第一点P1处的电压VS。如图13所示，在连接在第一电源PW1或与第一电源PW1处于相同电位的点与第一点P1或与第一点处于相同电位的点之间的电路中，从第一电源PW1侧起依次串联连接有第一电阻器631、第二电阻器632和二极管633。二极管633的阴极连接到第一点P1，或者连接到与第一点处于相同电位的点。参考电压感测电路63包括晶体管634。晶体管634为P型MOSFET。晶体管634的源极连接到与第一电源PW1处于相同电位的点。晶体管634的漏极经由用作负载的电阻器635连接到接地端子。
晶体管634的栅极连接到第一电阻器631和第二电阻器632之间的连接点。晶体管634的漏极和电阻器635之间的连接点连接到反相器636的输入。反相器636的输出被连接到反相器637的输入，并且反相器637输出连接到电平移位电路62C中的第二晶体管622的栅极。反相器636和637各自输出具有与输入到其的输入信号的电压电平相比进行反相的电压电平的输出信号。
例如，当第一点P1处的电压VS等于或高于来自第一电源PW1的控制电压VCC时，二极管633中没有电流通过。因此，没有电流流入第一电阻器631和第二电阻器632中。因此，晶体管634关断。结果，L电平信号被馈送到反相器636，反相器636因此输出H电平信号。将H电平信号馈送到反相器637，并且将L电平信号馈送到第二晶体管622的栅极。因此，第二晶体管622关断。
另一方面，当第一点P1处的电压VS低于来自第一电源PW1的控制电压VCC时，二极管633中的电流流向第一点P1。该电流从第一电源PW1流到第一电阻器631和第二电阻器632。作为电流在第一电阻器631中流动的结果，其上的端到端电压使得电压被施加在晶体管634的栅极和源极之间，晶体管634因此导通。结果，已经在晶体管634中流动的电流在电阻器635中流动。这里，H电平信号被馈送到反相器637，反相器因此输出L电平信号。将L电平信号馈入到反相器637，并且将H电平信号馈入到第二晶体管622的栅极。因此，第二晶体管622导通。现在，达到可以感测到过充电状态的状态。
用于导通晶体管634的栅极-源极电压通过第一电阻器631的电阻值和流经第一电阻器631的电流值确定。通过第一电阻器631和第二电阻器632的组合电阻以及来自第一电源PW1的控制电压VCC与第一点P1的电压VS之间的差(VCC-VS)来确定在第一电阻器631中通过的电流。二极管633也具有内部电阻，然而，该内部电阻比第一和第二电阻器631和632的内部电阻低得多，因此被忽略。因此，调节第一电阻器631和第二电阻器632的电阻值允许晶体管634在第一点P1处的电压VS变为可能发生过充电的电压时导通。
在晶体管634的栅极和漏极之间，也在栅极和源极之间，分别连接有浪涌吸收二极管638和639。
如上所述，开关驱动装置100C中的电流控制器60C在参考电压感测电路63中感测第一点P1处的电压VS。当电压VS变为等于比接地电压低的规定电压(当启动电容器BC1进入过充电状态时的电压VS)并且此外在启动电容器BC1上的充电电压VBS达到阈值电压时，电流控制器60C判断启动电容器BC1进入到过充电状态，并且限制到启动电容器BC1的充电电流。因此，能够可靠地将启动电容器BC1充电至所需电压，并且能够更可靠地防止其进入过充电状态。
在第二实施例和第三实施例中，电流控制器60B(60C)通过检查第一点P1处的输入信号huin或电压VS以及启动电容器BC1上的充电电压VBS来检查启动电容器BC1是否处于过充电状态。如前所述，当高侧晶体管PT1和低侧晶体管PT2处于模式2时，启动电容器BC1可以进入过充电状态。因此，还可以通过感测用于高侧晶体管PT1的栅极信号HU和用于低侧晶体管PT2的栅极信号LU并且由此感测它们处于模式2中，即，通过感测高侧晶体管PT1关断并且低侧晶体管PT2关断，来控制电流限制器50。
最后，将研究高侧驱动器电路10中的焊盘布置。图14是示出高侧驱动器电路中的焊盘布置的示例的平面图。至于第一实施例(图5)中的高侧驱动器电路10，其芯片、焊盘和导线都由实线指示。另一方面，对于第二实施例(图9和图11)和第三(图13)实施例中的高侧驱动器电路10A至10C，其芯片、焊盘和导线由虚线指示。
如图14所示，在高侧驱动器电路10的表面上，形成有多个焊盘(BVCC1至BVCC3、AVB1至ABV3、DVB1至DVB3、HIN1至HIN3、AVCC、DVCC、ACOM、DCOM、VS1至VS3、以及HO1至HO3)。现在将在必要时也参考前面提及的图2和图7来描述这些焊盘。
