CN108028596B - 一种用于减弱电压转换器中的开关阶段的电路 - Google Patents

一种用于减弱电压转换器中的开关阶段的电路 Download PDF

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Abstract

本公开涉及一种用于将来自电源的电流提供到负载的电路。换向单元包括主开关，该主开关控制由电源施加到负载的电压。当负载通过主开关与电源断开时，反向开关保持负载中的电流。当主开关再次将负载连接到电源时，反向开关将负载电流返回到主开关。所公开的电路配置减少了恢复电流、损耗和电磁损耗。同步控制器控制主开关和反向开关(opposite switch)的断开和闭合顺序。所公开的电路可以提供DC‑DC电压转换器。组合两个这样的电路可以提供DC‑AC电压转换器。

Description

一种用于减弱电压转换器中的开关阶段的电路
技术领域
电力电子技术领域本公开涉及电力电子领域。更具体地，本公开涉及用于减弱电压转换器中的开关阶段的电路。
背景技术
换向单元通常用在需要电压源转换的电子系统中，包括DC-DC和DC-AC转换器。这些换向单元是基于使用电力电子开关，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。图1是MOSFET的示意图。所示出的MOSFET 10具有漏极、栅极和源极，并且由经由栅极电阻器RG连接到栅极的栅极驱动器14施加的信号12来控制。众所周知，MOSFET 10包括寄生(或杂散)电容，例如漏极和栅极之间的CGD，栅极和源极之间的CGS以及漏极和源极之间的CDS。通常将电容CGD、CGS和CDS的总和称为MOSFET 10的输出电容COSS。在漏极和源极之间存在寄生二极管Dp。当电流从漏极到源极在MOSFET 10中流动时，电流可以在二极管Dp中以相反的方向流动。MOSFET 10与电路的连接在其漏极产生寄生电感LD，在其源极产生LS。
MOSFET 10的寄生元件的存在极大地影响了其开关动作。MOSFET 10是本领域普通技术人员所熟知的，在此不再赘述。
图2是常规的基于MOSFET的DC-DC转换器的电路图。在电路20中，来自具有电压Vin的电源22的电力被转换成施加到负载(在图2中被示为LOAD)的另一个DC电压。LOAD可以由纯电阻元件组成，或者也可以包括电容和/或电感元件。与LOAD并联放置的电容器Cout以及与LOAD串联放置的电感器Lout形成滤波器，该滤波器对反向二极管Do两端的电压进行平均，这将在下文中进行描述，使得LOAD上的电压保持相当恒定。
电路20包括换向单元和控制部件(在下面详细描述)，并且控制由电源22施加到LOAD的电压。电路20的换向单元包括主开关Qm，例如其可以由通过栅极驱动器(未示出，但在图1中示出)控制的MOSFET或类似电力电子开关以及反向二极管Do组成。换向单元还包括与电源22并联的等效电源电容器(未示出)和用于在LOAD中流动的电流Iout的等效电流源(未具体示出)。
当主开关Qm被断开时，电流Iout从LOAD通过反向二极管Do流出，并返回到LOAD，如箭头202和204所示。当主开关Qm被闭合时，电流Iout流动通过主开关Qm和电源22，并返回到LOAD，如箭头206、208和再次204所示。当主开关Qm被闭合时，其漏极和源极之间的电压为零(或基本上为零)，整个电压Vin，例如450伏直流，被施加在反向二极管Do两端。然而，其目的是使用图2的电路将受控的DC电压施加到LOAD，该受控的DC电压低于电源22的电压Vin。为此，换向单元快速地接通和断开，并且换向单元的占空比控制施加到LOAD的有效电压。施加在LOAD上的电压等于占空比乘以电源22的电压Vin。
