TW201709647A - 一種低壓大電流輸出之數位控制轉換器 - Google Patents

Abstract

一種低壓大電流輸出之數位控制轉換器，具有：一變壓器；一全橋式功率開關電路，用以在一輸入電壓與該變壓器之間形成二條互相交替的電能傳輸路徑；一電流倍增同步整流電路，耦接於該變壓器與一負載之間，用以提供二電感電流，所述二電感電流匯合成一輸出電流以流入該負載並在該負載之兩端產生一輸出電壓；以及一控制單元，其執行一控制程序以依該輸出電壓之一分壓訊號產生複數個閘控訊號，俾以在該變壓器之一初級側呈現零跨壓時切換該全橋式功率開關電路的所述電能傳輸路徑，及使所述輸出電流之漣波極小化。

Description

一種低壓大電流輸出之數位控制轉換器

本發明係有關於電源轉換器，特別是關於一種低壓大電流輸出之數位控制轉換器。

目前世界各國對能源消耗都有相關規範，這些規範以能源之星(energy star)、歐洲委員會組織(European commission；EC)為主，而其重點主要在於規範電源供應器的能源轉換效率與待機功耗兩部分。採用硬式切換(hard switching)之電源供應器，當操作頻率增加時，其功率開關的切換損失會隨著增加，且所增生的熱也會導致效率下降。為了有效的減少切換損失、提高效率，柔性切換(soft switching)已成為目前廣泛應用與討論的主流。柔性切換技術係藉由對功率開關進行零電壓切換(zero voltage switching；ZVS)或零電流切換(zero current switching；ZCS)而降低切換損失、提升電源轉換器的效率、並改善電磁干擾(electromagnetic interference；EMI)等問題。

另外，由於目前低電壓大電流輸出之轉換器已應用於電解電鍍、通信設備電源、伺服器電源、電動車與再生能源之電池儲能系統、感應加熱等重要領域中，因此，如何提升這些應用的電源轉換效率是目前很重要的課題。

為解決前述的問題，吾人亟需一新穎的低電壓大電流輸出之 電源轉換器。

本發明之主要目的在於提供一全數位控制之低電壓大電流輸出之電源轉換器，其可藉由一零電壓切換機制減少功率開關切換損失、突波與振鈴現象，從而降低功率元件所需承受的電壓應力，並改善功率開關之熱散逸問題；以及在次級側採用有較低壓降損失與較快反應速度之電流倍增同步整流器架構，以降低輸出電流漣波與導通損失，從而提高整體轉換器的效率。另外，本發明亦藉由使用一數位處理器實而降低電路複雜度並提升可靠度。

為達前述目的，一種低壓大電流輸出之數位控制轉換器乃被提出，其具有：一變壓器，具有一初級側及一次級側；一全橋式功率開關電路，耦接於一輸入電壓與該初級側之間，係依四個第一閘控訊號之驅動以在該輸入電壓至該變壓器之間形成二條互相交替的電能傳輸路徑；一電流倍增同步整流電路，耦接於該次級側與一負載之間，係依兩個第二閘控訊號之驅動以提供二電感電流，其中所述二電感電流匯合成一輸出電流以流入該負載並在該負載之兩端產生一輸出電壓；一分壓電路，與該負載耦接以提供該輸出電壓之一分壓訊號；以及一控制單元，其執行一控制程序以依該分壓訊號產生所述的第一閘控訊號及所述的第二閘控訊號，其中該控制程序包括一比例-積分- 微分控制程序以同步調控所述第一閘控訊號及所述第二閘控訊號的工作時序，俾以在該變壓器之所述初級側呈現零跨壓時切換該全橋式功率開關電路的所述電能傳輸路徑，及使所述輸出電流之漣波極小化。

