CN112889209A - 具有可变不工作区控制和零电压切换的半桥 - Google Patents

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CN112889209A CN201980070802.0A CN201980070802A CN112889209A CN 112889209 A CN112889209 A CN 112889209A CN 201980070802 A CN201980070802 A CN 201980070802A CN 112889209 A CN112889209 A CN 112889209A
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Abstract

提供了一种使用可变不工作区的电压馈送半桥的零电压切换（ZVS）的改进方法。不工作区的持续时间是动态确定的并且精确地足够长以确保没有直通事件，同时还最小化或消除切换损耗和反向传导损耗。该方法一般地包括：（a）计算由对半桥的中点充电的电流源看到的等效电容；（b）基于链接电压和等效电容来计算ZVS电荷要求；（c）计算在不工作区矢量期间电流源随时间传递的电荷，使结果与ZVS电荷要求相等，并求解在切换周期上的每个换向点处的ZVS时间要求；以及（d）针对切换模式功率转换器中的每个半桥的每个换向更新不工作区。

Description

具有可变不工作区控制和零电压切换的半桥
相关申请的交叉引用
本申请要求2018年10月26日提交的美国临时申请62/750,896的权益，其公开通过引用整体并入。
技术领域
本发明涉及用于车载（on-board）充电器和其他应用的半桥转换器的零电压切换（switching）。
背景技术
半桥是许多开关模式功率转换器（SMPC）拓扑的部件。隔离的双有源桥（DAB）例如是使用四个半桥和变压器来将功率从变压器的初级传递到次级的SMPC。DAB具有驱动初级绕组的一个全桥（并联的两个半桥）和驱动次级绕组的一个全桥。图1中所示的电流馈送（current-fed）半桥包括利用到中点节点的连接与电流源或存储元件，比如电感器，串联的两个半导体开关。在串联组合的末端处的节点被称为联接（linkage）。在图2中所示的电压馈送半桥的情况下，该联接被称为DC联接，因为其值不允许变负。电压馈送半桥可以以受控或不受控开关的任何组合出现。示例包括完全受控半桥（例如，双向降压-升压DC/DC转换器）、半受控半桥（例如，简单的降压DC/DC转换器）和不受控半桥（例如，Totem-Pole PFC拓扑的前端整流器）。
将半桥视为一个类型的切换块，电流馈送半桥（CFHB）和电压馈送半桥（VFHB）可以用于构造SMPC。切换块是有源功率部件并且被置于具有无源功率部件的配置中以创建SMPC功率路径。电压馈送半桥可以附加地被控制、半控制或不受控制。SPMC中使用的许多或大多数受控半导体开关仅在电流沿一个方向流过其初级传导（conduction）路径时受控，并且在电流沿相反方向流动时将自激活（变为反向偏置）。尽管具有不受控状态，但半桥配置中的两个这样的开关被认为是受控切换块。
给定跨联接的正emf，四个块状态中的每个可由控制器进行命令。更特别地，每个开关具有两个状态：传导和非传导（阻断）。可能的控制矢量（vector）（驱动信号）包括以下内容：
S1 S2 控制矢量
开 关 高侧矢量
关 开 低侧矢量
关 关 不工作区矢量
开 开 直通（Shoot-Through）矢量
高侧控制矢量将联接的正轨（rail）V link 施加到中点，将跨S1的电压限定在
Figure DEST_PATH_IMAGE002
处以及将跨S2的电压限定在
Figure DEST_PATH_IMAGE004
处。低侧控制矢量将联接的负轨施加到中点，将跨S1的电压限定在
Figure DEST_PATH_IMAGE006
Figure DEST_PATH_IMAGE008