电路20的辅助部件包括辅助电容器Caux、辅助电感器Laux、二极管D1、D2和D3以及辅助开关Qa。首先，当主开关Qm导通整个电流Iout(见箭头206)时，其漏极和源极之间的电压为零。那时，辅助电容器Caux上的电压基本上等于Vin。断开主开关Qm，电流Iout在辅助电容器Caux中逐渐偏离(箭头210)。因此，电压斜率受到限制，因此允许Qm在几乎为零的电压下关断，由此减少主开关Qm中的开关损耗。
然后，当主开关Qm断开时，辅助开关Qa(例如另一个MOSFET)闭合，准备再次闭合主开关Qm。通过辅助开关Qa施加的电压在辅助电感器Laux上逐渐偏离。因此，电流斜率受到限制，并因此允许Qa在几乎为零的电流时导通，由此减少辅助开关Qa中的开关损耗。
电流Iout的一部分现在经由辅助电感器Laux被引导到该辅助开关Qa，参见箭头212和214。辅助电感器Laux限制辅助开关Qa两端的电压，以使开关损耗最小化。当辅助开关Qa两端的电压降低时，其变为闭合，其电流变化di/dt增加，导致辅助电感器Laux两端的电压也增加。当辅助开关Qa变为完全导通时(即当其完全闭合时)，电压Vin基本上出现在辅助电感器Laux上，并且电流变化量di/dt等于Vin除以辅助电感器Laux的值。直到此刻，电流Iout的至少一部分沿着箭头202流过反向二极管Do，电压最初处于零或接近零。当整个电流Iout流过辅助开关Qa(箭头214)时，恢复电流在反向二极管Do中以与箭头202的方向相反的方向开始反向流动。在反向二极管Do中的恢复电流的速率是Vin除以Laux。迅速地，一旦在反向二极管Do的PN结上积累的电荷被撤回，则反向二极管Do被阻塞，并且在辅助电感器Laux和反向二极管Do、主开关Qm和另一二极管D2的寄生电容(未示出)之间通过辅助电容器Caux开始谐振。据观察，辅助电容器Caux远大于二极管D2的寄生电容。经过四分之一个谐振周期后，这些电容器中累积的能量传输到辅助电感器Laux。
因为反向二极管Do现在被阻断并且由于与上述电容器的谐振已经发生了四分之一周期，所以其上的电压等于Vin。因此主开关Qm上的电压为零，从而允许将该主开关Qm闭合在零电压。然后断开辅助开关Qa以限制辅助电感器Laux中的损耗。流过辅助开关Qa的电流逐渐偏离到辅助电容器Caux。因此，电压斜率受到限制，并因此允许Qa在几乎为零的电压下关断，由此减小辅助开关Qa中的开关损耗，由此减少辅助开关Qa中的开关损耗。如上所述，辅助电容器Caux上累积的电荷将在另一个周期中在后者开关断开时传送到主开关Qm。在辅助电容器Caux中没有花费大量的能量。辅助电感中的电流在由开关Qa断开时在其中流动的电流和由辅助电感器Laux划分的被定义为源电压Vin的辅助电感di/dt中的电流变化所决定的时间之后达到零。
当断开辅助开关Qa时，由于以Vin除以Lau的比率的二极管D1中电流变化量di/dt，所以与电感器Laux串联的二极管D1中会有一个恢复电流。另一个恢复电流也会出现在二极管D3中，但是由于辅助电容器Caux很大，所以它将会很小。二极管D3两端的电压保持接近零。由于辅助开关Qa的输出电容COSS比二极管D1的寄生电容大，并且由于二极管D2小于二极管D1，所以二极管D2中的另一个恢复电流将非常小。然而，这些恢复电流是次要的，因为二极管D2和D3比反向二极管Do小得多。二极管D1提供软恢复，因为它大于二极管D2和D3，并且因为如上所述在Vin除以Laux的速率下以电流变化量di/dt关断。
熟悉电路20的人将会认识到，其可以在从零到百分之百的范围中的占空比下操作，其中占空比被定义为开关的闭合时间在换向单元的整个周期时间的比率。然而，当占空比大于零时，要求允许完全闭合开关。如果占空比如此之大以防止辅助电容器Caux在主开关Qm断开时完全放电，则也需要防止开关的断开。
图2的电路20具有以下缺点。
首先，作为大二极管以及在全支路的情况下MOSFET的非常小的寄生二极管的反向二极管Do中的恢复电流在电路20中——主要在二极管本身以及在辅助电感器Laux以及辅助开关Qa中——产生显著的损耗，由于被加到负载电流之前的恢复电流。这些损耗影响电路20的效率并限制开关频率。这些损耗产生的热量在大多数情况下必须被消耗，并以有限的开关频率进行累加，这又影响基于电路20建立的转换器的物理尺寸。