在一實施例中，該全橋式功率開關電路具有四個功率開關及一諧振電路，該諧振電路具有一諧振電感以和所述功率開關的寄生電容產生諧振。

在一實施例中，該電流倍增同步整流電路具有二個同步整流開關及二個電感。

在一實施例中，該分壓電路係一電阻式分壓電路。

在一實施例中，該控制單元包括一微處理器。

在一實施例中，該控制程序進一步包括一濾波程序。

為使 貴審查委員能進一步瞭解本發明之結構、特徵及其目 的，茲附以圖式及較佳具體實施例之詳細說明如后。

100‧‧‧變壓器

110‧‧‧全橋式功率開關電路

111-114‧‧‧功率開關

115‧‧‧諧振電感

116‧‧‧寄生電容

120‧‧‧電流倍增同步整流電路

121、122‧‧‧同步整流開關

123、124‧‧‧電感

125‧‧‧電容

130‧‧‧分壓電路

140‧‧‧控制單元

141‧‧‧微處理器

1411‧‧‧類比至數位轉換器

1412‧‧‧數位濾波單元

1413‧‧‧比例-積分-微分補償單元

1414‧‧‧PWM單元

142‧‧‧第一閘極驅動單元

143‧‧‧第二閘極驅動單元

200‧‧‧負載

圖1繪示本發明所採之一同步整流全橋相移轉換器之架構。

圖2繪示圖1轉換器在能量傳遞區間及線性放電區間之工作波形示意圖。

圖3繪示圖1轉換器在一切換週期內之一主要時序圖。

圖4繪示圖1轉換器在模式一之等效電路。

圖5繪示圖1轉換器在模式二之等效電路。

圖6繪示圖1轉換器在模式三之等效電路。

圖7繪示圖1轉換器在模式四之等效電路。

圖8繪示圖1轉換器在模式五之等效電路。

圖9a-9c繪示在(a)ZVS、(b)臨界ZVS、及(c)非ZVS操作條件下之V _AB 與i _p 之波形。

圖10繪示圖1轉換器在滿載時之i _p 與V _AB 波形。

圖11繪示本發明低壓大電流輸出之數位控制轉換器其一實施例之電路方塊圖。

圖12為本發明一實施例之一主程式流程圖。

圖13繪示本發明一實施例之一增量型PID控制流程圖。

圖14繪示圖11轉換器之功率開關S ₁ ~S ₄ 之驅動訊號V_gs1、V_gs2、V_gs3、V_gs4的波形。

圖15繪示圖11轉換器之功率開關SR ₁ 與SR ₂ 之驅動訊號波形。

圖16a-16c分別繪示圖11轉換器操作於輕載(120W)、半載(300W)、及滿載(600W)時之變壓器初級側跨壓V _AB 、電流i _p 與功率開關S ₁ 之零電壓切換波形。

圖17a-17c分別繪示圖11轉換器分別操作於輕載、半載及滿載時，其倍流整流電路之電感電流與輸出電流之波形。

圖18繪示全橋相移轉換器之次級側整流架構分別採用蕭特基二極體與同步整流功率開關之效率曲線。

電路硬體架構與操作分析：

功率級電路：

請參照圖1，其繪示本發明所採之一同步整流全橋相移轉換 器之架構。如圖1所示，該同步整流全橋相移轉換器之初級側由S ₁ 、S ₂ 、S ₃ 、S ₄ 四個功率開關組成一全橋架構，其中C _oss,1 、C _oss,2 、C _oss,3 、C _oss,4 為功率開關之寄生電容，D _s1 、D _s2 、D _s3 、D _s4 為本體二極體(body diode)，並在初級側迴路中加入等效諧振電感L _r ，等效諧振電感L _r 為外加的諧振電感與主變壓器漏感之和。主變壓器T1負責初級與次級側之電壓轉換與能量傳遞。次級側採用一電流倍增整流電路，L ₁ 、L ₂ 為輸出濾波電感，C _O 為輸出濾波電容。由於本案考慮低電壓大電流應用規格，故次級側採用SR ₁ 、SR ₂ 同步整流功率開關以提昇轉換器的整體效率。

