JP6052554B2 - 電気エネルギーをｄｃ発電機から２本の電力線を有するａｃグリッドに供給する電力インバータ - Google Patents

Description

本発明は、包括的には電気エネルギーをＤＣ発電機から２本の電力線を有するＡＣグリッドに供給する電力インバータに関する。さらに、本発明はそのような電力インバータの動作方法に関する。

詳細には、ＤＣ発電機は太陽光発電機であり得る。さらに詳細には、太陽光発電機は、小型から中型の太陽光電池モジュールであり得、電力インバータは、この太陽光電池モジュールからＡＣグリッドに電気エネルギーを供給するためだけに提供し得る。

２本の電力線を有するＡＣグリッドは、単相ＡＣグリッドであることができ、その場合、２本の電力線のうちの一方は位相線であり、その一方で、他方の電力線は中性線である。そのようなＡＣグリッドは特に、欧州規格に従った単相ＡＣグリッドであり得る。２本の電力線を有するＡＣグリッドは、中性中点を有する分相グリッドであってもよく、２本の電力線は、間に分相交流電圧が存在する２本のワイヤである。そのようなＡＣグリッドは特に、米国規格に従った分相グリッドであり得る。

電気エネルギーをＤＣ発電機から２本の電力線を有するＡＣグリッドに供給するいくつかの既知の電力インバータでは、電力インバータは、発電機の出力電圧をグリッドに合わせるＤＣ／ＤＣコンバータと、電力をＤＣ発電機からＡＣグリッドに実際に供給するＤＣ／ＡＣ出力コンバータとを備える。

そのような既知の電力インバータでは、ＤＣ／ＤＣコンバータは、一次巻線及び二次巻線を備えた高周波トランスを含むコンバータであることができる。そのようなトランスは一般に、電力インバータの一次又は入力側からの二次又は出力側のガルバニック絶縁を提供する。高周波トランスを含むＤＣ／ＤＣコンバータは、少なくとも１つの高周波スイッチング半導体電力スイッチをさらに備え、半導体電力スイッチは、閉状態で、高周波トランスの一次巻線の一端部を電力インバータの入力端子のうちの一方に接続して、一次巻線を通る入力端子のうちの他方への電流路を提供する。一次巻線を通る交流電流は、電力インバータの入力端子間に接続される任意の種類のインバータブリッジにより提供してもよい。

高周波トランスの二次巻線を通る電流は、通常、整流器ブリッジとして構成されるダイオードを備える高周波整流器及び高周波整流器の出力線間に接続されるフィルタコンデンサにより整流される。

既知の電力インバータに使用されるＤＣ／ＤＣコンバータの興味深いサブクラスは、共振回路を備える共振コンバータ又は準共振コンバータである。そのような共振回路により、半導体電力スイッチのゼロ電圧及び／又はゼロ電流スイッチングが可能であり、高周波トランスの一次巻線を通る交流電流を提供する。共振回路は、高周波トランスの一次側又は二次側に提供し得、共振並列又は直列回路であることができる。

（非特許文献１）には、ＤＣ入力端子間に接続された２つのハーフブリッジを備える共振スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータが開示されており、各ハーフブリッジは、２つの半導体スイッチ及び高周波トランスの一次巻線の各一端部に接続された中央部を備える。高周波トランスの二次巻線の両端部はそれぞれ、整流器ダイオードに接続される。直列インダクタ及び出力コンデンサを備えるフィルタ回路の一端部は、両整流器ダイオードの結合出力に接続され、他端部は二次巻線の中央タップに接続される。高周波トランスの一次側にある各ハーフブリッジの半導体電力スイッチは、５０％デューティサイクルの相補高周波信号により制御される。したがって、随時、各ハーフブリッジの半導体スイッチのうちの少なくとも一方が、並列共振遷移が生じる不感時間を除いて閉じられる。同じ入力端子に接続された２つのハーフブリッジの半導体スイッチが同時に閉じられる場合、高周波トランスの一次巻線は、これらの２つの半導体電力スイッチを介して短絡する。これらのスイッチのうちの一方のみが閉じられ、その一方で、他方が開かれる場合のみ、入力端子間の電流が、高周波トランスの一次巻線を通って流れる。高周波トランスの一次側のこれらのオンタイムは、両ハーフブリッジに与えられる高周波信号間の位相オフセット又は位相シフトにより定義される。オンタイムの長さは、従来のＰＷＭを用いて定義され、負荷に送られる電力を制御する。半導体電力スイッチの切り替えは、ゼロ電圧で行われる。

ゼロ電圧スイッチング及びその双対均等物であるゼロ電流スイッチングは両方とも、非常に少ない切り替え損失を提供する。しかし、ゼロ電流スイッチングでは、電流整形手段として高効率でパルス幅変調を使用することができない。パルス幅がゼロ電流スイッチング方向により決まるため、パルスの繰り返し数の変調しか利用することができない。

いくつかの既知の電力インバータの出力側にあるＤＣ／ＡＣコンバータは、ＡＣグリッドに供給される電流の所望の正弦波形状を形成する、高周波スイッチング半導体電力スイッチを有するインバータブリッジである。しかし、いくつかの他の既知の電力インバータは、出力端部に他励式コンバータを備え、そのスイッチング要素は、接続されたＡＣグリッドの電圧によってのみ制御され、それ故、グリッド周波数でのみ切り替わる。その結果、出力側にあるこれらのＤＣ／ＡＣコンバータは、ＡＣグリッドに供給される電流の正弦波形状を提供することができず、任意の電流整形を他励式コンバータの上流で行う必要がある。

太陽光電池モジュールによっては、電気接地に対して負電位又は正電位で永久的に動作しなければ、使用に際して早期劣化を示すものがある。さらに、定義された負電位又は正電位で動作する太陽光電池モジュールを地絡検出に使用することができる。したがって、電気エネルギーをそのような太陽光発電機からＡＣグリッドに供給する電力インバータの入力端子に電圧オフセットを提供するいくらかの努力がなされる。

いくつかの既知の電力インバータは、十分な逆電圧を提供するバッファコンデンサがまだ装着されていない間は危険な高電流が流れるおそれがあるため、スタートアップ中に特に注意を要する。他方、いくつかの既知の電力インバータの動作に際してバッファコンデンサに存在する電気負荷は、既知の電力インバータの動作を終える場合、電力インバータのすべての活性部分がしばらくの間非活性であるときであっても、また電力インバータがすでにグリッドからしばらくの間切断されていたときであっても、危険を課す。

米国での規制のようないくつかの規制では、電力を公衆電力網に供給する任意の発電機を公衆電力網からガルバニック絶縁する必要がある。

独立請求項１の前文による、電気エネルギーを、２本の電力線を有するＤＣ発電機からＡＣ電力網に供給する電力インバータは、（特許文献１）から既知である。この電力インバータは、双方向電池インバータであり、高周波トランスを備える。高周波トランス及び高周波トランスの二次巻線に接続された共振容量が、共振直列回路を形成する。トランスの一次巻線は、中央タップを有し、半導体スイッチを有する中央点回路を介して電池に接続される。共振直列回路は整流器に接続される。整流器は、ＤＣ／ＡＣコンバータのＤＣ入力電圧リンクを供給するブーストコンバータに接続される。

（特許文献２）には、共振コンバータを含む電力インバータが開示されている。共振コンバータは、一次巻線に接続された共振コンデンサと組み合わせて共振直列回路を形成する高周波トランスを備える。高周波トランスの二次巻線は、ＤＣ／ＡＣコンバータのＤＣ電圧入力リンクに接続された整流器に接続される。

（特許文献３）には、（特許文献２）から既知のものと同様の電力インバータが開示されている。これでは、高周波トランスの一次巻線は、インバータフルブリッジにより太陽光発電機により供給され、インバータフルブリッジの各ハーフブリッジの中央点は、一次巻線の一端部に接続される。

（特許文献４）には、高調波中和を用いる多相電力コンバータが開示されており、コンデンサは高周波トランスの一次巻線の各端部に接続される。これらのコンデンサのそれぞれは、高周波トランスに加えてインダクタと組み合わせられて、共振直列回路を提供する。

独国特許出願公開第１０ ２００５ ０２３ ２９０ Ａ１号 独国特許出願公開第１０ ２００５ ０２３ ２９１ Ａ１号 米国特許出願公開第２００８／０１９２５１０ Ａ１号 米国特許出願公開第５，５８７，８９２号