其次，当恢复电流在反向二极管Do的寄生电容上引起非常高的dV/dt时，电路20的各个元件之间的谐振，特别是在阻塞反向二极管Do时，在电磁干扰(EMI)方面引起显著的噪声。这种EMI对于许多应用可能是有害的，并且可能需要复杂的滤波，这又可能涉及电路20的物理实现的尺寸和/或成本的增加，或者其性能的降低，或者两者。
最后，能量流只能从高电压到低电压(从输入到输出单向)循环，因此只能使用具有DC/DC降压转换器。
因此，需要对转换器电路进行改进，以补偿与电力电子电路中的低效率和电磁噪声产生相关的问题，并且提高允许作为DC/DC升压转换器、DC/AC转换器或AC/DC转换器的操作的灵活性。
发明内容
根据本公开，提供了一种用于将来自电源的电流提供到负载的电路。换向单元包括主开关，该主开关控制由电源施加到负载的电压。当负载通过主开关与电源断开时，反向开关保持负载中的电流。当主开关再次将负载连接到电源时，反向开关将负载电流返回到主开关。同步控制器控制主开关和反向开关的断开和闭合顺序。
根据本公开，还提供了使用用于将来自电源的电流提供到负载的电路实现的DC-DC转换器。
本公开还涉及使用用于将来自电源的电流提供到负载的电路和对等换向单元来实现的DC到AC转换器。反向开关用作对等换向单元的对等主开关，而主开关用作对等换向单元的对等反向开关。同步控制器控制主开关、对等主开关、反向开关和对等反向开关的断开和闭合顺序，使得在负载中流动的电流是交流电流。
通过阅读以下示例性实施例的非限制性描述，前述和其他特征将变得更加明显，所述说明性实施例仅通过参考附图以示例的方式给出。
附图说明
将仅通过参考附图的示例来描述本公开的实施例，其中：
图1是具有其寄生元件及其栅极驱动器的MOSFET的示意图；
图2是常规的基于MOSFET的DC-DC降压转换器的电路图；
图3是根据一个实施例的软开关同步DC-DC降压转换器的电路图；
图4是示出导致图3的电路的主开关导通的操作以及这些操作对辅助电感器中的电流的影响的时序图；
图5是用于控制图3的电路的开关的栅极驱动器电路的示意图；和
图6是根据另一个实施例的软开关同步DC-AC转换器的电路图。
相同的附图标记表示各个附图上的相似特征。
具体实施方式
本公开的各个方面总体上解决了与电力电子电路中的通常较差效率和电磁噪声产生有关的一个或多个问题。
在包括换向单元的开关电路中，通过用反向开关替换通常用于在换向单元的主开关断开(不导通)时维持负载中的续流电流的反向二极管来减轻这些问题。当主开关再次开始导通时，反向二极管的大尺寸会导致大量的恢复电流，从而导致重要的开关损耗和电磁噪声。相反，本发明提出通过可以与主开关同步控制的开关(Qo)替代反向二极管，以承载续流负载电流，直到负载电流完全从反向开关偏转到辅助开关。反向开关完全断开，剩余电荷的最小量被恢复，并且以共振的方式逐渐降低主开关两端的电压以在零电压下接通；主开关再次导通满载电流。主开关和反向开关的这种同步在开关时减弱了电路的整体性能，减少了反向二极管的开关损耗，进而减少了开关损耗和电磁损耗。
所公开的电路可以用作DC-DC电压转换器。也可以称为逆变器的DC-AC转换器可以通过组合两个极性相反的换向单元来获得，这将在下面描述。
贯穿本公开使用以下术语：
减弱：在电路的开关时瞬态效应的减少，dI/dt和dV/dt。
换向单元：连接到电压源的电子组件的组件，交替地向电流源提供电流并允许连接到负载的电流源的续流。
开关：被强制断开并强制关闭的电力电子开关。
主开关：换向单元的开关，当导通时将电流从电压源传送到电流源或从电流源到电压源。
辅助开关：与主开关并联并且与辅助电感串联的开关，辅助开关被布置以在主开关之前以几乎为零的电流导通。
反向开关：与换向单元的二极管并联并且在主开关不导电时承担负载电流的开关。
控制器：处理器、计算机、FPGA、CPLD、DSP、CPU或任意数量的这些组件的组合，可能包括存储器、接口、模数转换器以及类似组件，控制器可以是硬连线用于携带功能或者可以包括用于携带功能的可编程代码。