焊盘BVCC1至BVCC3分别连接至启动二极管DiU、DiV和DiW的阳极。
焊盘AVB1和DVB1都连接到启动二极管DiU的阴极(即连接到端子Pn2)。焊盘AVB2和DVB2都连接到启动二极管DiV的阴极(即，连接到端子Pn3)。焊盘ABV3和DVB3都连接到启动二极管DiW的阴极(即，连接到端子Pn4)。焊盘AVB1到ABV3在芯片内分别连接到不同相的模拟系统启动电源线。另一方面，焊盘DVB1至DVB3在芯片内分别连接到不同相的数字系统启动电源线。
焊盘HIN1至HIN3分别连接至端子Pn5至Pn7(即激励控制信号huin、hvin和hwin的输入端子)。
设置了多个焊盘AVCC，这些焊盘都连接到端子Pn8(即，连接到控制电压VCC的输入端子)。焊盘DVCC也连接到端子Pn8。焊盘AVCC在芯片内连接到模拟系统控制电压线。另一方面，焊盘DVCC在芯片内连接到数字系统控制电压线。
焊盘ACOM和DCOM都连接到端子Pn9(即，接地电位施加到的端子)。焊盘ACOM在芯片内连接到模拟系统公共电源线。另一方面，焊盘DCOM在芯片内连接到数字系统公共电源线。
焊盘VS1和HO1分别连接到高侧晶体管PT1的源极和栅极。焊盘VS2和HO2分别连接到高侧晶体管PT3的源极和栅极。焊盘VS3和HO3分别连接到高侧晶体管PT5的源极和栅极。
如图14所示，第一实施例中的高侧驱动器电路10以及第二和第三实施例中的高侧驱动器电路10A至10C具有集成在一起的不同电路元件，并且相应地具有不同的芯片尺寸。更具体地，在图的左右方向上，由虚线表示的高侧驱动器电路10A至10C具有比由实线表示的高侧驱动器电路10更大的长度。
根据上述芯片尺寸的差异，优选地调整各个焊盘的布置，使得分别连接到各个焊盘的导线长度在给定范围内。例如，如图14所示的优化焊盘布置使得可以利用经过时间测试的现有封装，并且由此给予开关驱动装置增强的可靠性。
<其他变型>
本文公开的各种技术特征可以以不同于上述实施例的任何其他方式来实现，并且在不脱离本发明的精神的情况下允许许多变型。也就是说，以上描述的实施例应当被理解为在每个方面是说明性的而不是限制性的。本发明的技术范围不是由以上给出的实施例的描述而是由所附的权利要求限定的，并且应当理解为包括在与权利要求的那些等同的意义和范围上做出的任何变型。
工业上的可应用性
根据本发明的开关驱动装置可以应用于，例如，向设置有线圈的电机提供驱动电力的电机驱动器。
符号的说明
10、10A、10B、10C 高侧驱动器电路
20 低侧驱动器电路
30 高侧栅极驱动器
40、40A、40B 输入信号控制电路
41 电平移位器
42 反相器
50、50A、50B 电流限制器
51 电流限制晶体管
52 反相器
60、60A、60B、60C 电流控制器
61、61B 电压感测电路
62、62B、62C 电平移位电路
63 参考电压感测电路
70 高耐压电平移位电路
71 晶体管
72 晶体管
73 电阻器
74 电阻器
100、100A、100B、100C 开关驱动装置
301 箝位电路
401 反相器
402 电平移位电路
403 脉冲发生器
501 晶体管
502 电阻器
611 电阻器
612 电阻器
613 比较器
614 电阻器
615 电容器
616 晶体管
617 电阻器
618 反相器
619 缓冲器
621 第一晶体管
6211 齐纳二极管
622 第二晶体管
6221 二极管
623 电阻器
6231 二极管
624 比较器
6241 二极管
625 反相器
626 电平移位器
627 延迟器
631 第一电阻器
632 第二电阻器
633 二极管
634 晶体管
635 电阻器
636 反相器
637 反相器
638 二极管
639 二极管
ACOM 焊盘
AVB1、AVB2、AVB3 焊盘
AVCC 焊盘
BC1、BC2、BC3 启动电容器
BD 框架
BK1 输入块
BKU U-相块
BKV V-相块
BKW W-相块
BTC 自举电路
BVCC1、BVCC2、BVCC3 焊盘
BW 导线
CLMT 电流限制信号
DCOM 焊盘
DRV 驱动器电路
DiU、DiV、DiW 启动二极管
DVB1、DVB2、DVB3 焊盘
DVCC 焊盘