Ｂｏｂ Ｍａｍｍａｎｏ ａｎｄ Ｊｅｆｆ Ｐｕｔｓｃｈ：Ｆｉｘ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ，Ｒｅｓｏｎａｎｔ−Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔｅｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ｈｔｔｐ：／／ｓｅｒｖｅｒ．ｏｅｒｓｔｅｄ．ｄｔｕ．ｄｋ／ｆｔｐ／ｄａｔａｂａｓｅ／Ｄａｔａ＿ＣＤｓ／ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ＿ｄａｔａ／Ｕｎｉｔｒｏｄｅ＿ｓｅｍｉｎａｒｓ／ｓｅ＿ｍ８００／ｓｌｕｐ０９６．ｐｄｆ）

低コストで利用可能であるが、それにも関わらず高性能、すなわち、高度の安全性で少ない電力損失を示す、小型から中型の太陽光電池モジュールからＡＣ電力網への電気エネルギーの供給に特に適した電力インバータがなお必要とされている。

本発明は、独立請求項１による電力インバータ及び独立方法請求項２５によるそのような電力インバータの動作方法を提供する。さらに、本発明は、独立請求項３１及び３３によるさらなる電力インバータを提供する。従属請求項は、これらの電力インバータ及びそれらの使用の好ましい実施形態を定義する。

本発明は、電気エネルギーをＤＣ発電機から２本の電力線を有するＡＣグリッドに供給する電力インバータに関し、この電力インバータは、発電機に接続する２つの入力端子と、ＡＣグリッドの２本の電力線に接続する２つの出力端子と、共振コンバータと、を備え、共振コンバータは、一次巻線及び二次巻線を備える高周波トランスと、閉状態において、高周波トランスの一次巻線の一端部を入力端子のうちの一方に接続して、一次巻線を通る入力端子のうちの他方への電流路を提供する少なくとも１つの高周波スイッチング半導体電力スイッチと、インダクタンス及び静電容量を備える共振直列回路と、高周波トランスの二次巻線を通る電流を整流し、２本の出力線を有する高周波整流器と、高周波整流器の出力線と２つの出力端子との間に接続された出力コンバータと、を含む。

請求項１による本発明の一実施形態では、共振コンバータは、出力端子に接続され、電圧信号を受信するコントローラをさらに備え、コントローラは、高周波制御信号を提供して、共振コンバータのすべての半導体電力スイッチを制御して、ＡＣ電流を正弦波変調し、正弦波変調されたＡＣ電流はＡＣグリッドに供給され、電圧信号と同相である。これは、正弦波変調が、出力コンバータの代わりに共振コンバータを適宜制御することにより実行され、したがって、共振コンバータが、すでに正弦波整形された電流の半波を正確な出力端子に供給するだけであることを意味する。特に、コントローラは、高周波制御信号のパルスの繰り返し数を変更して、ＡＣグリッドに供給されるＡＣ電流を正弦波変調する。さらに、コントローラは、高周波制御信号のパルスの平均繰り返し数を変更して、発電機からＡＣグリッドに供給される電力を制御する。

本発明のより詳細な実施形態では、共振コンバータは、入力端子間に接続される２つのハーフブリッジをさらに備え、各ハーフブリッジは、２つの高周波スイッチング半導体電力スイッチ及び中央部を有し、高周波トランスの一次巻線は、２つのハーフブリッジの中央部の間に接続され、コントローラは、ハーフブリッジ毎に１つの高周波制御信号を提供し、高周波制御信号は、そのままで各ハーフブリッジの２つの半導体電力スイッチのうちの一方を制御するとともに、ハーフブリッジの半導体電力スイッチのゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）のために、反転して各ハーフブリッジの２つの半導体電力スイッチのうちの他方を制御する。この態様では、コントローラは特に、ハーフブリッジの半導体電力スイッチの全波モード（ＦＷＭ）ゼロ電流スイッチングの高周波制御信号を提供し、コントローラは、共振周期の約５０％〜約１００％の範囲で、一次巻線のオンタイムの長さを変更し、オンタイム中、入力端子のうちの一方に接続されたハーフブリッジのうちの一方の半導体電力スイッチのうちの１つ及び入力端子のうちの他方に接続されたハーフブリッジのうちの他方の半導体電力スイッチの１つは閉じられ、その間、ハーフブリッジのうちの他の２つの半導体電力スイッチは開かれる。さらに詳細には、コントローラは、パルスが部分的に重なった状態で遅延させて、又は時間差を持たせて２つの制御信号を提供し得、両制御信号の部分的に重なるパルスの長さは等しく、少なくとも共振コンバータの共振直列回路の共振周期と同じ長さであり、オンタイムの長さを変更する２つの高周波信号の時間差を変更し得る。

本発明のさらに詳細な実施形態では、電力インバータは、入力端子と出力端子との間に絶縁バリアをさらに備え、高周波スイッチング半導体電力スイッチ及び高周波トランスの一次巻線は、バリアの入力端子と同じ側にあり、共振直列回路は、高周波トランスの二次巻線を含み、高周波整流器及び出力コンバータはバリアの出力端子と同じ側にあり、絶縁バリアを交差するすべての線は、絶縁バリアに以下のうちの少なくとも１つを備える：高オーム抵抗又はコンデンサ。

請求項２５による本発明のさらなる実施形態では、電力インバータの共振コンバータは、入力端子間に接続された２つのハーフブリッジをさらに備え、各ハーフブリッジは、２つの高周波スイッチング半導体電力スイッチ及び中央部を有し、高周波トランスの一次巻線が２つのハーフブリッジの中央部間に接続され、この電力インバータの動作方法は、時間差で２つの高周波制御信号を生成し、２つの高周波制御信号を、２つの入力端子のうちの１つに接続された２つのハーフブリッジの２つの半導体電力スイッチに適用するステップであって、それにより、オンタイムを提供し、オンタイム中、これらの２つの半導体電力スイッチのうちの一方のみが閉じられ、オンタイムの長さは、共振コンバータの共振直列回路の共振周期の５０％〜１００％の範囲にある、生成し適用するステップと、それぞれが２つの高周波制御信号のうちの一方の反転である２つの反転高周波制御信号を生成し、各高周波制御信号及びその制御信号の反転が同じハーフブリッジの２つの半導体電力スイッチに与えられるように、２つの反転高周波制御信号を、２つの入力端子のうちの他方に接続された２つのハーフブリッジの２つの半導体電力スイッチに適用するステップと、すべての高周波制御信号を同期して変調するステップであって、それにより、ＡＣ電流を正弦波変調し、正弦波変調されたＡＣ電流はＡＣグリッドの電圧と同相でＡＣグリッドに供給される、変調するステップと、を含む。

他の種類の電力インバータでも重要なように、請求項３１による本発明のさらなる実施形態では、出力コンバータと２つの出力端子との間に接続されたＥＭＣフィルタ内に提供され、コモンモードチョーク及びコンビモードチョークから選択されるチョークを備える少なくとも１つのバリスタが、コモンモードチョーク又はコンビモードチョークの中央タップ又は他の適したタップ間に接続される。コンビモードチョークは「ハイブリッドチョークコイル」と呼ばれることもある。実際の設計については後述する。

請求項３３による本発明のさらなる実施形態では、電力インバータは、電力網接地線に接続する接地端子を備え、入力端子のうちの一方は、一方では、抵抗を介して他励式フルブリッジ出力コンバータの入力線のうちの一方に接続され、他方では、コンデンサを介して接地端子に接続される。その結果、一方の入力端子は固定電位オフセットを示し、固定電位オフセットは、電気接地と高周波整流器の出力線のうちの接続された出力線に存在する平均電圧との間で、入力端子を出力コンバータの入力線に接続する抵抗の抵抗値の比率及び入力端子を接地端子に接続するコンデンサと並列接続されたさらなる抵抗の抵抗値の比率により調整可能である。

本発明の他の特徴及び利点が、以下の図面及び詳細な説明を調べることにより当業者に明白になろう。すべてのそのような追加の特徴及び利点が、本明細書では、特許請求の範囲により規定される本発明の範囲内に含まれることが意図される。