同步控制器：控制器，其经由相应的栅极驱动器向开关发出命令，以同步的方式控制开关的断开和闭合顺序。
辅助电容器、辅助电感器和辅助二极管：换向单元的部件，与负载的部件不同，用于在换向期间偏离电流和/或电压。
零电压：在本公开中，诸如二极管或开关的部件上的“零电压”指示该部件是导电的。在实践中，这个部件上的电压可能略高于零伏特，而仍远小于电源电压或负载电压。使用表达式“零电压”和等效方式是为了简化本公开，而不是绝对地解释。
零电流：在本公开中，诸如二极管或开关的部件上的“零电流”指示该部件不导电。在实践中，总是有一个小电流通常被称为漏电流。使用表达式的“零电流”和等效方式来简化本公开，而不应被理解为绝对的。
现在参考附图，图3是根据说明性实施例的软开关同步DC-DC转换器的电路图。在电路40中，来自具有电压Vin的电源42的电力被转换为施加到负载(在图3中被示为LOAD)的另一个DC电压。LOAD可以由纯电阻元件组成，或者也可以包括电容和/或电感元件。与LOAD并联放置的电容器Cout和与LOAD串联放置的电感器Lout形成对电压进行平均的滤波器，如将在下文中描述的。
电路40与图2的电路20的不同之处主要在于，电路20的反向二极管Do被具有其自己的寄生二极管DQo的另一受控电力电子开关——反向开关Qo代替。对图2的常规电路20的这种修改对其行为带来重要的改变。主开关Qm、辅助开关Qa和反向开关Qo分别具有连接到相应的栅极驱动器(图5所示)的栅极46、47和48以控制它们的断开和闭合。
电路40包括换向单元和控制部件(在下文中详细描述)，并且控制由电源42施加到LOAD的电压。电路40的换向单元包括主开关Qm，其可以例如由栅极驱动器(未示出，但在图1中示出)控制的MOSFET或类似电力电子开关构成。图2的反向二极管Do被电路40的换向单元中的反向开关Qo取代。换向单元还包括与电源42和电感器Lout并联的等效电源电容器(未示出)，其代表在LOAD中流动的电流Iout的等效负载电感。
当主开关Qm被断开时，电流Iout从LOAD流经由栅极驱动器控制的反向开关Qo，并返回到LOAD，如箭头402和404所示。当主开关Qm被闭合时，电流Iout流过主开关Qm和电源42，并返回到LOAD，如箭头406、408和再次404所示。当主开关Qm被闭合时，其漏极和源极之间的电压为零，整个电压Vin，例如450伏DC，被施加在反向开关Qo的两端。然而，其意图是使用图3的电路将受控的DC电压施加到LOAD，该受控的DC电压比电源42的电压Vin低出等于电路40的占空比的因数。对此，换向单元快速地打开和关闭，以控制施加到LOAD的有效电压。换向单元可以快速循环，例如以300KHz。
电路40的辅助部件包括辅助电容器Caux、辅助电感器Laux、辅助二极管D1、D2和D3以及辅助开关Qa，辅助开关Qa可以是另一个MOSFET或类似电力电子开关。最初，当主开关Qm导通整个电流Iout时，参见箭头406，其漏极和源极之间的电压为零。断开主开关Qm，电流Iout在辅助电容器Caux中逐渐偏离，箭头410，从电压Vin放电至零。如上所述，电压斜率受到限制，因此允许Qm在几乎为零的电压下关断，由此减少主开关Qm中的开关损耗。
反向开关Qo的寄生二极管DQo开始承担负载电流。反向开关Qo随后在零电压下开始闭合，以便降低其寄生二极管DQO中的传导损耗，消除开关损耗并限制在其PN结上累积的电荷。同时，电感器Lout在主开关Qm的断开期间使电流Iout基本保持恒定。在主开关Qm的断开之后，电流Iout现在沿着箭头402在反向开关Qo中流动，然后返回到LOAD(箭头404)。Qo两端的电压降允许小电流在Do中循环。