处以及将跨S2的电压限定在
Figure DEST_PATH_IMAGE010
处。不工作区控制矢量将半桥中点的控制释放到对更大拓扑的控制，其根据受控电流源移动vhb，使得
Figure DEST_PATH_IMAGE012
。直通控制矢量将联接的正和负轨两者都短路到vhb，使得
Figure DEST_PATH_IMAGE014
。
在CFHB中，电流源与开关S1和S2两者串联，并且从而即使当两个开关都传导时也调节它们的电流。因此，在CFHB的正常操作期间，可以使用所有四个控制矢量。然而，在VFHB中，电压源与开关S1和S2串联，并且因此直通控制矢量将使电压源短路，导致未调节的电流。该状况潜在是灾难性的。为了防范该状况，一个开关的接通信号的开始相对于另一开关的关断信号的结束延迟不工作区（或不工作区时间）。该技术确保在互补开关被驱动接通之前一个开关完全关断（非传导），从而避免了非预期的直通事件。然而，不工作区的持续时间通常是预定的并且在长度上是固定的。结果，现有的半桥转换器经历归因于比为了确保没有直通事件而严格要求更长的不工作区的热损耗。
发明内容
提供了一种使用可变不工作区的电压馈送半桥（VFHB）的零电压切换（ZVS）的改进方法。不工作区的持续时间由处理器根据实时开环电路模型动态地确定，并且精确地足够长以确保没有直通事件，同时还最小化或消除切换损耗和反向传导损耗。根据本方法消除反向传导损耗改进了SMPC的效率，减少了半导体器件上的热应力，并虑及更容易设计的冷却方案。使用VFHB的任何SMPC可以被建模为馈送半桥中点的受控电流源和馈送半桥轨的受控电压源。
根据一个实施例，该方法一般地包括：（a）计算由对半桥的中点充电的电流源看到的等效电容；（b）基于链接电压（link voltage）和等效电容来计算ZVS电荷要求；（c）计算在不工作区矢量期间电流源随时间传递的电荷，使结果与ZVS电荷要求相等，并求解在切换周期上的每个换向点（commutation point）处的ZVS时间要求；以及（d）针对SMPC中的每个半桥的每个换向更新不工作区。上述方法主要结合微处理器和控制电路硬件以软件执行，所述微处理器和控制电路硬件适于适应SMPC的不工作区的实时更新。
通过参考实施例的描述和附图，将更充分地理解和理解本发明的这些和其他特征。
在详细解释本发明的实施例之前，应当理解，本发明不限于操作的细节或在以下描述中阐述或在附图中示出的部件的构造和布置的细节。本发明可以以各种其他实施例来实现，并且可以以本文没有明确公开的替代方式来实践或执行。此外，应当理解，本文所使用的措辞和术语是为了描述的目的并且不应当被认为是限制。“包括”和“包含”及其变体的使用意味着包括其后列出的项目及其等同物以及附加项目及其等同物。此外，列举可被用在各种实施例的描述中。除非另有明确说明，否则列举的使用不应被解释为将本发明限制为任何特定顺序或数量的部件。也不应将列举的使用解释为从本发明的范围排除可能与列举的步骤或部件组合或组合到列举的步骤或部件中的任何附加步骤或部件。
附图说明
图1是电流馈送半桥转换器的电路图。
图2是电压馈送半桥转换器的电路图。
图3（a）至3（f）示出了在具有固定不工作区的标准ZVS条件下VFHB的低到高换向状态。
图4示出了用于VFHB的控制的长不工作区，其中，不工作区比对半桥电容充电所需的时间长。
图5示出了用于VFHB的控制的短不工作区，其中，不工作区比对半桥电容充电所需的时间短。
图6示出了用于VFHB的控制的长不工作区，其中，不工作区精确地足够长以对半桥的半桥电容充电用于ZVS。
图7是根据一个实施例的用于电压馈送半桥的ZVS的方法的流程图。
图8（a）到8（e）示出了具有相应的累积的电荷和等效静态电容的电荷等效电容（Charge Equivalent Capacitance）的改变。
图9是根据当前实施例的具有由控制器确定的理想不工作区的单相电压馈送逆变器（inverter）的电路图。
具体实施方式