本発明は、以下の図面を参照してよりよく理解することができる。図面中、同様の参照符号はいくつかの図を通して対応する部分を示す。

欧州規格に従って電力を太陽光発電機から単相ＡＣグリッドに供給するために適用可能な電力インバータの第１の例の回路図である。 米国規格に従って電力を太陽光発電機又は他の任意のＤＣ発電機から分相ＡＣグリッドに供給することにも適用可能なことを示す図１に示されるものと同じトポロジーの回路図である。 図１又は図２による電力コンバータのＥＭＣフィルタに使用し得るコンビモードチョークを示す。 図１又は図２の電力インバータのＥＭＣフィルタに使用されるコモンモードチョーク又はコンビモードチョークのタップへのバリスタの接続を示す。 図１又は図２の電力インバータの半導体電力スイッチに適用される高周波制御信号の可能な一実施形態のタイミング図である。 接続された発電機により提供される一定入力電圧及び接続されたＡＣグリッドにより定義される異なる瞬間出力電圧での、図１又は図２の電力インバータの高周波トランスの一次巻線を通る電流及び二次巻線を両端とする電圧を示す。 接続された発電機により提供される一定入力電圧及び接続されたＡＣグリッドにより定義される異なる瞬間出力電圧での、図１又は図２の電力インバータの高周波トランスの一次巻線を通る電流及び二次巻線を両端とする電圧を示す。 接続された発電機により提供される一定入力電圧及び接続されたＡＣグリッドにより定義される異なる瞬間出力電圧での、図１又は図２の電力インバータの高周波トランスの一次巻線を通る電流及び二次巻線を両端とする電圧を示す。 接続された発電機により提供される一定入力電圧及び接続されたＡＣグリッドにより定義される異なる瞬間出力電圧での、図１又は図２の電力インバータの高周波トランスの一次巻線を通る電流及び二次巻線を両端とする電圧を示す。 接続された発電機により提供される一定入力電圧及び接続されたＡＣグリッドにより定義される異なる瞬間出力電圧での、図１又は図２の電力インバータの高周波トランスの一次巻線を通る電流及び二次巻線を両端とする電圧を示す。 図１又は図２による電力インバータの半導体電力スイッチの高周波制御信号の別の可能な実施形態のタイミング図である。 図１１による高周波信号により制御される半導体電力スイッチの好ましい空間構成を示す。 複数の電力インバータ、電力線リング、及びコネクタボックスを介してＡＣグリッドに接続された複数の太陽光電池モジュールを示す。

これより図１及び図２をさらに詳細に参照すると、電力インバータ１は、２つの入力端子２及び３、２つの出力端子４及び５、並びに接地端子６を備える。２つの入力端子２及び３は、例えば、太陽光発電機のようなＤＣ発電機に接続するために提供される。最も好ましくは、発電機は、例えば、約２５ボルトのような１２ボルト〜６０ボルトのＤＣ出力電圧を提供する太陽光電池モジュールである。出力端子４及び５並びに接地端子６は、電力インバータ１を、出力端子４及び５に接続される２つの電力線並びに接地端子６に接続される接地線を有するＡＣ電力網に接続するために提供される。入力端子４、５の間に印加される、ＡＣグリッドの電力線間のピーク電圧は、最大で約４００Ｖであり得る。電力インバータ１は、電力を、入力端子２及び３に接続された発電機から、出力端子４及び５に接続されたＡＣグリッドに供給する。

入力端子２及び３に印加された電位ＰＶ＋及びＰＶ−は、２つのインバータハーフブリッジ７及び８に印加される。各インバータハーフブリッジ７及び８はそれぞれ、半導体電力スイッチ９及び１０並びに１１及び１２を備える。半導体電力スイッチ９〜１２は、ここで線図で示されるようにＭＯＳＦＥＴである場合、それぞれ逆並列ダイオード１３を含む。しかし、逆並列ダイオード１３は、本明細書において説明される電力インバータ１の機能に必要なわけではない。さらに、各ハーフブリッジ７及び８はそれぞれ中央部１４及び１５を有する。高周波トランス１７の一次巻線１６が、ハーフブリッジ７及び８の中央部１４と１５との間に接続され、ハーフブリッジ７及び８の半導体電力スイッチ９〜１２は、入力端子２及び３に接続された、ここでは示されない発電機からの電流を、一次巻線１６を通る方向を交互にして流すように制御される。電流を、入力端子２及び３に接続された発電機から一次巻線に通すべきではない場合、ハーフブリッジ７及び８の半導体電力スイッチ９〜１２は、一次巻線１６の両端部を短絡させるように制御される。

ハーフブリッジ７及び８のすべての半導体電力スイッチ９〜１２が開いている場合、入力端子２、３に接続された発電機は事実上、出力端子４及び５に接続されたＡＣグリッドから切断される。したがって、追加の中継器がこの分離を提供する必要がない。半導体電力スイッチの１つが故障により開かない場合であっても、発電機はやはりＡＣグリッドから分離される。これは、接点が一緒に溶接するおそれがある中継器よりも高い安全レベルを意味する。何らかの理由により、追加の中継器を電力インバータとＡＣグリッドとの間に提供すべき場合、この中継器を、電力を１つの発電機からＡＣグリッドにそれぞれ供給する複数の電力インバータに提供し得る。本発明のこの態様について図１３を参照してより詳細に後で説明する。

高周波トランス１７は、容量の等しい２つのコンデンサ２０及び２１をさらに備える共振直列回路１９の部分である。コンデンサ２０及び２１は、両端部の一方で高周波トランス１７の二次巻線１８に対称に接続され、すなわち、各コンデンサの一端部が二次巻線１８の各端部に接続される。共振直列回路１９のインダクタンスを提供する高周波トランス１７の他に、別個のインダクタはない。したがって、磁気漏れによる損失が、本発明では最小に保たれる。一次巻線１８の両端部に接続された２つのコンデンサ２０及び２１により共振直列回路１９の静電容量を提供することで、コンデンサ及び高周波トランスの両方に必要な電気強度を低減するとともに、ノイズのコモンモード注入を低減し、ひいては、必要とされるフィルタリングを低減する。さらに、本発明では、Ｙコンデンサを使用することも可能である。

ダイオード２４の整流器フルブリッジ２３として示される高周波整流器２２は、一次巻線１６を通る電流により誘起される電圧から生じる、高周波トランス１７の二次巻線１８側での共振直列回路１９内の電流を整流する。高周波整流器の出力線２６と２７との間に接続されたコンデンサ２５は、整流電流の高周波成分を拒絶するが、この整流電流の低周波成分を通過させる。特に、コンデンサ２５は、出力端子４及び５に接続されたＡＣグリッドのグリッド周波数よりも上の遮断周波数を有する。実用的な理由により、遮断周波数は約数ｋＨｚであり得る。結果としてコンデンサ２５の容量が小さくなり、コンデンサの寸法を小さくし、コストをわずかにすることができ、それにより、出力コンバータ３１を介して出力端子４及び５に接続されたＡＣグリッドからコンデンサ２５が消費する無効電力がごくわずかであり、スタートアップ中にコンデンサ２５への危険な高電流を励起せず、且つ電力インバータを停止させ、ＡＣグリッドから電力インバータを切断した後にコンデンサ２５から危険な高電流が励起しないことも保証される。これまでに説明した入力端子２及び３と出力線２６及び２７との間の電力インバータ１の部品は、共振コンバータ５１を構成する。しかし、コンデンサ２５は、例えば、出力コンバータ３１の出力端部のようにさらに下流に配置してもよい。

出力線２６及び２７に存在する差動電圧並びにグリッド周波数の一周期中に出力線２６及び２７の間に存在する差動電圧はそれぞれ小さなＶ（ｔ）プロット２８、２９、及び３０に示される。出力線２６及び２７に存在する差動電圧は、図１と図２との間で違わないが、出力線２６及び２７の電圧の時間変動は、出力端子４及び５に接続されるグリッドの種類に依存する。これは特に、共振コンバータ５１の出力線２６及び２７が他励式フルブリッジコンバータ３１を介して出力端子４及び５に接続され、他励式フルブリッジコンバータ３１は、出力線２６及び２７を通って出力端子４及び５に流れる電流半波を正確にアンフォールディングするアンフォールディングブリッジとして機能する場合に該当する。そのような他励式コンバータは、出力端子４及び５に接続される外部ＡＣグリッドの電圧によってのみ制御されるフルブリッジのスイッチング要素が一般的に知られている。