然后，当主开关Qm断开时，辅助开关Qa闭合，准备再次闭合主开关Qm。电流Iout的一部分现在经由辅助电感器Laux被引导到该辅助开关Qa，参见箭头412和414。辅助电感器Laux在其漏极到源极电压从Vin转变为零期间限制通过辅助开关Qa的电流以最小化开关损耗。当辅助开关Qa两端的电压降低时，其导通时，其电流变化di/dt增大，导致辅助电感器Laux两端的电压也增加。当辅助开关Qa变为完全导通时(即当其完全闭合时)，全电压Vin出现在辅助电感器Laux上，并且电流变化量di/dt等于Vin除以辅助电感器Laux的值。直到此刻，电流Iout的至少一部分沿着箭头402流过反向开关Qo，电压最初处于零或接近零。一旦整个电流Iout在辅助开关Qa(箭头414)中流动，反向开关Qo中的电流开始以与箭头402的方向相反的反方向流动。因为反向开关Qo的漏极到源极电阻在开关Qo在闭合时非常低，在其闭合时在其寄生二极管DQo中流动非常小的电流，因此在其PN结上积累了非常少的电荷。现在在反向开关Qo中与箭头402的方向相反的反向流动的电流，去除了剩余的电荷并完全阻断了其寄生二极管DQo。在低电流条件下，例如对于LOAD的额定电流的15％下，断开反向开关Qo，限制了反向开关Qo的开关损耗，并且显著降低了其寄生二极管DQo的开关损耗，同时减少了相关的电磁噪声。这通过对反向开关Qo使用精确的触发时间来实现，例如具有大约10纳秒的分辨率。以这种方式，可以减轻由于其自身的慢寄生二极管而导致的辅助开关Qa中的显著的电流和损耗，重要的噪声和长的开关时间。可以观察到，反向开关Qo中的反向电流低于传统使用的二极管的等效恢复电流。
一些谐振被启动在辅助电感器Laux和反向开关Qo的、主开关Qm的、以及通过辅助电容器Caux的另一二极管D2的寄生电容(未示出)之间。据观察，辅助电容器Caux远大于二极管D2的寄生电容。经过四分之一个谐振周期后，这些电容器中累积的能量传输到辅助电感器Laux。Caux两端的电压应保持接近零，以便在关断时限制Qa两端的电压。
因为反向开关Qo现在被断开，所以其上的电压等于Vin。主开关Qm上的电压因此为零，允许将该主开关Qm闭合在零电压而没有任何显著的导通损耗。然后断开辅助开关Qa以便限制辅助电感器Laux中的损耗。断开辅助开关Qa，Qa中的电流在辅助电容器Caux中逐渐偏离，箭头210的反向。因此，电压斜率受到限制，因此允许Qa在几乎为零的电压下关断，从而减少了辅助开关Qa中的开关损耗。如上所述，在电路40的另一个周期中，辅助电容器Caux上累积的电荷将被传送到主开关Qm，当这后一个开关断开时。辅助电容器Caux中没有耗散大量的能量。辅助开关Qa中的电流在二极管D2和D3中偏离。在由Vin除以Laux的电流变化di/dt决定的时间之后，辅助电感器Laux中的电流达到零。
由于辅助电感器Laux中的电流变化di/dt，在与辅助电感器Laux串联的二极管D1中将存在恢复电流。另一个恢复电流也会出现在二极管D3中，但由于辅助电容器Caux很大，所以它将会很小。由于辅助开关Qa的输出电容COSS较大，并且由于二极管D2小于二极管D1，所以二极管D2中的另一个恢复电流将非常小。然而，这些恢复电流是次要的，因为二极管D2和D3比反向开关Qo的寄生二极管DQo小得多。二极管D1提供软恢复，因为二极管D1大于二极管D2和D3，并且因为如上所述它在Vin除以Laux的速率下以电流变化di/dt关断。
主开关Qm、辅助开关Qa和反向开关Qo可以每个包括MOSFET、包括碳化硅(SiC)或氮化镓(GaN)JFET的结型场效应晶体管(JFET)或其他类型电力电子开关。电路40的各种开关可以是不同类型的。每个开关还可以包括与相关联的二极管并联使用的绝缘栅双极晶体管(IGBT)，因为传统的IGBT不包括任何显著的本征二极管。
图4是示出导致图3的电路的主开关导通的操作以及这些操作对辅助电感器中的电流的影响的时序图。时序图50示出辅助电感器Laux中的变化电流52作为主开关Qm(序列54)、辅助开关Qa(序列56)和反向开关Qo(序列58)的断开和闭合序列的函数。后面的这些序列54、56和58用施加到每个开关的栅极到源极电压(Vgs)表示。将会理解，当序列54、56和58的线表示Vgs高电压(线为高)这些开关是导通的并且在Vgs电压是低(线是低)时这些开关是不导通的。例如，如序列58所示，反向开关Qo初始导通，直到时间t3为止。栅极驱动器电路(图5所示)控制开关Qa、Qo和Qm的闭合时间。