本發明係以功率開關S ₁ 及S ₂ 的閘極控制訊號直接驅動同步整流功率開關。當忽略全橋相移轉換器停滯時間之諧振區間與換流區間造成的影響，只考慮能量傳遞區間及線性放電區間之操作模式時，可依照功率開關之切換狀態分為四種操作模式，其情形如圖2所示。在圖2中，開關S ₁ 、S ₄ 與S ₂ 、S ₃ 的重疊導通部份為能量傳遞模式，兩個上臂開關S ₁ 、S ₃ 或下臂開關S ₂ 、S ₄ 同時導通時轉換器則處於飛輪模式。在能量傳遞區間模式一(t ₀ ~t ₁ )狀態和線性放電區間模式二(t ₁ ~t ₂ )狀態時，變壓器次級側之電流倍增整流電路的電流路徑幾乎相同，因此SR ₂ 的閘極驅動訊號將與全橋相移轉換器之功率開關S ₁ 之驅動訊號完全相同。依照上述之操作模式可整理出其真值表如表1所示。

操作模式分析：

轉換器在一個切換週期裡有十個操作模式t ₀ ~t ₁₀ ，因正、負半週之操作模式互為對稱，故只需針對t ₀ ~t ₅ 模式進行分析。由圖3所示之時序圖可知，同一臂上下橋開關閘控制信號間存在停滯時間t ₁ ~t ₂ 、t ₃ ~t ₄ ，在此停滯時間可使電路產生諧振，使功率開關達到零電壓切換。

(1)模式一(t ₀ <t<t ₁ )：能量傳送區間

操作於模式一(t ₀ <t<t ₁ )時，初級側功率開關S ₁ 、S ₄ 導通，S ₂ 、S ₃ 截止，次級側同步整流功率開關SR ₁ 截止、SR ₂ 導通，能量經由初級側透過變壓器T1傳至次級側對輸出電感L ₁ 進行儲能並提供輸出負載所需能量而L ₂ 則釋能。其能量傳輸路徑如圖4所示。由此操作模式之等效電路可求得初級側電流i _p (t)和電壓V _AB (t)為

V _AB (t)=V _in (2)

其中N≡N _s /N _p 。而此模式之操作區間為

(2)模式二(t ₁ <t<t ₂ )：第一諧振區間模式二(t ₁ <t<t ₂ )時功率開關S ₄ 截止，初級側電流i _p 停止上升，根據楞次定律電感電流必須保持連續性，故初級側諧振電感L _r 上的電流繼續往同一方向流動，同時諧振電感電流對C _oss,4 充電、C _oss,3 放電，直到C _oss,4 兩端電壓充電至V _in ，C _oss,3 兩端電壓放電至零，使得功率開關S ₃ 的本體二極體D _s3 導通，並將A點電壓箝位至零。其能量傳輸路徑如圖5示。由此操作模式之等效電路可求得初級側電流i _p (t)和電壓V _AB (t)為

其中，諧振電感L _r1=L _r +L ₁/N ²，諧振頻率；因C _oss 是功率開關V _DS 的函數，則C _r 可表示為

其中為功率開關汲源極電壓條件下的汲源極間電容，其可從製造廠商所提供的資料手冊中查知。而此模式之操作區間為

(3)模式三(t ₂ <t<t ₃ )：線性放電區間

此時功率開關S ₃ 的C _oss,3 兩端電壓已放電至零，D _s3 因而導通將V _ds 電壓箝位在零，此時可將功率開關S ₃ 進行導通。由於功率開關S ₃ 導通前V _ds 電壓箝位在零，故可達到零電壓切換的機制，從而降低功率開關在切換時的損失。操作於模式三區間可定義為線性放電區間，此模式下功率開關S ₁ 與S ₃ 導通，變壓器初級側電壓V _AB 於功率開關的順向壓降近似為零的電壓，且次級側電壓V _s 為零，次級側同步整流功率開關SR ₂ 持續導通，其能量傳輸路徑如圖6所示。由此操作模式之等效電路可求得初級側電流i _p (t)和電壓V _AB (t)為