出力コンバータ３１と出力端子４及び５との間に接続されたＥＭＣフィルタ３２を有して、電磁準拠に配慮することも一般的に知られている。しかし、ＥＭＣフィルタ３２は、標準チョークの代わりにコモンモードチョーク又は好ましくはコンビモードチョークを備えるという点で標準ＥＭＣフィルタから外れ得る。コモンモードチョークは、通常、リング形の共通磁心上に配置される。コモンモードチョークは、コモンモードチョークと出力端子との間に配置された標準チョークと組み合わせる必要がある。例が図３に示されるコンビモードチョーク５６は、好ましくは空気ギャップ５９を備える追加のウェブ５８を有する共通リング磁心５４に配置され、ＥＭＣフィルタ３２内に追加のチョークを必要としない。導電材料を空気ギャップ５９に提供して、チョークを通って流れる電流の高周波振動の減衰増大を達成し得る。この減衰は、そのような振動により導電材料に生成される渦電流によるものである。適した導電材料は、例えば、空気ギャップ５９を通って延びるフォイルとして提供される銅及びアルミニウムである。

ＥＭＣフィルタ３２のコモンモードチョーク及びコンビモードチョーク５６は両方とも、電力インバータ１を、出力端子４、５に接続されたＡＣグリッドでの過電圧から保護するとともに、逆も同様に、ＡＣグリッドを電力インバータ１で発生する過電圧から保護するバリスタ６０の接続に特によく適する。図４は、バリスタ６０が２つのコンビモードチョーク５６のタップ６１間にいかに接続されるかを示す。ここには示されない、さらなるバリスタを、図４の左側の入力端部においてコンビモードチョーク５６間に追加し得る。図４に示されるコンビモードチョーク５６の右側から生じ得、バリスタ６０に電流を流す過電圧６２の場合、図４においてタップ６１の右側にあるコモンモードチョークの部分は、バリスタ６０を通る電流をチョークする。同時に、図４においてタップ６１の左側にあるコンビモードチョーク５６の部分内の追加の電圧降下が誘導され、この電圧降下は、リング磁心５７を介するコンビモードチョーク５６の磁気結合により、バリスタ６０を通る実際の電流による電圧降下と同時に発生する。その結果、バリスタは、比較的高い過電圧６２でのみ導電性を得る必要があり、比較的低い電流のみで使用されない状態を保つ必要があり、それでいてコンビモードチョーク５６にわたる過電圧の伝達を有効に回避する。コモンモード又はコンビモードチョークのタップに接続されたバリスタは、本明細書に記載の電力インバータ１でのみ有利なわけではない。バリスタと、コモンモード又はコンビモードチョークとのこの組み合わせは、他の電力インバータ又は他の技術分野のＥＭＣフィルタに使用することもできる。

最後に、ヒューズ３３が、図１又は図２による電力インバータのＥＭＣフィルタ３２と個々の出力端子４及び５との間に接続される。小さなＶ（ｔ）プロット３４及び３５は、外部ＡＣグリッドにより出力端子４及び５に印加される電圧の時間変動を示し、この変動は、他励式コンバータ３１により、ハーフブリッジ７及び８の動作によって決まるＶ（ｔ）プロット３０に示される出力線２６と２７との間の電圧の時間変動に応じて、共振コンバータ５１の出力線２６及び２７上のＶ（ｔ）プロット２８及び２９に示される電圧時間変動を定義する。しかし、出力端子４及び５に接続されたＡＣグリッドの規格から独立して、図１では出力端子５に接続された中性線Ｎ又は図２では出力端子４に接続された線Ｌ１とＬ２との間の中性中点を基準として、出力線２６上の平均電圧は常に正であり、出力線２７の電圧は常に負である。これらの平均電圧の値は両方とも、出力端子４と５との間に印加される電圧の実効値の約５０％である。線２７の負の平均電圧は、負オフセット電圧を入力端子３に提供するために使用される。このために、線２７は、２つの抵抗３６及び３７を介して入力端子３に接続され、抵抗３６及び３７は、単一の抵抗で置換可能であるが、後に説明するように、ここでは意図的にそうしない。さらに、入力端子３は、別の抵抗３８及びコンデンサ３９の並列接続を介して接地コネクタ６に接続され、ひいては、接地コネクタ６に接続されたＡＣグリッドの接地に接続される。原理上、接地への入力端子３のこの接続内の抵抗３８は任意選択的である。ここでは、抵抗３６〜３８は、電気接地と線２７の平均電圧との間の定義された電圧レベルにある入力端子３の電圧オフセットを定義する分圧器を提供する。入力端子３のこのオフセット電圧は、プロット２９に示される経時変化を示さず、コンデンサ３９により時間的に平均化される。コンデンサ３９はやはり小容量だけであり、高周波電流及び電圧の場合、安全のために入力端子３を接地に接続することを保証する。入力端子３での負オフセット電圧の絶対値が、入力端子２及び３に接続された太陽光発電機の出力電圧よりも高い場合、太陽光発電機を接地に関して完全に負電位で動作させることが可能であり、これは、早期劣化を回避するために、いくつかの太陽光発電機にとって大きな利点である。

高容量を有するコンデンサ４０が、入力端子２と３との間に接続され、バッファとして機能し、ハーフブリッジ７及び８のパルス動作中、制御された発電機により提供される入力端子２と３との電圧差を安定化する。コンデンサ４０は特に、単相インバータの特徴である１００Ｈｚ又は１２０Ｈｚリップル電圧の抑圧に使用される。

共振コンバータ５１の２つのハーフブリッジ７及び８は、ドライバ５２及び５３を介してコントローラ４１により動作する。一般に、コントローラ４１は、線２６及び２７を通って流れる電流が、出力端子４及び５に接続されたＡＣグリッドと同相である正弦波形半波からなるようにハーフブリッジ７及び８を動作させる。電力インバータ１によりＡＣグリッドに供給される電流の整形をしないことも、他励される限り、出力コンバータ３１により可能である。コントローラ４１は、絶縁抵抗４４及び４５が配置された信号線４２及び４３を介して、ＡＣグリッドにより出力端子４及び５に印加される電圧を受け取る。信号線４２内の抵抗４４及び４５は、コンデンサ４６により迂回されて、コントローラ４１が、抵抗４４及び４５による減衰なしで信号線４２を介して高周波電力線通信信号を受信できるようにする。コントローラ４１が信号線４２及び４３を介して受信する線周波数信号Ｖａ及びＶｂは、ハーフブリッジ７及び８の動作を、出力端子４及び５に接続されたＡＣグリッドの交流電圧と同期させるために使用される。コントローラ４１は、２つのパルス制御信号Ｒ及びＬを提供するとともに、イネーブル信号Ｅを制御線４７〜４９を介してドライバ５２及び５３に提供する。イネーブル信号は、ドライバ５２及び５３、ひいては電力インバータ１全体をオンオフする。

図５に示される可能な一実施形態によれば、制御信号Ｒは、通常、固定デューティサイクル約５０％を有するパルス６３からなる。パルス６３の繰り返し数は、最高で共振直列回路１９の共振周波数の約半分まで変更可能である。したがって、パルスの持続時間の長さは、少なくとも、共振直列回路１９の共振周期と同じである。制御信号Ｌは制御信号Ｒに等しいが、共振直列回路１９の共振周期の５０％〜１００％だけ時間シフトされる。ドライバ５２は、制御信号Ｌを反転させて、半導体スイッチ９を動作させるとともに、制御信号Ｌをそのまま使用して、半導体スイッチ１０を動作させる。同様に、ドライバ５３は、制御信号Ｒを反転させて、半導体スイッチ１１を動作させるとともに、制御信号Ｒをそのまま使用して、半導体スイッチ１２を動作させる。反転信号Ｌ，ｉｎｖ及びＲ，ｉｎｖは図５の下部に示される。したがって、スイッチ９及び１０のうちの一方及びスイッチ１１及び１２のうちの一方が常に閉じられ、その一方で、他方は開かれる。スイッチ９と１１との遷移及びスイッチ１１と１２との遷移中、小さな不感時間が挿入され得、その間、２つのスイッチのいずれも閉じられない。これは、信号Ｌ，ｉｎｖ及びＲ，ｉｎｖが信号Ｌ及びＲの真の反転とはいくらか異なり得ることを意味する。しかし、そのような不感時間は常に、スイッチのオンタイムよりもはるかに短い。例えば、不感時間は２０ｎｓであり得、オンタイムは０．５μｓであり得る。このようにして動作するハーフブリッジ７及び８は、制御信号Ｒ及びＬの値が互いに異なる場合、入力端子２及と３との間のみに高周波トランス１７の一次巻線１６を通る電流路を提供する。これらのオンタイム以外の時間、すなわち、信号Ｒ及びＬが同じ値を有する場合、一次巻線１６は、これらの時間中に両方とも閉じられ、それ故、次に、中央部１４及び１５を接続するスイッチ９及び１１又はスイッチ１０及び１２により短絡される。時間的重複を変更し、ひいては、共振直列回路１９の共振周波数の５０％〜１００％の範囲で一次巻線１６が入力端子２及び３に接続されるオンタイムの長さを反比例して変更することにより、オンタイム開始後の電流の２番目のゼロ交差の時点が変動するにもかかわらず、スイッチ９〜１２の全波モードゼロ電流スイッチングが可能である。一次巻線１６のオンタイムの最適長並びに制御信号Ｒ及びＬのパルス６３の対応する最適重複は主に、出力コンバータ３１を介してＡＣグリッドにより印加される電圧に依存し、この電圧は、直列共振回路１９の共振周期の２番目の半分中に一次巻線１６を通る電流の経時変化に大きく影響する。これについては図６〜図１０を参照して詳細に以下において説明する。