最初，在时间t0之前，反向开关Qo是唯一的导通开关，如在时间t0之前由延伸时序图50的左侧的序列58的虚线所反映的，并且电流Iout续流在LOAD和反向开关Qo之间，在反向开关Qo中从源极流到漏极，见图3中的箭头402和404。辅助开关Qa在时间t0闭合并且其电压开始降低。使用辅助开关Qa闭合时的时间t0的值来计算辅助电感器Laux中的电流52。然后，考虑到辅助开关Qa两端的漏极到源极电压的持续且逐渐减小，辅助电感器Laux两端的电压逐渐增加，以在时间t1达到电源42的电压Vin，此时辅助开关Qa的漏极到源极电压下降到零。可以使用等式(1)计算在时间t1(It1)处的电流52：
Figure BDA0001571171490000091
从t0到t1的持续时间可以近似为常数，因为它基本上独立于负载电流，仅取决于电压Vin。实际上已经发现，电压Vin的20％的差异对电流52和时间t1几乎没有影响。
辅助电感器Laux中的电流52以Vin除以Laux的斜率继续增加并且在时间t2处达到LOAD中的电流Iout的值。可以使用等式(2)来计算t2与t1之间的持续时间的计算：
Figure BDA0001571171490000101
反向开关Qo在大约5到15纳秒的范围内的短暂周期内保持导通，例如在t2之后10纳秒，直到在反向开关Qo中的电流反转，现在在时间t3从漏极流到源极。上述在辅助电感器Laux和电路40的各种寄生电容之间的谐振在反向开关Qo断开之后的时间t3开始，并且持续达四分之一周期，直到时间t4。增加的电流将具有Vin除以Laux的斜率和高达约55nsec的持续时间t4-t3。寄生二极管DQo的该电流和非常低的恢复电流增加到辅助电感器Laux中的电流52，使得电流52超过电流Iout的值。用于断开反向开关Qo的合适定时对于降低寄生二极管DQo中的电磁噪声和开关损耗是有效的，只要在5μH或0.9安培的电感上的额外电流(例如450伏)保持在标准二极管的最大反向恢复电流以下。
在时刻t5，例如时刻t4之后的10nsec，主开关Qm可以在过冲之后立刻被关闭。此后不久，例如在大约50纳秒的另一延迟之后，直到时间t6，辅助开关Qa断开，并且其电流在被充电到Vin的辅助电容器Caux中偏离。辅助开关Qa的漏极到源极电压增加，因此跨越辅助电感器Laux和辅助电容器Caux两端的电压也增加。辅助电感器Laux中的电流52开始以其电压所决定的斜率下降。一旦辅助开关Qa两端的电压达到Vin，则在时间t7，辅助电感器Laux中的电流的斜率变为-Vin除以Laux。辅助电感器Laux中的电流在t8时刻达到零。
在图4的例子中，电流52在50nsec的t1时刻(即，t0之后的50nsec)达到2.3A，并且在t3与t4之间具有至少6.4A的过冲。在时间t1的电流52的大小2.3A基本上是这个50nsec持续时间和在图4的示例中被设置为5μH(微亨)的辅助电感器Laux的值的函数。电压Vin和电流Iout在时间t1对电流52的量几乎没有影响。在图4的示例的描述中表达的这些和其他数值仅用于说明而不限制本公开。
在时间t3和t4之间的跨度在图4的示例中高达约55nsec。该值对应于辅助电感器Laux和开关Qm和Qo的寄生电容之间的4.5MHz固有谐振频率的四分之一。
可以将时间t7和t8之间的跨度估计为电流52的峰值乘以辅助电感器Laux除以Vin的值。时间t8定义了电路40的最小脉冲宽度。主开关Qm在该时间之前不应该断开。从时间t8开始，如果产生的占空比在LOAD两端提供期望的电压，则主开关Qm可以被断开。
在低电流Iout条件下，电路40的各个开关的断开和闭合的定时可以是这样的，即获得的断续模式，其中如果反向开关Qo在续流周期期间保持断开，则电流完全停止在输出电感中。事实上，在这种情况下，反向开关Qo不闭合，因为其寄生二极管DQo中的反向电流具有由LOAD上的电压除以电感器Lout的值所确定的非常低的电流变化di/dt。因此，寄生二极管DQo具有低恢复电流，并产生很少的损耗或杂散EMI噪声。