提供了一种使用可变不工作区的电压馈送半桥的零电压切换的改进方法。如本文所讨论的，动态地确定不工作区的持续时间以确保没有直通事件，同时还最小化或消除切换损耗和反向传导损耗。作为背景，下面的部分I包括用于电压馈送半桥的零电压切换的已知技术。下面的部分II包括对本发明的方法的讨论，即使用动态计算的可变不工作区控制矢量的电压馈送半桥的零电压切换。
I.电压馈送半桥的零电压切换
零电压切换（ZVS）是当存在跨其初级传导路径的零电压时半导体开关从关断状态到接通状态的换向。ZVS换向发生的过程可以用任意VFHB低到高的换向来说明，如图3（a）-3（f）中所示。关于ZVS，半导体开关可以被认为是与输出电容并联的理想MOSFET和具有正向电压V rth 的反并联（anti-parallel）二极管。在半桥配置中使用两个这样的开关，使得S1是高侧开关并且S2是低侧开关，跨任意DC联接V link ,引用为低侧轨，这里称为GND，具有由某个受控电流源（例如谐振电感器）供应的中点电压V HB ，使得流入中点中的电流i hb 总是正的，在ZVS条件下，整个换向过程可以出故障（broken down），如针对图3（a）-3（f）中所示的低到高半桥换向所示的。这里，每个开关的输出电容被缩写为
Figure DEST_PATH_IMAGE016
和
Figure DEST_PATH_IMAGE018
。反并联二极管被认为是理想的，并且电压源
Figure DEST_PATH_IMAGE020
是二极管的状态的函数——传导=1并且非传导=0——使得
Figure DEST_PATH_IMAGE022
且
Figure DEST_PATH_IMAGE024
。这样，任何任意的自激活半导体开关的行为都可以被建模为反并联器件。
在图3（a）中的换向之前，i hb 自由地流过S2，并且V HB 箝位到GND。当S2关断时，i hb 开始从传导通道迁移以对S2和S1两者的C oss 充电，如图3（b）中所示。这标志着不工作区的开始，因为控制器正应用不工作区控制矢量，同时驱动S1和S2两者关断。当通道正在崩溃（collapse）时V HB 上升的速率由i hb 、S1的通道电阻以及S1和S2两者的C oss 控制——因为通道崩溃，电阻增加，并且更多的i hb 迁移以对C1和C2充电。一旦开关完全关断，通道电阻就足够高，使得通过它的电流变得微不足道，并且然后V HB 的改变由以下关系（等式1）来主导：
（1）
Figure DEST_PATH_IMAGE026
如果开关具有快速的关断边缘速率，如在MOSFET中，则在C oss 充电到相对的联接轨之前，通道停止传导，因此不工作区必须足够长以将中点从GND充电到V link ，并且由此将C1从V link 放电到0V。理想地，S1将在恰好
Figure DEST_PATH_IMAGE028
处接通，但是实际上V HB 将继续充电直到S1的D1变为反向偏置，并将V HB 箝位到
Figure DEST_PATH_IMAGE030
。一旦中点电压被箝位，S1在不工作区的剩余部分燃烧（burn）能量。因此，希望使该区域尽可能短。当S1换向接通（commutate on）时，由于C1被充电到-V rth 并通过形成通道放电，将经历某切换损耗，但是该损耗将是小的。在S1的换向之后，i hb 在桥中仍然应该是正的，尽管理想地，i hb 在S1的换向之后将立即达到0A以最小化谐振电流。
通常，在生成半桥的脉宽调制（PWM）的控制电路中将不工作区设置为固定值。ZVS时间要求T ZVS 是控制电流源（假设已知电流）以传递ZVS所需电荷所需的最小时间。ZVS时间要求T ZVS 与不工作区期间的电流成反比并且与链接电压成正比。因此，用于ZVS应用的典型控制电路将根据最低预期I（T ZVS ）和最高链接电压来固定不工作区，使得可以针对所有操作点确保ZVS。然而，这意味着当流入半桥中的电流越大时，ZVS电荷要求将越快地得到满足，并且由S1和S2限定的半桥的中点电压v hb 将在不工作区结束之前达到目标联接轨并继续充电超过该轨。