全波モードゼロ電流スイッチングを用いる場合、パルス幅はゼロ電流スイッチング基準によりすでに定義されているため、パルス幅変調により線２６及び２７を通って流れる電流の時間依存整形を形成することができない。したがって、パルスの繰り返し数の変調が、線２６及び２７を通って流れる電流を変調して、正弦波形半波を提供し、入力端子２及び３に接続された発電機から出力端子４及び５に接続されたＡＣグリッドに電力インバータ１により供給される電力を制御する唯一の方法である。したがって、コントローラ４１は、グリッド周波数の各周期内で信号Ｒ及びＬのパルスの繰り返し数を変更して、線２６及び２７を通る電流を正弦波整形するとともに、さらに、制御信号Ｒ及びＬのパルスの繰り返し数の平均値を変更して、ＡＣグリッドに供給される電力を最適化する。これは、一般的に既知の最大電力点（ＭＰＰ）追跡方法に従って行い得る。さらに、コントローラ４１は、制御信号Ｒ及びＬの時間シフト又はパルス６３の重複のそれぞれを、出力端子４、５に接続されたＡＣグリッドにより線２６と２７との間に印加される各電圧でのハーフブリッジ７及び８の半導体電力スイッチ９〜１２のゼロ電流スイッチングに向けて最適化させる。これらの様々な最適化は、ルックアップテーブルがコントローラに記憶され、コントローラが、Ｖａ及びＶｂにおいてコントローラにより監視される出力端子４と５との瞬間電圧差に応じて、そのテーブル内の適したオンタイム及び繰り返し数、又はさらには使用可能な状態のパルスシーケンスを参照するという点で達成し得る。コントローラが制御信号Ｒ及びＬのパルスの繰り返し数を変更させる典型的な範囲は、２０ＫＨｚ〜５００ＫＨｚである。

電力インバータ１では、絶縁バリア５０が形成され、絶縁バリア５０は、高周波トランス１７の二次巻線１８から出力端子４及び５までのすべての部品を囲む。電力インバータ１のこの絶縁部分では、二次巻線１８のインダクタンスが小さく、コンデンサ２０、２１、及び２５のすべての容量が小さいため、随時、ごくわずかな電気エネルギーしか蓄えられない。したがって、ハーフブリッジ７及び８が動作していない限り、且つグリッドが出力端子４及び５に接続されていない限り、絶縁バリアで囲まれた電力インバータのいずれの構成要素にも、発電機が入力端子２及び３に接続され、これらの入力端子間に電圧を印加する場合であっても、危険なく触れられる。入力端子２及び３から出力端子４及び５への電力束の方向において、絶縁バリアは、トランス１７のみならず、コンデンサ２０及び２１によっても提供され、コンデンサ２０及び２１は、追加のガルバニック絶縁を提供し、例えば、グリッド周波数５０Ｈｚを有する電流を多少なりとも遮断する。信号線４２及び４３では、絶縁バリアは、コンデンサ４６並びにバリア５０の両側に配置される高オーム抵抗４４及び４５によって提供される。入力端子３と線２７との接続では、２つの抵抗３６及び３７が間に絶縁バリアを提供する。

電力インバータ１では、コントローラ内部ＡＤＣからの基準電圧Ｖｒｅｆを使用して、以下のように等抵抗の４つのオーム抵抗５４を接続することにより、定義された５０％の電圧オフセットを提供する：１つの抵抗５４が、入力端子３と、端子Ｖａにおいてコントローラ４１に接続された信号線４２の端部との間に接続される。１つの抵抗５４が、入力端子３と、端子Ｖｂにおいてコントローラ４１に接続された他方の信号線４３の端部との間に接続される。２つの他の抵抗５４が、基準電圧Ｖｒｅｆが提供される基準電圧点５５と、コントローラ４１に接続された信号線４２及び４３の端部との間に接続される。

ハーフブリッジ７及び８の半導体電力スイッチ９〜１２は、全波モードゼロ電流スイッチング方式で動作し、図１及び図２による電力インバータ１のトポロジーは、このスイッチング方式に調整される。その結果、図１及び図２による共振コンバータ５１は基本的に、電流源として、すなわち、出力端子４、５に接続されたＡＣグリッドによりこれらの線２６と２７との間に印加される電圧から独立して、高周波トランス１７の一次側で整形された電流を線２６及び２７に提供する電力源として動作する。しかし、これは、線２６、２７の間の瞬間電圧がゼロに近く、ＡＣグリッドに供給すべき対応する電流が低い場合、厳密には当てはまらない。その場合、共振コンバータ１９の共振周期の最初の半波中に高周波トランス１７の一次巻線１６に供給される電力の大部分は、一次巻線１６のオンタイムが短絡により終了する前、共振周期の次の半波中にバッファコンデンサ４０にフィードバックされる。その結果、一次巻線１６の１つのオンタイム中に発電機からＡＣグリッドに有効に供給される電流が低減する。高周波制御信号のパルスの繰り返し数を、電力の一部をバッファコンデンサ４０にフィードバックしない場合に可能なよりも、線２６と線２７との間の電圧をゼロに近くにしながら、高いレベルに保ち得るため、これは有利である。高周波制御信号Ｒ、Ｌのパルスの繰り返し数が高いことは、よりよい制御可能性を意味し、フィルタコンデンサ２５によりフィルタリングすることができない中低周波ノイズが、半導体電力スイッチ９〜１２のスイッチングにより誘導されない。