图5是用于控制图3的电路的开关的栅极驱动器电路的示意图。在栅极驱动器电路60中，三(3)个栅极驱动器62、64和66各自专用于不同的开关，分别连接到主开关Qm的栅极46、辅助开关Qa的栅极47以及反向开关Qo的栅极48。同步控制器68向栅极驱动器62、64和66提供信号以控制开关的断开和闭合顺序。同步控制器68设置用于启动电路40的周期的时间t0，并且内部地存储对于时间t1的值作为常量。同步控制器68实施等式(1)和(2)的实时计算，以确定当反向开关Qo断开时的时间t3的值。主开关Qm闭合的时间t5和辅助开关Qa断开的时间t6的值不需要计算，而是可以基于电流Iout和输入电压Vin从表格中评估。同步控制器68还控制电路40的占空比，有效地控制施加到LOAD的电压。
同步控制器68以例如500kHz的速率的快速速率执行其计算，以便根据输出电流Iout更新定时。此外，控制器应该具有能够以约10纳秒的量级(这大约是全周期的0.5％的量级)的足够的分辨率进行响应的能力。不受限制地，同步控制器68可以使用一个或多个现场可编程门阵列(FPGA)、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)或这些设备的任何组合来实现。
在实现具有例如形成DC-AC转换器的两个(2)换向单元的全支路配置时，需要用开关来替换图2的前述说明中介绍的DC-DC转换器的反向二极管Do。实际上，当使用MOSFET技术时，反向二极管的选择被限制在反向MOSFET开关的寄生二极管。这些寄生二极管非常慢，这加剧了与恢复电流有关的问题。
电路40的反向开关Qo可以进一步用作所添加的换向单元的主开关。图6是根据另一实施例的软开关同步DC-AC转换器的电路图。电路70包括电源72和包括换向单元和辅助电路的组合74，如前面对图3的描述中所述。电路70增加了包括对等换向单元和辅助电路的另一组合76，组合76具有反极性。在电路70的上下文中，组合74的换向单元是“低”换向单元，而对等换向单元是“高”换向单元。在高换向单元中的对等辅助开关QaH具有与低换向单元的辅助开关Qa相同的功能。类似地，对等二极管D1H、D2H、D3H、对等辅助电感器L1auxH和对等辅助电容器CauxH在高换向单元中分别与低换向单元的二极管D1、D2、D3、辅助电感器L1aux和辅助电容器Caux起到相同的作用。
在前面的图3的描述中引入的反向开关Qo在低换向单元中仍然具有相同的功能，并且还用作高换向单元中的对等主开关QmH。类似地，低换向单元的主开关Qm也被用作用于高换向单元的操作的对等反向开关QoH。
在电路70的一个操作阶段中，电流Iout沿电感器Lout上方的箭头所指示的方向流过低换向单元的主开关Qm并流向电源72。在电路70的另一个操作阶段中，电流Iout以相反的方向从电源72流过对等主开关QmH。结果，流过LOAD的电流Iout是电路70中的交流电流。对于每个换向单元的阶段转变以与上述相同的方式进行处理。图5的栅极驱动器电路60可以用附加的栅极驱动器(未示出)延伸以还控制辅助开关QaH的栅极。
本领域的普通技术人员将认识到，用于减弱电压转换器中的开关阶段的电路的描述仅是说明性的，并不意图以任何方式进行限制。受益于本公开内容的本领域的普通技术人员将容易地想到其他实施例。此外，所公开的电路可以被定制为针对与电力电子电路中的低效率和电磁噪声产生相关的现有需要和问题提供有价值的解决方案。
应该注意的是，在其它电力电子开关类型，例如双极型晶体管的情况下，术语“栅极”可以用“基极”代替，基极由电流控制，与栅极由电压控制相反。这些区别不会改变上述的整体操作原理。
