CN103283133B - 用于谐振变换器控制的方法和装置 - Google Patents

Abstract

用于控制谐振变换器功率产生的方法和装置。在一个实施方式中，该方法包括：确定由谐振变换器处理的累积的电荷；动态地确定生成预定输出功率的累积电荷的水平；以及基于累积的电荷的水平控制谐振变换器的开关循环。

Description

用于谐振变换器控制的方法和装置

技术领域

本公开的实施方式通常涉及功率变换，并且更具体地涉及控制谐振变换器中的功率变换。

背景技术

谐振功率变换器包括桥（全桥或半桥）、谐振LC网络（即，回路）和整流电路。桥激发谐振回路中的电流，该电流被整流成直流（DC）输出。整流充当类似电阻性的负载，该负载改变谐振回路的品质因数（Q）。通过改变桥电压的频率，通过桥可见的回路网络的阻抗改变，因而改变回路电流和输出功率。具有高Q的回路网络或具有“负载独立点”的网络将在相对窄的频率范围内具有大的功率摆动，这可能使控制器难以维持稳定。

串联谐振变换器被设计为在谐振之上操作。在高于谐振频率的频率处，回路阻抗对桥而言为电感性并且使回路电流滞后于桥电压。当桥设备关闭时，此滞后的电流可用于对寄生设备电容充电/放电以建立零电压开关。这是已知的用于减少开关损耗和允许变换器在较高开关频率下有效操作的技术。

在传统的占空比控制的变换器中，逐周期控制的一种形式是通过峰电流的控制实现的。因为传统变换器中的电流波形总是与开关同相，所以峰电流控制是调制功率的稳定方法。这种方法不适于谐振变换器，因为电流关于开关关闭的相位是未知的。

因此，本领域中需要用于逐周期控制谐振功率变换器的方法和装置。

发明内容

本发明的实施方式一般涉及用于控制谐振变换器功率产生的方法和装置。在一个实施方式中，该方法包括：确定由谐振变换器处理的累积电荷；动态地确定生成预定输出功率的累积电荷的水平；以及基于累积电荷的水平控制谐振变换器的开关循环。

附图说明

因此上面提到的本发明的特征可被详细理解的方式、上面简要概括的本发明的更具体的描述可参考实施方式，其中一些实施方式在附图中示出。然而，注意，附图示出了本发明的仅典型实施方式，并且因此不被认为限制本发明的范围，对于本发明，可承认其它等效的实施方式。

图1是根据本发明的一个或多个实施方式的谐振变换器的框图；

图2是根据本发明的一个或多个实施方式的控制器的框图；

图3是描绘了根据本发明的一个或多个实施方式的谐振变换器的初级侧电流和电压的曲线图；

图4是描绘了与根据本发明的一个或多个实施方式的谐振变换器的操作相关联的多个波形的一组曲线图；以及

图5是根据本发明的一个或多个实施方式的谐振功率变换器的逐周期控制的方法的流程图。

具体实施方式

图1是根据本发明的一个或多个实施方式的谐振变换器100的框图。此框图仅描绘了无数种可能的系统配置的一种变型。本发明可在各种功率生成环境和系统中工作。

谐振变换器100包括输入桥102（“桥102”）、谐振电路104、变压器106、输出电容器108、整流电路110、电流采样器113、控制器114、斜坡发生器132、可复位积分器134和比较器136。桥102包括开关120-1、120-2、122-1和122-2，开关120-1、120-2、122-1和122-2以H桥配置布置，使得开关120-1/120-2和122-1/122-2分别形成H桥的第一和第二对角。开关120-1、120-2、122-1和122-2中的每一个均耦合至控制器114以可操作地控制开关。开关120-1、120-2、122-1和122-2可以是任何合适的电子开关，诸如绝缘栅双极型晶体管（IGBT）、双极结型晶体管（BJT）、金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）、门极关断晶闸管（GTO）等。在一些实施方式中，控制器114可耦合至开关120-1、120-2、122-1和122-2中的每一个的栅极端和源极端以提供可操作的控制。在其它实施方式中，不同类型的输入桥结构可用于生成合适的桥输出电压，如下所述。

桥102的第一输出端耦合在开关120-1与122-2之间，并且耦合至电容器116的第一端。电容器116的第二端耦合至电感器118的第一端，电感器118的第二端耦合至变压器106的初级绕组106P的第一端。电容器116和电感器118形成串联谐振电路104；在一些替换实施方式中，其它类型的谐振电路（例如，其它类型的串联谐振电路或并联谐振电路）可用于取代谐振变换器100中的谐振电路104。电流采样器112耦合在初级绕组106P的第二端与桥102的第二输出端之间，桥102的第二输出端耦合在开关122-1和120-2之间。电流采样器112还耦合至可复位积分器134。电压采样器113耦合在桥102的两端并且还耦合至控制器114。