V _AB (t)=0 (9)

此模式之操作區間為

(4)模式四(t ₃ <t<t ₄ )：第二諧振區間

在此模式下功率開關S ₁ 截止，SR ₂ 亦截止，根據楞次定律電感電流必須保持連續性，故諧振電感L _r 上的電流繼續往同一方向流動，同時此電流對C _oss,1 進行充電、C _oss,2 進行放電，直到C _oss,1 兩端電壓充電至V _in ，C _oss,2 兩端電壓放電至零，使得S ₂ 的本體二極體D _s2 導通，並將B點電壓箝位在輸入電壓V _in 。於此區間因電流i _p 不足以提供次級側所需的能量，故變壓器處於飛輪狀態使變壓器猶如短路，而SR ₁ 與SR ₂ 皆呈截止狀態，故次級側電流將流過SR ₁ 與SR ₂ 的本體二極體，其能量傳輸路徑如圖7所示。由此操作模式之等效電路可求得初級側電流i _p (t)和電壓V _AB (t)為 i _p (t)=i _p (t ₃)cos(ω _r2 t) (11)

其中諧振電感L _r2=L _r ，諧振頻率。此模式之操作區間為

(5)模式五(t ₄ <t<t ₅ )：換流區間

操作於模式五(t ₄ <t<t ₅ )時S ₂ 的C _oss,2 兩端電壓已放電至零，D _s2 因而導通將V _ds 電壓箝位在零，此時可將S ₂ 導通，使功率開關S ₂ 操作於零電壓切換，從而降低功率開關的切換損失；同時，SR ₁ 因其控制同於S ₂ 的閘極控制，故SR ₁ 功率開關導通以降低流過本體二極體的導通損耗，其能量傳輸路徑如圖8所示。由此操作模式之等效電路可求得初級側電流i _p (t)和電壓V _AB (t)為

V _AB (t)=-V _in (15)

此模式之操作區間為

ZVS操作條件探討：

ZVS切換之臨界電流由(12)式將V _AB =-V _in 代入可得

再將所得之(17)式代入(11)式，即可求得於第二次諧振區間後，諧振電感L _r 上殘餘的電流I ₄ 為

由圖9a-9c可看出是否達成零電壓切換V _AB 與i _p 之波形，其中，圖9a係對應於I ₃ >i _p,C2 及I ₄ >0時，此時全橋相移轉換器必定滿足零電壓切換的條件；圖9b係對應於I ₃ =i _p,C2 及I ₄ =0時，此時全橋相移轉換器係操作於零電壓切換之臨界電流；而圖9c係對應於I ₃ <i _p,C2 及I ₄ =0時，此時全橋相移轉換器無法達成零電壓切換的機制。

功率開關S ₃ 與S ₄ 是否能夠達成零電壓切換所需的初級側臨界電流計算如下。由圖3中，令t=t ₂ =t ₁ +(π/2ω_r1)時V _AB =0，代入(5)式，即可求得第一次諧振時初級側的起始電流I ₁ 為

(19)式中I ₁ 即為臨界電流值，也就是功率開關S ₃ 與S ₄ 欲達成零電壓切換的最小電流i _p (t ₁ )。但並無法由i _p (t ₁ )判斷功率開關S ₁ 與S ₂ 是否可達到零電壓切換。功率開關S ₁ 與S ₂ 能否達到零電壓切換需依據第二次諧振起始電流I ₃ 進行判斷。令t=t ₄ 時V _AB =0與t=t ₄ =t ₃ +π/2ω_r2時V _AB =-V _in ，代入(12)式求得第二次諧振時初級側的起始電流I ₃ 為