HIN1、HIN2、HIN3 焊盘
HO1、HO2、HO3 焊盘
HU、HV、HW 驱动信号
huin、hvin、hwin 激励控制信号
IM 电机电流
LU、LV、LW 驱动信号
luin、lvin、lwin 激励控制信号
M 电机
MCU 电机控制单元
MMC 电机驱动装置
MU U-相线圈
MV V-相线圈
MW W-相线圈
P1 第一点
P2 第二点
PB 树脂密封构件
PC11 图案配线
PC12 图案配线
PC13 图案配线
PC21 图案配线
PC22 图案配线
PC23 图案配线
Pkg 封装
PS 电源
PSW 电源开关电路
PT1、PT3、PT5 高侧晶体管
PT2、PT4、PT6 低侧晶体管
PW1 第一电源
PW2 第二电源
Pn1至Pn25 端子
RESU、RESV、RESW 电流限制器区域
VB 第二点处的电压
VBS 充电电压
VCC 控制电压
VDC 驱动电压
VS 第一点处的电压
VS1、VS2、VS3 焊盘

Claims (14)

1.一种开关驱动装置，其包括：
栅极驱动器，其被配置为通过被馈送来自自举电路的驱动电压来操作，以便驱动N型半导体开关元件；
电流限制器，其被配置为限制电流，该电流在包括在所述自举电路中的启动二极管的阳极与第一电源之间流动；以及
电流控制器，其被配置为控制所述电流限制器的操作，
其中，
所述电流限制器包括开关和电阻器，所述开关和所述电阻器并联连接在所述启动二极管的阳极与所述第一电源之间，并且
所述电流控制器被配置为感测所述第一电源的电压，所述电流限制器被配置为：
当所述第一电源的电压为第一电压时，关断所述开关，以及
当所述第一电源的电压为低于所述第一电压的第二电压时，导通所述开关。
2.根据权利要求1所述的开关驱动装置，其中，
所述电流控制器被配置为判断包括在所述自举电路中的启动电容器是否正在被充电，并感测所述启动电容器上的充电电压，并且
所述电流控制器被配置为：当所述启动电容器正被充电，所述启动电容器上的所述充电电压变得高于阈值时，驱动所述电流限制器。
3.根据权利要求2所述的开关驱动装置，其中，
所述电流控制器被配置为：基于所述启动电容器上的端到端电压或其分压来感测所述启动电容器上的所述充电电压。
4.根据权利要求2所述的开关驱动装置，其中，
所述N型半导体开关元件是设置在第二电源和负载之间的高侧开关元件，以形成半桥输出级，并且
所述电流控制器被配置为：当所述高侧开关元件关断时，判断所述启动电容器正在被充电。
5.根据权利要求4所述的开关驱动装置，其中，
所述电流控制器被配置为：通过获取从外部馈入的驱动信号来判断所述高侧开关元件是导通还是关断，以驱动所述高侧开关元件。
6.根据权利要求2所述的开关驱动装置，其中，
所述N型半导体开关元件是设置在第二电源和负载之间的高侧开关元件，以形成半桥输出级，并且
所述电流控制器被配置为：当电压等于或小于阈值时，感测所述高侧开关元件与所述负载之间的连接点处的电压，以判断所述启动电容器正被充电。
7.根据权利要求1所述的开关驱动装置，其中，
所述电流限制器用作电阻值可变的元件，并且
所述电流限制器被配置为：当所述第一电源的电压为所述第一电压时增大所述电流限制器的电阻值，并且当所述第一电源的电压为所述第二电压时减小所述电流限制器的电阻值。
8.根据权利要求1所述的开关驱动装置，其中，
设所述电阻器的电阻值为R1并且所述开关的电阻值为R2，R1》R2。
9.根据权利要求1所述的开关驱动装置，还包括：
输入信号控制电路，其被配置为接收激励控制信号，以及
电平移位电路，其被配置为：连接在所述输入信号控制电路和所述栅极驱动器之间。
10.根据权利要求1所述的开关驱动装置，其中，
所述栅极驱动器、所述电流限制器以及所述电流控制器被形成在单芯片中。
11.根据权利要求1所述的开关驱动装置，还包括：
树脂密封构件，其被配置为：密封所述开关驱动装置、所述N型半导体开关元件以及所述启动二极管。
12.根据权利要求11所述的开关驱动装置，其中，
所述启动二极管设置在所述树脂密封构件的内部的端子上。
13.根据权利要求1至12中任一项所述的开关驱动装置，其中，
所述N型半导体开关元件采用由碳化硅(SiC)制成的半导体。
14.根据权利要求1至12中任一项所述的开关驱动装置，其中，
所述负载是三相交流电机。
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