在变压器106的第二侧，次级绕组106S的第一端耦合至输出电感器108的第一端。整流电路110耦合在输出电容器108的第二端与次级绕组106S的第二端。整流电路110可以是现有技术已知的用于执行整流的任何合适的电路（例如，全波整流器或半波整流器）。

除了耦合至开关120-1、120-2、122-1和122-2之外，控制器114还耦合至斜坡发生器132、可复位积分器134和比较器136。比较器136还耦合至斜坡发生器132和可复位积分器134。

桥102从DC电压源诸如一个或多个可再生能源（例如，光伏（PV）模块、风力农场、水电系统等）、电池、或任何合适的DC功率源接收输入电压Vin。控制器114可选地激活/禁用H桥对角（即，180°异相位）以生成桥输出电压Vbr，桥输出电压Vbr是占空比为D的双极方波。作为电压Vbr的结果，正弦电流I-R流过谐振电路104和初级绕组106P。通过初级绕组106P的交流电流在次级绕组106S中引入交流电流I-S，交流电流I-S流过整流电路110以生成DC输出电压Vout，其中Vout=αVin并且α与106P与106S之间的匝数比成正比。

电流采样器112对电流I-R进行采样并且生成表示被采样的电流的值（“电流样本”）。在一些实施方式中，电流采样器112包括用于生成具有数字形式的电流样本的模数转换器（ADC）。电流采样112将电流样本耦合至可复位积分器134以在时间上对电流I-R进行积分。电压采样器113对输入电压Vin进行采样，生成表示被采样的输入电压Vin的值（“输入电压样本”），并且将输入电压样本耦合至控制器114。在一些实施方式中，电压采样器113可包括用于生成具有数字形式的样本的ADC。

可复位积分器134将表示被积分的电流的输出耦合至比较器136的第一输入，例如，非反相输入。可复位积分器134从控制器114接收合适的信号以例如在每个开关周期复位可复位的积分器134。

斜坡发生器132生成关于时间的斜坡波形，即，线性增长的电压，并且将表示斜坡波形的输出信号耦合至比较器136的第二输入，例如，反相输入。比较器136基于接收到的被积分电流和斜坡波形值的相对水平生成输出信号。当谐波波形的值大于积分电流的值时，比较器136生成第一输出信号；当积分电流的值变成等于和大于斜坡波形的值时，比较器136生成第二输出信号。比较器136的输出（表示在给定的时间处积分的电流大还是斜坡波形大）被耦合至控制器114。

根据本发明的一个或多个实施方式，充电模式控制用于动态地控制从变换器100的逐周期的功率生成，而不管通过谐振电路104的电流I-R的相位。在开关周期T的前半个周期，控制器114激活桥102并且监控通过谐振电路104（即，积分电路）的电荷的累积。一旦累积的电荷足以提供期望的输出功率Pout，控制器114禁用桥102。如下面参照图3的详细描述，当输出功率Pout等于(Pin*Ton))/(D*Vin)时，累积的电荷足以产生期望的输出功率Pout，其中Pin是实现期望的输出功率Pout所需的变换器输入功率（即，Pin等于期望的输出功率除以变换器效率），Vin是测量的变换器输入电压，D是用于桥电压波形的占空比，以及Ton是桥电压波形的“开”时间（即，桥102的激活时间）。

通过经由斜坡发生器132将瞬时周期（即，Ton）模型化成斜坡波形，生成的斜坡的斜率可被设置成Pin/(D*Vin)，并且可在比较器136处比较斜坡波形与整流电流的值以确定电荷累积何时足以产生期望的输出功率Pout。随着积分电流值的增加，它最终与斜坡相交并且超越该斜坡；在相交点处，即，当斜坡波形和积分电流的相应值在具体时间处相等时，已经在电流开关半周期向变换器100输入了足够的功率以实现期望的输出功率Pout。随着积分电流值的增加，它最终与斜坡相交并超越该斜坡，使来自比较器136的输出改变并触发控制器114以在开关半周期的其余时间禁用桥102。