如果允许继续该充电，则不仅ZVS将丢失，而且在高切换电流下，可能超过半导体开关的额定电压，导致寿命降级和器件故障。由于这个原因，ZVS拓扑（以及通常的大多数SPMC拓扑）提供了到中点电流i hb 的续流（free-wheeling）路径。这是通过例如MOSFET和IGBT的反并联体或外部二极管或者HEMT中的2DEG的反向传导性质来实现的。由于该反向传导是不受控制的，所以必须有等于反并联器件的阈值的相关联的电压降，并且中点将因此被箝位到联接轨加上反向阈值电压V rth 。在该箝位传导状态中，i hb 被强制在反向电压降的方向上通过器件，生成被称为反向传导损耗的热损耗。该状况在图3（d）中进行了描述，其中，半桥的低到高换向明显比将足够的电荷传送到等效电容以将中点电压改变所需量所需的时间长。结果，一旦中点电压达到V link （在本示例中为60V），电流就保持对等效电容充电，直到中点电压超过高侧轨电压该器件的反向阈值。图4（描绘了短不工作区）在该示例中导致了在大约20V处的硬切换，而图5的理想不工作区避免了切换损耗和反向传导损耗。图4、5和6提供了基于图3（a）-（f）中呈现的一般情况的示例，其中，电流源被提供有具有2A的恒定初始电流和60V的链接电压的8μH电感器。在三个图之间变化的唯一参数是不工作区时间t db 。
Ⅱ.用于电压馈送半桥的电压切换的可变不工作区控制
为了消除上面部分I中讨论的反向传导损耗，针对每个换向点动态地计算不工作区，而不是使用对应于最坏情况要求的预定值。消除反向传导损耗改进了SMPC的效率，减少了半导体器件上的热应力，并虑及更容易设计的冷却方案。
参考图7的流程图，示出了用于使用可变不工作区控制矢量的电压馈送半桥的零电压切换的方法。该方法通常包括针对每个换向点动态地计算不工作区，而不是使用对应于最坏情况要求的预定值。更特别地，该方法通常包括以下方法步骤：（a）基于链接电压、SMPC拓扑和SMPC电路状态计算由对半桥的中点充电的电流源看到的等效电容C eq （步骤10）；（b）基于链接电压和等效电容计算ZVS电荷要求（步骤12）；（c）计算在不工作区矢量Q hb 期间电流源随着时间传递的电荷，使结果等于ZVS电荷要求，并且求解切换周期上的每个换向点处的T ZVS （步骤14）；以及（d）针对SMPC中的每个半桥的每个换向更新不工作区（步骤16）。
在步骤10处计算等效电容C eq 包括确定沿电流源的返回路径的任何电容。这可以包括寄生PCB电容、磁性的绕组电容和预期电容（诸如谐振回路（resonant tank））。图4、5和6中使用的示例仅假设开关电容C oeq 、PCB电容C PCB 和绕组电容 C L 沿电感器的返回路径并联。因此，
Figure DEST_PATH_IMAGE032
。这是DAB中的单半桥换向中的情况。该步骤还用下面的示例可视化。使用来自GaN Stystems Inc.的氮化镓高电子迁移率晶体管（GaN HEMT），零件号GS66516T，图8示出了电容、电荷、等效电容和能量可以如何随单个GaN HEMT的输出电压而改变。由于在半桥换向的不工作区上输出电压的改变必须等于联接，因此图8中的vds（漏极到源极电压）与V link 图3（a）可互换。图8（a）示出了随电压的输出电容改变。图8（b）示出了随电压的跨一个器件累积的电荷。图8（c）绘出了在该电压处将保持与C oss 相同量的电荷的等效静态电容值，称为“电荷等效电容”。图8（d）示出了随电压的累积能量。图8（e）示出了在该电压处将保持与C oss 相同量的能量的等效静态电容值，称为“能量等效电容”。
基于等效电容C eq ，ZVS充电要求Q ZVS 然后根据以下（等式2）来计算，其中，C eq 是电压的函数，因为半导体的C oss 通常随输出电压v oss 不是恒定的：
（2）
Figure DEST_PATH_IMAGE034
如上所述，Q ZVS 是将S1和S2的中点电压
Figure DEST_PATH_IMAGE036