为了清楚起见，并未示出和描述电路的实现的所有常规特征。当然，应该理解的是，在任何这种电路的实际实现的开发中，为了实现开发者的具体目标(诸如符合应用程序、系统、和业务相关的限制，而且这些特定的目标会因实施的不同而不同并且从一个开发者到另一个不同)可能需要各种实现特定决定。此外，将意识到，开发工作可能是复杂和耗时的，但是对于受益于本公开的电力电子领域的普通技术人员而言仍然是常规工程。
已经在前面的说明书中通过作为示例提供的非限制性说明性实施例描述了本公开。这些说明性实施例可以随意修改。权利要求的范围不应受实施例中所述的实施方式的限制，而是应该给予与整个说明书一致的最宽泛的解释。

Claims (14)

1.一种用于将来自电源的电流提供到负载的电路，所述电路包括：
包括主开关的换向单元，被配置以控制由所述电源施加到所述负载的电压；
反向开关，配备有寄生二极管，并且被配置以当负载通过主开关与电源断开时保持在负载中的电流并且当主开关再次将负载连接到电源时将负载电流返回到主开关；
同步控制器，被配置以控制主开关和反向开关的断开和闭合顺序；
由同步控制器控制的辅助开关；和
辅助电感器，通过第一二极管将主开关连接到辅助开关，
其中，所述辅助电感器被配置以在所述主开关被断开的同时限制所述辅助开关中流动的电流的变化，所述反向开关被闭合以维持所述负载中的电流，并且开始辅助开关的闭合，并且
其中，所述同步控制器被配置以在所述辅助开关的闭合之后断开所述反向开关，所述同步控制器计算在所述辅助电感器中流动的电流超过换向单元的输出电流之后用于断开所述反向开关的延迟。
2.如权利要求1所述的电路，其中所述同步控制器被配置以计算用于断开所述反向开关的延迟，以减少所述反向开关的寄生二极管中的开关损耗。
3.如权利要求1所述的电路，其中，所述同步控制器被配置以在所述辅助电感器中流动的电流达到最大值之后闭合所述主开关，然后断开所述辅助开关。
4.如权利要求1所述的电路，包括通过第二二极管与所述辅助电感器和所述第一二极管并联连接的辅助电容器。
5.如权利要求4所述的电路，其中所述辅助电容器通过第三二极管与所述反向开关并联连接。
6.如权利要求4所述的电路，其中所述辅助电容器被配置以当所述辅助开关被断开时从所述辅助开关接收电荷，并且当主开关断开时将所述电荷传送到所述主开关。
7.如权利要求1至6中任一项所述的电路，其中，所述主开关和所述反向开关中的每一个从以下中选择：金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET、碳化硅结场效应晶体管JFET、氮化镓JFET、以及与相关二极管并联的绝缘栅双极型晶体管IGBT的组合。
8.如权利要求1至6中任一项所述的电路，其中所述辅助开关从以下中选择：MOSFET、碳化硅JFET、氮化镓JFET以及与相关二极管并联的IGBT的组合。
9.如权利要求1至6中任一项所述的电路，其中所述同步控制器经由相应的栅极驱动器向所述主开关和所述反向开关中的每一个提供控制信号。
10.如权利要求1至6中任一项所述的电路，其中，所述同步控制器经由专用栅极驱动器向所述辅助开关提供控制信号。
11.如权利要求1至6中任一项所述的电路，其中所述同步控制器从以下中选择：一个或多个现场可编程门阵列(FPGA)、一个或多个复杂可编程逻辑器件(CPLD)、一个或多个数字信号处理器(DSP)、一个或多个专用集成电路(ASIC)或其任何组合。
12.如权利要求1至6中任一项所述的电路，其中，所述同步控制器被配置以在流过所述反向开关的电流反转之后断开所述反向开关。
13.一种如权利要求1至12中任一项所述的电路的使用以将所述电源的直流电压转换成施加于所述负载的另一直流电压。
14.一种直流到交流转换器，包括：
如权利要求1至13中任一项所述的电路；和
对等换向单元，其中反向开关被用作对等换向单元的对等主开关，主开关被用作对等换向单元的对等反向开关；
其中，所述同步控制器控制所述主开关、所述对等主开关、所述反向开关和所述对等反向开关的断开和闭合顺序，使得在所述负载中流动的电流是交流电流。
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