(20)式中I ₃ 即為臨界電流值，即功率開關S ₁ 與S ₂ 達成零電壓切 換的最小電流i _p (t ₃ )。

有效責任週期：

經由全橋相移操作模式分析可知，變壓器主要用來將初級側能量轉換至次級側，但由於變壓器處於飛輪狀態時無法傳遞能量，導致次級側的有效責任週期D _eff 小於初級側原先所設計的責任週期D。因變壓器漏電感與外加諧振電感L _r 所造成的有效責任週期損失D _loss 可計算如下

由上式可知，當L _r 越大或f _s 越高，有效責任週期損失D _loss 越大。則有效責任週期可表示為

則初級側的責任週期可得為

最高切換頻率推導：

圖10所示為滿載初級側電流i _p 與V _AB 波形，由圖中可看出在每半週存在著三個副工作週期D _eff 、D _zvs 及D _loss ，依照操作模式區間定義如下：

D _eff ：t _0F ~t _1F 操作區間為能量傳遞至次級側負載之有效工作週期。

D _zvs ：t _1F ~t _4F 操作區間為兩次諧振達成零電壓切換之工作週期。

D _loss ：t _4F ~t _5F 操作區間為諧振電感L _r 充電及放電之換流工作 週期。

由前面分析得知L _r1 >L _r2 ，所以第一次諧振的頻率必定小於第二次諧振的頻率，即ω_r1<ω_r2，同時第一次諧振的能量也大於第二次諧振的能量。所以當第二次諧振至π/4的時候若能量足以使開關S ₁ 與S ₂ 完成零電壓切換時，第一次諧振的能量就足以使開關S ₃ 與S ₄ 完成零電壓切換，此時第一次諧振的角度將小於π/4。在設計上可選擇t ₂ ~t ₁ 與t ₄ ~t ₃ 之中較大者為設計參考值，而在一般情況下因電路損耗，使得初級側電流低於他的初始值，而使t ₄ ~t ₃ 大於t ₂ ~t ₁ ，故一般在設計考慮停滯時間會選擇較長的t ₄ ~t ₃ 為設計值。

另外，由圖10可看出初級側電流i _p 在第二諧振區間的線性放電區間很短，所以可以看作i _p (t _2F )=i _p (t _3F )，此t _2F ~t _3F 區間視為零。因實際設計時，兩個臂(S ₁ 與S ₂ 及S ₃ 與S ₄ )的停滯時間設計是相同的，均設計為小於第二共振週期的1/4，即t _D =π/(2ω_r2)，故利用滿載時的條件，可估算出可用的最小切換週期T _s,min 為

其中，最大轉移時間t _T,max 、停滯時間t _D 及第二次諧振時間t _R2 分別計算如下

其中I _o,max 為最大負載輸出的額定電流，由於線性放電區間很小，i _p (t _2F )近似等於i _p (t _3F )，當t=t _3F 時初級側的殘餘電流i _p,F1 可表示為

將(28)式代入(18)式，即可推導出

其中i _p,C2 =V _in ω_r2 C _r ，而實際設計中可以先預定一個合適的臨界電流I _O,C ，即可求得達成零電壓切換的臨界電流i _p,C2 為

將(29)代入(25)，即可求得最大轉移時間t _T,max 為

最後將(26)式、(27)式及(31)式代入(24)式，即可估算出轉換器最高操作頻率f _s,max 如(32)式所示。

請參照圖11，其繪示本發明低壓大電流輸出之數位控制轉換器其一實施例之電路方塊圖。如圖11所示，該低壓大電流輸出之數位控制轉換器係依一輸入電壓V _in 產生一輸出電流i _o 至一負載200，且其具有一變壓 器100、一全橋式功率開關電路110、一電流倍增同步整流電路120、一分壓電路130、以及一控制單元140。