Figure DEST_PATH_IMAGE038
从～0V移动到V link 所需的电荷，其继而将V oss1 从V link 放电到～0V。然后根据以下（等式3-4）来执行计算ZVS定时要求T ZVS ：
（3）
Figure DEST_PATH_IMAGE040
（4）
Figure DEST_PATH_IMAGE042
在上述等式3中，Q ZVS 被计算为不工作区矢量期间的平均电流（逆ZVS周期乘以电流的积分）。在上述等式4中，T ZVS 被求解为ZVS所需的电荷除以虑及ZVS的随时间的平均电流或I（T ZVS ）。因此，为了适当地设置用于确定T ZVS 的初始条件，必须计算在切换周期期间每个不工作区的开始处的初始电流。
作为一个示例，图3（a）中的受控电流源是用包括谐振电感器L=8μH的负载来实现的。假设在时间
Figure DEST_PATH_IMAGE044
处，L被充电到
Figure DEST_PATH_IMAGE046
，而跨其端子没有初始驱动电压，
Figure DEST_PATH_IMAGE048
，这意味着电流最初续流通过电感器。电感器的绕组电容是
Figure DEST_PATH_IMAGE050
，并且PCB的寄生电容是
Figure DEST_PATH_IMAGE052
，其与S1和S2两者的C oss 并联，如电感器看到的。链接电压被设置为
Figure DEST_PATH_IMAGE054
，并且由T db0 给出的不工作区变化以示出其效果。图6示出了半桥的低到高换向，其中，不工作区
Figure DEST_PATH_IMAGE056
，从
Figure DEST_PATH_IMAGE056A
到
Figure DEST_PATH_IMAGE058
是2A向等效电容传递足够的电荷以将中点电压改变60V所需的精确时间。这是半桥的理想换向。不工作区可以比最佳大充电附加的6.8V所需的时间，为真实世界传感器误差提供缓冲区而不引起反向传导损耗。
方法还包括在步骤16处针对SMPC中的每个半桥的每个换向更新不工作区。前述方法的每个步骤可以以结合具有四个半桥的双有源桥（DAB）转换器的数字逻辑来实现，但是本方法可以根据需要以其他SMPC来实现。方法不需要任何附加硬件，并且代之以依赖于系统拓扑的数学模型来实时计算不工作区。如上所述，根据本方法消除反向传导损耗改进了SMPC的效率，减少了半导体器件上的热应力，并且虑及更容易设计的冷却方案。
根据另外的实施例，图9中示出了用于产生方波输出的单相电压馈送逆变器。该逆变器包括具有两个串联连接的开关S1、S2和两个续流反并联二极管D1、D2的半桥。开关可能不同时被激活，否则这将使电压源短路。根据一个实施例，以数字逻辑来计算理想不工作区，不工作区是串联连接的开关的关断与接通之间的间隔。特别地，控制器20，例如集成电路或数字信号处理器，确定半桥的中点22处的等效电容。对于在中点处的给定输入电流或跨半桥的给定轨电压，可以根据经验来确定等效电容，并且该等效电容通常包括任何开关电容、PCB电容和绕组电容。基于该等效电容，控制器20根据上面的等式（2）确定ZVS充电要求（Q ZVS ），其代表了将中点电压从0V移动到轨电压（V link ）所需的电荷。然后，控制器20根据上面的等式（4）确定理想不工作区T ZVS ，其中，ZVS充电要求（Q ZVS ）除以虑及ZVS的随时间的平均电流（I（T ZVS ）），其由控制器从每个不工作区的开始处的初始电流获得。控制器20然后将理想不工作区T ZVS 存储到计算机可读存储器，潜在地更新半桥不工作区的现有值，并且创建至少等于理想不工作区T ZVS 的串联连接的开关的关断与接通之间的间隔（例如，具有或不具有缓冲时段）。该过程可以周期性地重复，或者响应于事件而重复，例如响应于到半桥的中点22的输入电流的改变，或者响应于DC轨电压的改变。