図６〜図１０は、オンタイム６６中又はオンタイム６６後の図１及び図２による、一次巻線１６を通る電流６４及び電力インバータ１の高周波トランス１７の二次巻線１６を両端とした電圧６５の経時変化を示し、オンタイム６６は、全波モードゼロ電流スイッチング方式により制御信号ＲとＬとの時間差により定義される。すなわち、オンタイム６６は、電流６４が、オンタイム６６の開始後、２回目にゼロになり、且つ電流が進行中のオンタイム６６で本質的にゼロのままである場合に終了する。オンタイム６６中に一次巻線に印加されるバッファコンデンサを両端とした電圧は、図６〜図１０のすべてで同じである（２５ボルト）。高周波トランスの変圧率１：１６を用いて、この入力電圧は、高周波トランスの最大出力電圧である４００Ｖに対応する。しかし、例えば、図１により出力コンバータ３１を介して出力端子４及び５に接続されたＡＣ電力網により出力線２６及び２７に現在印加される外部電圧は、図６から図１０に向かって低減する。外部電圧は、図６では約３７５ボルト、図７では約２２５ボルト、図８では約１２５ボルト、図９では約５０ボルト、図１０では約２ボルトである。一次巻線に印加される電圧を考慮するとともに、高周波トランスの変圧率を考慮すると、これらの外部電圧は、相対電圧９４％（図６）、５６％（図７）、３１％（図８）、１２．５％（図９）、及び０．５％（図１０）に対応する。現在印加される外部電圧の絶対瞬間値は、前は導電性であった整流器フルブリッジ２３のダイオード２４が電流６４の方向変更により転流する場合、共振周期の２番目の半波の開始時に生じる電圧降下６７から図６〜図９において間接的に見ることができる。現在印加される外部電圧の値が高い場合、共振周期の最初の半波中に共振直列回路１９に供給される電力は、高周波インバータ２２を通って線２６及び２７に特に容易に伝達する。その結果、前は導電性であった整流器フルブリッジ２３のダイオード２４が電流６４の方向変更により転流する場合、図６による電流６４は低値まで降下し、すでに共振周期の最初の半波の終了時に本質的にそこに留まる。これは、ゼロ又はゼロに近い電流６４でオンタイム６６を早期に終了させ得る。図６によりオンタイム６６の終了を決定する電流６４の次のゼロ交差の時間は、もはや共振直列回路１９の共振周期によっては定義されず、他の時間定数により定義される。結果として共振周期を短くするこれらの他の時間定数は、電流６４及び電圧６５のオンタイム６６後の経時変化も定義する。図７及び図８では、電流６４の１番目と２番目のゼロ交差間の時間はなお、共振直列回路１９の共振周期の５０％よりもはるかに短いが、共振直列回路１９の共振周期の約５０％の時間期間の半波を示すオンタイム６６の後に短絡した一次巻線１６を通る電流６４が増大する。電流のこの部分は、オンタイム６６の終了時にまだ共振直列回路１９内にあり、オンタイム６６の後でのみ高周波整流器２２を通して線２６、２７に転送される電力量の増大を示す。現在印加される外部電圧の瞬間値がさらに低減すると、オンタイム６６中、すなわち、最初とのゼロ交差と次のゼロ交差との間の電流６４の２番目の半波の長さは長くなる。この挙動は図８でのように、約１／３の相対電圧で支配的になり、図９では、２番目の半波はすでに、共振直列回路１９の共振周期の約５０％の長さまで延びている。その結果、電流６４の最初の半波中にバッファコンデンサ４０から一次巻線１６に供給される電力の相当部分は、２番目の半波中にバッファコンデンサ４０にフィードバックされ、これは、図９においてオンタイム６６の長さを延ばすことで説明される。低瞬間出力電圧でオンタイムを延ばし、ひいては、バッファコンデンサ４０にエネルギーをフィードバックするこの手順は、オンタイム６６中に高周波トランス１７により伝達される電力を低減し、瞬間出力電圧が低く、出力電流が低く、且つ対応する瞬間出力電力が低くても、オンタイム６６の高繰り返し数を維持できるようにする。オンタイム後にもまだ共振直列回路１９にある電力は、共振直列回路１９内で振動し、共振直列回路１９から高周波整流器２２を通って線２６及び２７に伝達される。したがって、図９及び図１０に見られるオンタイム６６の終了後の電流６４の２つの半波は、電力の一部がまだ発電機からＡＣグリッドに伝達中であることを示す。図１０では、伝達される電力のこの割合は、瞬間出力電圧が非常に低いことにより大幅に低減する。すなわち、図１０によれば、オンタイム６６中に有効に伝達される電力はごくわずかのみであり、その一方で、最初の半波中に最初に伝達された大部分は、共振直列回路１９の共振周波数の２番目の半波中にバッファコンデンサ４０に再び貯蔵される。これにより、ゼロに近い瞬間出力電圧且つそれに対応してゼロに近い出力電流及び瞬間出力電力であってもやはり、オンタイム６６の繰り返し数を高くすることができる。図６〜図１０は、電流６４を監視し、オンタイム６６の開始後、２番目のゼロ交差を待つことにより、オンタイム６６を終了し得ることを示すが、オンタイム６６は好ましくは、外部電圧の瞬間値に基づいて、またはさらによくは外部電圧のこの瞬間値とオンタイム６６中に一次巻線に印加されるバッファコンデンサの両端の電圧の現在値との比率、又は上述した瞬間相対電圧に基づいて、テーブルから選択される。

図１１は、図５による高周波制御信号Ｒ及びＬの代替方式を示す。この方式では、オンタイム６６の長さは、高周波制御信号Ｒ、Ｌの時間差により定義されず、普通ならオンであり、信号Ｒ及びＬの周期の半分の信号ＲとＬとの固定時間差を示す信号Ｒ、Ｌ内のディップ６８の長さによって定義される。対応する反転制御信号Ｒ，ｉｎｖ及びＬ，ｉｎｖは、ディップ６８と同じ長さのパルス６９を示す。図５による方式を用いてクロック制御される場合、図１及び図２による高周波トランス１７の一次巻線１６は、図５において斜線の付いた間隔で示されるように、反転制御信号Ｒ，ｉｎｖ及びＬ，ｉｎｖにより制御される半導体電力スイッチ９及び１１により、又は元の制御信号Ｒ及びＬにより制御される半導体電力スイッチ１０及び１２により、交互に短絡されるが、図１１による高周波制御信号Ｒ、Ｌでは、一次巻線１６は常に、図１１において斜線の付いた間隔で示されるように、高周波信号Ｒ及びＬにより制御される半導体電力スイッチ１０及び１２により短絡する。これを有利に使用して、図１２に示されるように、例えば、インバータ１の基板レイアウトでの一次巻線１６に関する半導体電力スイッチ９〜１２の空間配置をカスタマイズすることができる。制御信号Ｒ、Ｌによりそのまま制御される半導体電力スイッチ１０及び１２は、図１２では、中央部１３及び１４に接続し、したがって、半導体電力スイッチ９及び１１よりも短い電流路を介して一次巻線１６の両端部に接続するように配置される。したがって、オンタイム６６後の短絡した一次巻線１６を通って循環する電流による電気損失は、最小に保たれる。

半導体電力スイッチ９〜１２のゼロ電流スイッチングは、ゼロ電圧スイッチングと同じ程度までスイッチング損失を低減しないことがある。しかし、電力インバータ１の制限入力電圧でのスイッチング損失も制限され、制御損失、すなわち、半導体電力スイッチ９〜１２を動作に際して制御する必要がある電力が、ゼロ電流スイッチングでは特に低く、すなわち、ゼロ電圧スイッチングよりも低く、全波モードゼロ電流スイッチングのみが、低瞬間出力電圧の場合に各オンタイム中の電力伝達を低減可能なことで、これを補って余りある。そして、この電力伝達の低減により、出力端子４、５に接続されたＡＣグリッドの交流電圧の各周期中に２回発生するこれらの低瞬間出力電圧であっても、パルスの好ましくは高い繰り返し数、すなわち、高いスイッチング周波数を維持することができる。

図１３は、複数の電力インバータ１の例として４つの電力インバータ１を示し、複数の電力インバータ１は、それぞれが発電機７１としての太陽光電池モジュール７０から線７４〜７６のリング７２及び中継器７３を介してＡＣグリッド７７に電気エネルギーを供給するはるかに多数の個々の電力インバータ１を含み得る。すべての電力インバータ１のすべての出力端子４は、同じリング形電力線７４に接続され、すべての電力インバータ１のすべての出力端子５はリング形電力線７５に接続され、すべての電力インバータ１のすべての接地端子６はリング形接地線７６に接続される。線７４〜７６のリング形は、故障安全性及び抵抗損の両方に関して有利である。リング７２は、ＡＣ電力収集バスとして機能する。このバス上に集められたＡＣ電力は、個々の電力インバータ１のすべてとは別個のボックス７８に配置された中央中継器７３を介してグリッド７７に供給される。電力インバータ１は太陽光電池モジュール７０の近傍に配置され、実際には、太陽光電池モジュール７０の裏側に搭載し得る。各インバータは半導体スイッチ９〜１２のドライバ５２、５３を非活性化することにより完全に遮断し得るため、且つ各インバータが、高周波トランス１７及び絶縁バリア５０によりＡＣグリッド７７と太陽光電池モジュール７０との間にガルバニック絶縁を含むため、中継器７３は、インバータ１の単なるバックアップ遮断手段である。

本発明の趣旨及び原理から実質的に逸脱せずに、多くの変形及び変更を本発明の好ましい実施形態に対して行い得る。すべてのそのような変更及び変形は、本明細書では、以下の特許請求の範囲により規定される本発明の範囲内に含まれることが意図される。