在开关周期T的后半个周期，控制器114可通过任何合适的技术激活之前不活动的桥对角以生成相等但具有相反极性的桥波形。例如，在一些实施方式中，简单镜像可用于（例如，采样定时器）在开关周期T的后半个周期内驱动桥102，使得在前半个和后半个开关周期内的桥波形相等但具有相反的极性。在一些其它实施方式中，之前不活动的桥对角可在开关周期T的后半个周期内被激活，并且类似于上面描述的操作，积分谐振电路电流与所生成的斜坡波形比较以在两者相等时禁用桥102。在这种实施方式中，斜坡波形或积分电流的极性在比较之前被反转；例如，控制器114可向可复位积分器134或斜坡生成器132发信号以在合适的半个开关周期内反转输出极性。在一些替换实施方式中，类似于控制器114，第二控制器可用于驱动桥102以在开关周期T的后半个周期内生成合适的桥电压Vbr。

在一个具体的实施方式中，可复位积分器134和斜坡生成器132在开关周期T的开始处被初始化，并且开关120-1/120-2被激活以产生正的桥电压Vbr。来自斜坡发生器132的线性斜坡波形从零初始值开始正增长，并且作为正Vbr的结果，积分谐振电流的值最终以大于斜坡波形的速率正增长。当斜坡波形和积分电流随时间增长时，它们最终相交，由此表示在电流开关的半周期内足够的功率已经被输入至变换器100。相交点可通过调整斜坡波形的斜率来进行控制；更陡峭的斜坡斜率导致开关120-1/120-2的更长的开时间和更大的输出功率Pout。当积分电流的值变成等于并且开始超越斜坡波形的值时，来自比较器136的输出信号从一个水平变成另一个，向控制器114发信号以禁用当前活动的开关对120-1/120-2。桥102然后在由占空比D确定的开关半周期的剩余时间内保持不活动（即，Vbr等于0），其中占空比D可在控制器114中被设置。

除了基于积分谐振电路电流和所生成的斜坡波形控制桥102的操作外，控制器114例如在每个开关循环内确定和调整斜坡波形的斜率，以动态地实现传输至输出的功率的逐周期控制。当斜坡斜率增加时，输出功率的量增加；当斜坡斜率减少时，输出功率的量减少。斜坡波形斜率可被调整以控制谐振变换器100的每个开关循环以基于电流操作参数实现期望的输出功率Pout。对于已知的输入电压Vin，斜坡波形的斜率可基于期望的占空比D和将导致期望的输出功率水平的Pin来确定，如下面关于图3描述的。控制器114耦合至斜坡发生器132并且向斜坡发生器132提供合适的信号以在每个开关循环内根据需要调整斜率。在一些替换实施方式中，来自斜坡发生器132和可复位积分器134的输出可被耦合至控制器114，并且控制器114比较积分电流与斜坡。

图2是根据本发明的一个或多个实施方式的控制器114的框图。控制器114包括均耦合至中央处理单元（CPU）202的辅助电路204和存储器206。CPU202可包括一个或多个传统的可用微处理器或微控制器；可选地，CPU202可包括一个或多个专用集成电路（ASIC）。辅助电路204是用于提升CPU202的功能的已知电路。这种电路包括但不限于缓存、电源、时钟电路、总线、输入/输出（I/O）电路等。控制器114可使用通用计算机实现，通用计算机在执行具体软件时变成用于执行本发明的各个实施方式的专用计算机。

存储器206可包括随机存取存储器、只读存储器、可移动磁盘存储器、闪存和这些类型的存储器的各种组合。存储器206有时被称为主存储器，并且可部分地用作缓存存储器或缓冲存储器。存储器206一般存储可由CPU能力支持的控制器114的操作系统（OS）208。

存储器206可存储各种形式的应用软件，诸如用于控制桥102的操作和执行与本发明相关的功能（诸如，计算斜坡斜率、设置斜坡发生器132中的斜坡斜率、激活/禁用桥开关（例如，基于从比较器136接收的信号）、复位可复位积分器134、初始化斜坡发生器132（即，从初始值0生成新的斜坡波形）、向可复位积分器134和/或斜坡发生器132提供信号以改变输出的极性等）的变换器控制模块210。存储器206可附加地存储数据库212，数据库212用于存储与谐振变换器100和/本发明的操作相关的数据，诸如占空比D、期望的输出功率Pout、计算的斜坡斜率、变换器100的变换效率等。

在其它实施方式中，CPU202可以是微控制器，微控制器包括用于存储控制器固件的内部存储器，控制器估计在执行时提供下面描述的控制器功能。

图3是描绘了根据本发明的一个或多个实施方式的谐振变换器100的初级侧电流和电压波形的曲线图300。曲线图300可用于确定在桥102的开关控制中使用的斜坡的斜率的公式。