以上描述是本发明的当前实施例的描述。在不背离本发明精神和更广泛的方面的情况下，可以进行各种改变和变化。本公开是出于说明性目的而呈现的，并且不应被解释为是对本发明的所有实施例的穷尽描述或将权利要求的范围限制为结合这些实施例所示出或描述的具体元素。对单数元素的任何引用，例如使用冠词“一”、“一个”、“该”或“所述”不应被解释为将该元素限制为单数。

Claims (15)

1.一种方法，包括：
提供开关模式功率转换器，其包括输出DC轨电压的电压源、具有第一和第二开关以及中点节点的半桥、以及控制器；
由控制器确定其中第一和第二开关闭合的零电压切换不工作区，其中，确定零电压切换不工作区包括：
计算用于将中点节点处的电压从0V移动到DC轨电压的零电压切换电荷要求（Q ZVS ），
计算在第一开关的解激活和第二开关的解激活期间在中点节点处的平均电流（I （T ZVS ）），以及
基于零电压切换电荷要求（Q ZVS ）与平均电流（I（T ZVS ））的商来确定用于零电压切换的时间间隔（T ZVS ）；
由控制器向第一和第二开关提供切换控制信号以用于生成AC输出，其中，第一开关的解激活与第二开关的激活之间的时间间隔至少等于零电压切换不工作区。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，确定零电压切换不工作区响应于到半桥的中点节点的输入电流的检测到的改变。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，确定零电压切换不工作区响应于DC轨电压的检测到的改变。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，计算零电压切换电荷要求（Q ZVS ）是基于中点节点处的等效电容的，其中，输入电流保持恒定或者跨半桥的电压保持恒定。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，等效电容包括寄生电容、绕组电容和开关电容。
6.根据权利要求1所述的方法，还包括将零电压切换不工作区存储到非暂时性计算机可读存储器。
7.根据权利要求1所述的方法，其中，半桥是开关模式功率转换器的多个半桥中的一个，方法还包括由控制器针对多个半桥中的每个确定零电压切换不工作区。
8.根据权利要求1所述的方法，其中，时间间隔等于零电压切换不工作区。
9.根据权利要求1所述的方法，其中，时间间隔等于零电压切换不工作区和缓冲时段，缓冲时段在不工作区的1%与10%之间。
10.一种开关模式功率转换器，包括：
直流电压源，用于提供DC轨电压；
半桥，与直流电压源并联连接，半桥包括第一和第二开关以及中点节点；以及
控制器，可操作以向第一和第二开关提供切换控制信号，并且可操作以调整第一开关的解激活与第二开关的激活之间的时间间隔，其中，控制器通过以下内容来确定时间间隔：
计算用于将中点节点处的电压从0V移动到DC轨电压的零电压切换电荷要求（Q ZVS ），
计算在第一开关的解激活和第二开关的解激活期间在中点节点处的平均电流（I （T ZVS ）），以及
基于零电压切换电荷要求（Q ZVS ）与平均电流（I（T ZVS ））的商来确定用于零电压切换的时间间隔（T ZVS ）。
11.根据权利要求10所述的开关模式功率转换器，其中，控制器响应于到半桥的中点节点的输入电流的检测到的改变来确定时间间隔。
12.根据权利要求10所述的开关模式功率转换器，其中，控制器响应于DC轨电压的检测到的改变来确定时间间隔。
13.根据权利要求10所述的开关模式功率转换器，其中，计算零电压切换电荷要求（Q ZVS ）基于中点节点处的等效电容，其中，输入电流保持恒定或者跨半桥的电压保持恒定。
14.根据权利要求10所述的开关模式功率转换器，还包括第二半桥，第二半桥包括第三开关和第四开关，控制器可操作以调整第三开关的解激活与第四开关的激活之间的时间间隔。
15.根据权利要求10所述的开关模式功率转换器，其中，半桥形成全桥DC到AC逆变器的部分。
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