變壓器100具有一初級側及一次級側。

全橋式功率開關電路110，耦接於輸入電壓V _in 與該初級側之間，係依四個第一閘控訊號S ₁ -S ₄ 之驅動以在該輸入電壓V _in 至該變壓器100之間形成二條互相交替的電能傳輸路徑。該全橋式功率開關電路110具有四個功率開關111-114及一諧振電路，該諧振電路具有一諧振電感115以和所述功率開關的寄生電容116產生諧振。

電流倍增同步整流電路120，耦接於該次級側與負載200之間，係依兩個第二閘控訊號SR ₁ 、SR ₂ 之驅動以提供二電感電流iL ₁ 、iL ₂ ，其中所述二電感電流iL ₁ 、iL ₂ 匯合成輸出電流i _o 以流入該負載200並在該負載200之兩端產生一輸出電壓V _o 。該電流倍增同步整流電路120具有二個同步整流開關121、122、二個電感123、124以及與負載200並聯之一電容125。

分壓電路130，可為一電阻式分壓電路，係與該負載200耦接以提供該輸出電壓V _o 之一分壓訊號V _f 。

控制單元140，其執行一控制程序以依該分壓訊號V _f 產生所述的第一閘控訊號S ₁ -S ₄ 及所述的第二閘控訊號SR ₁ 、SR ₂ ，其中該控制程序包括一比例-積分-微分控制程序以同步調控所述第一閘控訊號S ₁ -S ₄ 及所述第二閘控訊號SR ₁ 、SR ₂ 的工作時序，俾以在該變壓器100之所述初級側呈現零跨壓(V _AB =0)時切換該全橋式功率開關電路110的所述電能傳輸路徑，使所述輸出電流i _o 之漣波極小化。控制單元140包括一微處理器141、一第一閘極驅動單元142、以及一第二閘極驅動單元143。

微處理器141可為dsPIC33FJ16GS502微處理器，其內部具有一類比至數位轉換器(analog-to-digital converter；ADC)1411以將分壓訊號V _f 轉成數位資料。微處理器141接著使該數位資料經過一數位濾波單元1412濾波，再經過一比例-積分-微分(proportional、integrating、differentiation,PID)補償單元1413處理以產生適當的相位移，之後，一PWM(pulse width modulation；脈衝寬度調變)單元1414會依所述相位移產生所述的第一閘控訊號S ₁ -S ₄ 及所述的第二閘控訊號SR ₁ 、SR ₂ ，並經第一閘極驅動單元142及第二閘極驅動單元143來驅動功率開關111-114及同步整流開關121、122，以達到具同步整流功能之全橋相移轉換器數位化控制。

該控制程序可以一韌體程式實現，該韌體程式包括主程式及類比轉數位中斷副程式兩部份。請參照圖12，其為該主程式之流程圖。如圖12所示，該主程式之主要功能包括暫存器初始化設定、輸出輸入埠設定、模組致能及中斷向量設定，以及在一無窮迴圈中判斷是否有ADC中斷發生。

本發明係以PID控制法實現一數位式補償器，其包含比例(P)、積分(I)、微分(D)三部分，根據系統的誤差量，利用比例、積分及微分計算出所需的控制量輸出u(t)，可表示為

其中e(t)為誤差量，即e(t)=命令-輸出(x(t)-y(t))，K _p 為比例係數，K _I 為積分時間常數，K _D 為微分時間常數。數位控制系統是一種取樣控制，其只能根據取樣點與輸入命令之誤差量計算輸出控制量，因此(32)式之連續型PID控制演算法不能直接使用，需要採用離散化的方法針對數位取樣 值進行計算。利用梯形法及差分法近似積分與微分，可得離散PID表示式為

若以數位微處理器實現(33)式之數位PID控制時，因其含有積分項，其輸出與整個過去狀態有關且進行累加，故需要考慮到積分飽和問題，當系統持續存在某個固定方向之誤差時，積分項會持續累加達到累加器所能表示之最大值，此時積分量可能早就超過開關可調相位移量的上下限值。為了降低微處理器的運算量及提升運算效能情況下，本案採用增量型PID控制，其控制器輸出增量(△u(n)=u(n)-u(n-1))可表示為△u(n)=K _P [e(n)-e(n-1)]+K _I e(n)+K _D [e(n)-2e(n-1)+e(n-2)](34)