１ 電力インバータ
２ 入力端子
３ 入力端子
４ 出力端子
５ 出力端子
６ 接地端子
７ ハーフブリッジ
８ ハーフブリッジ
９ 半導体電力スイッチ
１０ 半導体電力スイッチ
１１ 半導体電力スイッチ
１２ 半導体電力スイッチ
１３ 逆並列ダイオード
１４ 中央
１５ 中央
１６ 一次巻線
１７ 高周波トランス
１８ 二次巻線
１９ 共振直列回路
２０ コンデンサ
２１ コンデンサ
２２ 高周波整流器
２３ 整流器フルブリッジ
２４ ダイオード
２５ コンデンサ
２６ 出力線
２７ 出力線
２８ Ｖ（ｔ）プロット
２９ Ｖ（ｔ）プロット
３０ Ｖ（ｔ）プロット
３１ 出力コンバータ
３２ ＥＭＣフィルタ
３３ ヒューズ
３４ Ｖ（ｔ）プロット
３５ Ｖ（ｔ）プロット
３６ 抵抗
３７ 抵抗
３８ 抵抗
３９ コンデンサ
４０ バッファコンデンサ
４１ コントローラ
４２ 信号線
４３ 信号線
４４ 抵抗
４５ 抵抗
４６ コンデンサ
４７ 制御線
４８ 制御線
４９ 制御線
５０ 絶縁バリア
５１ 共振変換器
５２ ドライバ
５３ ドライバ
５４ 抵抗
５５ 基準電圧点
５６ コンビモードチョーク
５７ リング磁心
５８ ウェブ
５９ 空気ギャップ
６０ バリスタ
６１ タップ
６２ 過電圧
６３ パルス
６４ 電流
６５ 電圧
６６ オンタイム
６７ 電圧降下
６８ ディップ
６９ パルス
７０ 太陽光電池モジュール
７１ 発電機
７２ リング
７３ 中継器
７４ 電力線
７５ 電力線
７６ 接地線
７７ ＡＣグリッド
７８ ボックス

Claims (33)