請參照圖13，其繪示一增量型PID控制之流程圖。如圖13所示，其係先將輸出命令值與FIR濾波器輸出取樣值相減以獲得誤差值e(n)=ERROR₀，再與前一次的誤差值e(n-1)=ERROR₁及前兩次的誤差值e(n-2)=ERROR₂分別運算以獲得A=ERROR₀-ERROR₁、B=ERROR₀、C=ERROR₀-2ERROR₁+ERROR₂，再依序乘上K_p、K_I、K_D後相加，即可得到輸出變動量△u，其PID輸出結果PID_out等於△u與原相位角度PHASE相加。若輸出結果小於最小相位角度PHASE_min或大於最大相位角度PHASE_max，則輸出結果分別等於最小相位角度PHASE_min或最大相位角度PHASE_max。最後將其輸出結果存於PWM模組之PHASE暫存器中，以達到穩定輸出電壓之目的。

實驗結果與討論：

本發明經由實驗量測來驗證所提出之具同步整流功能全橋相移轉換器硬體架構與數位化控制方式之可行性與正確性，驗證項目包含轉換器操作於不同負載條件下之零電壓切換與次級側使用傳統蕭特基二極體與同步整流架構之效率比較等，並對所量測到之波形及數據作分析探討。所提出同步整流全橋相移轉換器之設計規格如表2所示，而所有設計的主要電路元件規格整理如表3所示。

請參照圖14，其繪示功率開關S ₁ ~S ₄ 之驅動訊號V_gs1、V_gs2、V_gs3、V_gs4的波形。如圖14所示，V_gs1與V_gs2之間及V_gs3與V_gs4之間具有一個停滯時間(約254ns)，以防止功率開關S ₃ 、S ₄ 及功率開關S ₁ 、S ₂ 同時導通進而造成功率元件的損壞。

請參照圖15，其繪示功率開關SR ₁ 與SR ₂ 之驅動訊號波形。如圖15所示，V _gs1 與V _SRgs2 和V _gs2 與V _SRgs1 有相同的波形。

請參照圖16a-16c，其分別繪示本發明之轉換器操作於輕載(120W)、半載(300W)、及滿載(600W)時之變壓器初級側跨壓V _AB 、電流i _p 與功率開關S ₁ 之零電壓切換波形。

依據實測波形結果觀察可得結論如下：(1)初級側電流i _p 的波形隨著輸出負載變化而改變；(2)功率開關S ₄ 與功率開關S ₁ 操作於輕載、半及滿載時，功率開關兩端之跨壓V _ds4 、V _ds1 均先降為零後閘極電壓V _gs4 、V _gs1 才變為高準位，有達到ZVS切換降低功率開關切換損失之目的；(3)當越重載時，其零電壓切換現象越明顯。

請參照圖17a-17c，其分別繪示轉換器操作於輕載、半載及滿載時，其倍流整流電路之電感電流與輸出電流之波形。由觀察該些波形可知操作於不同負載條件下，輸出電流(i _O )為兩個電感電流(i _L1 、i _L2 )總和。由於兩個電感在同一時間係分別處於一儲能、一釋能的狀態，故電感電流漣波有互相抵消的作用，而可有效降低輸出電流漣波。

請參照圖18，其繪示全橋相移轉換器之次級側整流架構分別採用蕭特基二極體與同步整流功率開關之效率曲線。由曲線圖得知次級側整流架構若使用同步整流功率開關，操作於中載(10A)以上時整體效率可增加2%以上，且輸出負載越大其效果越佳。故對輸出為低壓大電流應用而言，次級側整流架構採用同步整流功率開關可提升整體效率。