1. 電気エネルギーをＤＣ発電機から２本の電力線を有するＡＣグリッドに供給する電力インバータ（１）であって、
   −前記発電機に接続する２つの入力端子（２、３）と、
   −前記ＡＣグリッドの前記２本の電力線に接続する２つの出力端子（４、５）と、
   −共振コンバータ（５１）と、
   を備え、前記共振コンバータ（５１）は、
   −一次巻線（１６）及び二次巻線（１８）を備える高周波トランス（１７）と、
   −前記高周波トランス（１７）の前記一次巻線（１６）の一端部を前記２つの入力端子（２、３）のうちの一方に接続して、前記一次巻線（１６）を通る前記２つの入力端子（３、２）のうちの他方への電流路を提供する少なくとも１つの高周波スイッチング半導体電力スイッチ（９〜１２）と、
   −インダクタンス及び静電容量を備える共振直列回路（１９）と、
   −前記高周波トランス（１７）の前記二次巻線（１８）を通る電流を整流する高周波整流器（２２）であって、２本の出力線（２６、２７）を有する高周波整流器（２２）と、
   −前記高周波整流器（２２）の前記２本の出力線（２６、２７）と前記２つの出力端子（４、５）との間に接続される出力コンバータ（３１）と、
   を含み、
   前記共振コンバータ（５１）は、前記２つの出力端子（４、５）に接続され、電圧信号を受信するコントローラ（４１）をさらに備え、前記コントローラ（４１）は、２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）を提供して、前記共振コンバータ（５１）のすべての半導体電力スイッチ（９〜１２）を制御して、ＡＣ電流を正弦波変調し、前記正弦波変調されたＡＣ電流は前記ＡＣグリッドに供給され、前記電圧信号と同相である、電力インバータ（１）。
2. 前記コントローラ（４１）は、前記２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）のパルスの繰り返し数を変更して、前記ＡＣグリッドに供給される前記ＡＣ電流を正弦波変調する、請求項１に記載の電力インバータ（１）。
3. 前記コントローラ（４１）は、前記２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）の前記パルスの平均繰り返し数をさらに変更して、前記発電機から前記ＡＣグリッドに供給される電力を制御する、請求項２に記載の電力インバータ（１）。
4. 前記共振コンバータ（５１）は、前記２つの入力端子（２、３）間に接続される２つのハーフブリッジ（７、８）をさらに備え、各ハーフブリッジ（７、８）は、２つの高周波スイッチング半導体電力スイッチ（９、１０；１１、１２）と、中央部（１４、１５）とを有し、前記高周波トランス（１７）の前記一次巻線（１６）は、前記２つのハーフブリッジ（７、８）の前記中央部（１４、１５）間に接続される、請求項１、２、又は３に記載の電力インバータ（１）。
5. 前記コントローラ（４１）は、前記２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）を提供して、前記高周波トランス（１７）の前記一次巻線（１６）の一端部を前記２つの入力端子（２、３）のうちの一方に接続し、前記一次巻線（１６）の他端部を前記２つの入力端子（２、３）のうちの他方に接続するか、又は前記２つのハーフブリッジ（７、８）のそれぞれ１つの高周波スイッチング半導体電力スイッチ（９、１０；１１、１２）を介して前記一次巻線（１６）の両端部を短絡させるように、前記２つのハーフブリッジ（７、８）の前記高周波スイッチング半導体電力スイッチ（９、１０；１１、１２）を制御する、請求項４に記載の電力インバータ（１）。
6. 前記コントローラ（４１）は、パルスが部分的に重なった時間差で前記２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）を提供し、前記２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）のパルスの幅は等しく、前記パルスの幅は、少なくとも前記共振コンバータ（５１）の前記共振直列回路（１９）の共振周期と同じ長さであり、前記コントローラ（４１）は、前記２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）間の前記時間差を変更して、オンタイムの長さを変更する、請求項４又は５に記載の電力インバータ（１）。
7. 前記２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）は、前記パルスの前記繰り返し数から独立して約５０％のデューティサイクルを示す、請求項６に記載の電力インバータ（１）。
8. 前記コントローラ（４１）は、前記２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）を提供して、常に同じ前記２つの高周波スイッチング半導体電力スイッチ（１０及び１２）を介して前記一次巻線（１６）の前記両端部を短絡させるように、前記２つのハーフブリッジ（７、８）の前記高周波スイッチング半導体電力スイッチ（９、１０；１１、１２）を制御する、請求項５に記載の電力インバータ（１）。
9. 前記常に同じ２つの高周波スイッチング半導体電力スイッチ（１０及び１２）を通る前記一次巻線（１６）の前記両端部間の電流路は、前記２つのハーフブリッジ（７、８）の前記２つの他方の高周波スイッチング半導体電力スイッチ（９及び１１）を通る前記一次巻線（１６）の前記両端部間の電流路よりも電気損失が本質的に少ないように設計される、請求項８に記載の電力インバータ（１）。
10. 前記コントローラ（４１）は、ハーフブリッジ（７、８）毎に１つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）を提供し、前記２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）は、前記ハーフブリッジ（７、８）のそれぞれの前記２つの半導体電力スイッチ（９、１０；１１、１２）のうちの一方をそのまま制御するとともに、反転して、前記ハーフブリッジ（７、８）のそれぞれの前記２つの半導体電力スイッチ（９、１０；１１、１２）のうちの他方を制御する、請求項４〜９のうちいずれか一項に記載の電力インバータ（１）。
11. 前記コントローラ（４１）は、前記２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）を提供して、前記ハーフブリッジ（７、８）の前記半導体電力スイッチ（９〜１２）のゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）を行う、請求項１０に記載の電力インバータ（１）。
12. 前記コントローラ（４１）は前記２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）を提供して、前記ハーフブリッジ（７、８）の前記半導体電力スイッチ（９〜１２）の全波モード（ＦＷＭ）ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）を行い、前記コントローラ（４１）は、最大電圧信号での共振周期の約５０％からゼロ電圧信号での共振周期の約１００％の範囲で、前記一次巻線（１６）のオンタイムの長さを変更し、前記オンタイムの間、前記２つの入力端子（２、３）のうちの一方に接続された前記ハーフブリッジ（７、８）のうちの一方の前記半導体電力スイッチ（９〜１２）のうちの１つ及び前記２つの入力端子（２、３）のうちの他方に接続された前記ハーフブリッジ（７、８）のうちの他方の前記半導体電力スイッチ（９〜１２）のうちの１つは閉じられ、その一方で、前記ハーフブリッジ（７、８）の前記２つの他の半導体電力スイッチ（９〜１２）は開かれる、請求項１１に記載の電力インバータ（１）。
13. 前記コントローラ（４１）は、前記２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）の前記パルスの前記繰り返し数を変調し、且つ／又は前記電圧信号に応じて、ルックアップテーブルに記憶された制御データに従ってオンタイムの長さを変更する、請求項１０〜１２のうちいずれか一項に記載の電力インバータ（１）。
14. 前記コントローラ（４１）は、それぞれが前記ハーフブリッジ（７、８）の１つに提供される２つのドライバ（５２、５３）を介して前記２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）を前記半導体電力スイッチ（９〜１２）に提供し、提供される前記２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）がハイの場合、前記ハーフブリッジ（７、８）のそれぞれの前記半導体電力スイッチ（１０、１２）の一方を閉じ、提供される前記２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）がローの場合、前記ハーフブリッジ（７、８）のうちの一方の前記半導体電力スイッチ（９、１１）の他方を閉じ、前記２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）の両方がハイの場合、前記２つのドライバ（５２、５３）により閉じられる前記２つのハーフブリッジ（７、８）の前記半導体電力スイッチ（１０、１２）は同じ入力端子（３）に接続される、請求項４〜１３のうちいずれか一項に記載の電力インバータ（１）。
15. 前記共振直列回路（１９）は、前記インダクタンスを提供する前記高周波トランス（１７）及び前記静電容量を提供する２つのコンデンサ（２０、２１）を備え、前記高周波トランス（１７）の前記二次巻線（１８）は前記２つのコンデンサ（２０、２１）間に接続され、前記高周波整流器（２２）は前記コンデンサ（２０、２１）に接続される、請求項１〜１４のうちいずれか一項に記載の電力インバータ（１）。
16. 前記共振直列回路（１９）は、静電容量が等しい前記２つのコンデンサ（２０、２１）及び前記高周波トランス（１７）からなる、請求項１５に記載の電力インバータ（１）。
17. 前記高周波整流器（２２）は整流器フルブリッジ（２３）を備える、請求項１〜１６のうちいずれか一項に記載の電力インバータ（１）。
18. 前記高周波整流器（２２）はローパスフィルタコンデンサ（２５）を備える、請求項１〜１７のうちいずれか一項に記載の電力インバータ（１）。
19. 前記出力コンバータ（３１）は、前記２つの出力端子（４、５）に印加される電圧を介して転流する他励式コンバータ（３１）である、請求項１〜１８のうちいずれか一項に記載の電力インバータ（１）。
20. 電力網接地線に接続する接地端子（６）をさらに備え、前記２つの入力端子（２、３）のうちの１つの入力端子（３）は、一方では、抵抗（３６、３７）を介して前記高周波整流器（２２）の前記２本の出力線（２６、２７）のうちの一方に接続され、他方では、コンデンサ（３９）を介して前記接地端子（６）に接続される、請求項１９に記載の電力インバータ（１）。
21. 抵抗（３８）が、前記２つの入力端子（２、３）のうちの１つの入力端子（３）に接続する前記コンデンサ（３９）に並列接続される、請求項２０に記載の電力インバータ（１）。
22. 前記２つの入力端子（２、３）のうちの前記１つの入力端子（３）に接続される前記高周波整流器（２２）の前記２本の出力線（２６、２７）のうちの一方は、電気接地よりも低い電位を示す前記高周波整流器（２２）の前記出力線（２７）である、請求項２０又は２１に記載の電力インバータ（１）。
23. 前記２つの入力端子（２、３）と前記２つの出力端子（４、５）の間に絶縁バリア（５０）をさらに備え、前記高周波トランス（１７）のすべての高周波スイッチング半導体電力スイッチ（９〜１２）及び前記一次巻線（１６）は、前記絶縁バリア（５０）の前記２つの入力端子（２、３）と同じ側にあり、前記共振直列回路（１９）は前記高周波トランス（１７）の前記二次巻線（１８）を含み、前記高周波整流器（２２）及び前記出力コンバータ（３１）は、前記絶縁バリア（５０）の前記２つの出力端子（４、５）と同じ側にある、請求項１〜２２のうちいずれか一項に記載の電力インバータ（１）。
24. 前記絶縁バリア（５０）を交差するすべての線は、前記絶縁バリア（５０）に以下のうちの少なくとも１つを備える：高オーム抵抗（３６、３７、４４、４５）又はコンデンサ（４６）、請求項２３に記載の電力インバータ（１）。
25. 請求項１〜２４のうちいずれか一項に記載の前記電力インバータ（１）の動作方法であって、共振コンバータ（５１）が、２つの入力端子（２、３）間に接続された２つのハーフブリッジ（７８）を備え、各ハーフブリッジ（７、８）は、２つの高周波スイッチング半導体電力スイッチ（９、１０；１１、１２）及び中央部（１４、１５）を有し、高周波トランス（１７）の一次巻線（１６）が前記２つのハーフブリッジ（７、８）の前記中央部（１４、１５）間に接続され、前記方法は、
    −時間差で２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）を生成し、前記２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）を、前記２つの入力端子（２、３）のうちの１つの入力端子（３）に接続された前記２つのハーフブリッジ（７、８）の２つの前記半導体電力スイッチ（１０、１２）に適用するステップであって、それにより、オンタイム（６６）を提供し、前記オンタイム（６６）中、これらの２つの半導体電力スイッチ（１０、１２）のうちの一方のみが閉じられるステップと、
    −それぞれが前記２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）のうちの一方の反転である２つの反転高周波制御信号を生成し、各高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）及びその制御信号の反転が前記同じハーフブリッジ（７、８）の前記２つの半導体電力スイッチ（９、１０；１１、１２）に与えられるように、前記２つの反転高周波制御信号を、前記２つの入力端子のうちの他方（２）に接続された前記２つのハーフブリッジ（７、８）の２つの前記半導体電力スイッチ（９、１１）に適用するステップと、
    を含み、
    前記方法は、
    −すべての高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）を同期して変調するステップであって、それにより、ＡＣ電流を正弦波変調し、前記正弦波変調されたＡＣ電流はＡＣグリッドの電圧と同相で前記ＡＣグリッドに供給される、変調するステップと、
    をさらに含む、方法。
26. 前記２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）のパルスの繰り返し数を変更して、前記ＡＣグリッドに供給される前記ＡＣ電流を正弦波変調するステップをさらに含む、請求項２５に記載の方法。
27. 前記２つの高周波制御信号（Ｒ、Ｌ）の前記パルスの平均繰り返し数を変更して、前記発電機から前記ＡＣグリッドに供給される電力を制御するステップをさらに含む、請求項２６に記載の方法。
28. 前記ハーフブリッジ（７、８）の前記半導体電力スイッチ（９〜１２）の全波モードゼロ電流スイッチングで、前記共振コンバータ（５１）の前記共振直列回路（１９）の共振周期の約５０％〜約１００％の範囲で前記オンタイム（６６）の長さを変更するステップをさらに含む、請求項２５又は２６に記載の方法。
29. 前記オンタイム（６６）の長さは、前記高周波整流器（２）の前記２本の出力線（２６、２７）に印加される外部電圧と、前記オンタイム（６６）中に前記高周波トランス（１７）の前記一次巻線（１６）に印加される電圧の現在値との現在の比率に基づいて変更される、請求項２８に記載の方法。
30. 両制御信号（Ｒ、Ｌ）は、前記パルスの前記繰り返し数から独立して約５０％のデューティサイクルを用いて部分的にパルスを重ねることにより生成され、前記制御信号（Ｒ、Ｌ）の前記時間差が変更されて、前記オンタイムの長さが変更される、請求項２５〜２９のうちいずれか一項に記載の方法。
31. 請求項１〜２４のうちいずれか一項に記載の電力インバータ（１）であって、
    −前記出力コンバータ（３１）と前記２つの出力端子（４、５）との間に接続されるコモンモードチョーク及び追加のウェブ（５８）を有する共通リング磁心（５７）上に配置されるコンビモードチョーク（５６）から選択されるチョークを備えるＥＭＣフィルタ（３２）と、
    を備え、バリスタ（６０）が、互いに対応する前記チョークのタップ（６１）間に接続される、電力インバータ（１）。
32. 前記チョークは、導電材料が提供される空気ギャップ（５９）を備える前記追加のウェブ（５８）を有する前記共通リング磁心（５７）上に配置される前記コンビモードチョーク（５６）である、請求項３１に記載の電力インバータ（１）。
33. 前記２つの入力端子（２、３）のうちの前記１つの入力端子（３）に接続される前記高周波整流器（２２）の前記２本の出力線（２６、２７）のうちの前記一方は、電気接地よりも高い電位を示す前記出力線（２６）である、請求項２０又は２１に記載の電力インバータ（１）。