結論：

本發明所揭之電路適用於輸出低壓大電流之應用，其數位控制具有靈活、易實現複雜控制方法、避免元件老化、環境溫度影響電路特性、和可減少周邊元件數等優點。利用在變壓器初級側所加入之諧振電感與開關上的寄生電容產生諧振，可使功率開關達到零電壓切換，大幅降低功率開關切換損失；次級側搭配同步整流技術，改善使用整流二極體的導通損失，進一步提高整體效率。最後本發明製作一個輸出功率600W之具同步整流功能數位控制全橋相移轉換器，由實驗結果驗證操作於滿載時整體效率可達到92.17%，最佳效率則為93.93%。且採用同步整流架構較使用整流二極體架構效率可提升2%以上，因此採用同步整流架構可提升電源轉換器的效率並降低電源轉換器所造成的熱損耗。

本案所揭示者，乃較佳實施例，舉凡局部之變更或修飾而源於本案之技術思想而為熟習該項技藝之人所易於推知者，俱不脫本案之專利權範疇。

綜上所陳，本案無論就目的、手段與功效，在在顯示其迥異於習知之技術特徵，且其首先發明合於實用，亦在在符合發明之專利要件，懇請 貴審查委員明察，並祈早日賜予專利，俾嘉惠社會，實感德便。

100‧‧‧變壓器

110‧‧‧全橋式功率開關電路

111-114‧‧‧功率開關

115‧‧‧諧振電感

116‧‧‧寄生電容

120‧‧‧電流倍增同步整流電路

121、122‧‧‧同步整流開關

123、124‧‧‧電感

125‧‧‧電容

130‧‧‧分壓電路

140‧‧‧控制單元

141‧‧‧微處理器

1411‧‧‧類比至數位轉換器

1412‧‧‧數位濾波單元

1413‧‧‧比例-積分-微分補償單元

1414‧‧‧PWM單元

142‧‧‧第一閘極驅動單元

143‧‧‧第二閘極驅動單元

200‧‧‧負載

Claims (6)

1. 一種低壓大電流輸出之數位控制轉換器，其具有：一變壓器，具有一初級側及一次級側；一全橋式功率開關電路，耦接於一輸入電壓與該初級側之間，係依四個第一閘控訊號之驅動以在該輸入電壓至該變壓器之間形成二條互相交替的電能傳輸路徑；一電流倍增同步整流電路，耦接於該次級側與一負載之間，係依兩個第二閘控訊號之驅動以提供二電感電流，其中所述二電感電流匯合成一輸出電流以流入該負載並在該負載之兩端產生一輸出電壓；一分壓電路，與該負載耦接以提供該輸出電壓之一分壓訊號；以及一控制單元，其執行一控制程序以依該分壓訊號產生所述的第一閘控訊號及所述的第二閘控訊號，其中該控制程序包括一比例-積分-微分控制程序以同步調控所述第一閘控訊號及所述第二閘控訊號的工作時序，俾以在該變壓器之所述初級側呈現零跨壓時切換該全橋式功率開關電路的所述電能傳輸路徑，及使所述輸出電流之漣波極小化。
2. 如申請專利範圍第1項所述之低壓大電流輸出之數位控制轉換器，其中該全橋式功率開關電路具有四個功率開關及一諧振電路，該諧振電路具有一諧振電感以和所述功率開關的寄生電容產生諧振。
3. 如申請專利範圍第1項所述之低壓大電流輸出之數位控制轉換器，其中該電流倍增同步整流電路具有二個同步整流開關及二個電感。
4. 如申請專利範圍第1項所述之低壓大電流輸出之數位控制轉換器，其中該分壓電路係一電阻式分壓電路。
5. 如申請專利範圍第1項所述之低壓大電流輸出之數位控制轉換器，其中該控制單元包括一微處理器。
6. 如申請專利範圍第1項所述之低壓大電流輸出之數位控制轉換器，其中該控制程序進一步包括一濾波程序。