曲线图300包括桥电压波形302和谐振电路电流波形304（也称为“回路电流波形304”），其中桥电压波形302描绘了随时间变化的谐振变换器桥电压Vbr，谐振电路电流波形304描绘了随时间变化的通过谐振电路104的电流I-R。桥电压波形302是占空比为D的双极方波，并且回路电流波形304是相对于桥电压波形302相移的基本正弦波形。

在时刻T0处，开关120-1/120-2被激活而开关122-1/122-2是不活动的；桥电压波形302是正值而回路电流波形304是朝向0增加的负值。在时刻T1处，桥电压波形302保持正值，桥电流波形304经过0；用平行线画出阴影的区域A1描绘了从时刻T0至T1的回路电流波形304之下的区域。在时刻T2处，开关120-1被禁用而开关120-2保持激活并且开关122-2被激活，从而有效地缩短回路并且导致0V的桥电压波形302。回路电流波形304为正值，并且用平行线画出阴影的区域A2描绘了从时刻T1至T2的回路电流波形304之下的区域。在时刻T3处，开关122-1被激活，开关122-2保持激活，开关120-1保持不活动，开关120-2被禁用，并且桥电压波形302下降至负值。回路电流波形304为以正弦方式朝向0减小的正值。

在时刻T4处，桥电压波形302保持负值，并且回路电流波形304经过0；用平行线画出阴影的区域A3描绘了从T3至T4的回路电流波形304之下的区域。在时刻T5处，开关122-1/122-2被禁用并且桥电压波形302上升至0。回路电流波形304为负值，并且用平行线画出阴影的区域A4描绘了从T4至T5的回路电流波形304之下的区域。在时刻T6处，开关120-1/120-2被激活而开关122-1/122-2保持不活动；桥电压波形302上升至正值，并且回路电流波形304为以正弦方式朝向0增加的负值。

谐振变换器100的输入功率Pin可基于区域A1、A2、A3和A4表示成如下等式：

$\mathrm{Pin}=\frac{\mathrm{Vin}*[(A2+A4)-(A1+A3]}{T}---\left(1\right)$

其中Pin是导致期望的输出功率水平Pout的输入功率水平，并且[(A2+A4)-(A1+A3)]是开关周期T期间的电荷累积。输入功率Ｐｉｎ与输出功率Pout之间的关系可表达成P_out＝ε*Pin，其中ε是谐振变换器100的变换效率。

由于谐振变换器100是以对称斜坡模式操作的全桥变换器，桥波形工作在对称模式下并且开关120-1/120-2和122-1/122-2以180°异相位操作；因此区域A2等于区域A4，并且区域A1等于区域A3。而且，开关周期T可依据用于每个对角的Ton和占空比D表示，即T＝2*Ton/D，给出等式：

$\mathrm{Pin}=\frac{\mathrm{Vin}*D*\left[2(A2-A1)\right]}{2*\mathrm{Ton}}---\left(2\right)$

等式（2）可按如下重新排列：

$\frac{\mathrm{Pin}*2*\mathrm{Ton}}{2*D*\mathrm{Vin}}=A2-A1---\left(3\right)$

区域A2与A1之间的区别等于回路电流波形304从T0至T2的积分：

$\frac{\mathrm{Pin}*2*\mathrm{Ton}}{2*D*\mathrm{Vin}}=\∫I\tan k---\left(4\right)$

开时间Ton可由使瞬时周期模型化的斜坡函数f-ramp逼近：

$\frac{\mathrm{Pin}*\mathrm{framp}}{D*\mathrm{Vin}}=\∫I\tan k---\left(5\right)$

对于已知的（即，测量的）输入电压Vin，期望的占空比D和实现期望的输出功率Pout所需的Pin，斜坡斜率Pin/D*Vin可被计算并且用于实现给定开关循环期间的期望的输出功率Pout。在一些实施方式中，控制器114（例如，变换器控制模块210）可计算斜坡斜率的合适的值并且基于计算的值设置斜坡发生器132中的斜坡斜率。在一个或多个替换的实施方式中，等式（2）可被数字地实现（例如，在变换器控制模块210中）并且当达到期望的Pin时桥102在开关半周期内被禁用。

图4是描绘了与根据本发明的一个或多个实施方式的谐振变换器100的操作相关联的多个波形的一组曲线图400。该组曲线图400包括曲线图402、曲线图404和曲线图406。曲线图402包括双极方波408，双极方波408描绘了随时间变化的桥102两端的电压Vbr（“桥电压408”）。曲线图404包括基本正弦波形410，基本正弦波形410描绘了随时间变化的通过谐振电路104的电流I-R（“回路电流410”）。曲线图406包括波形412和波形414，波形412描绘了随时间变化的积分电流I-R（“积分电流412”），并且波形414描绘了随时间变化的斜坡波形（“斜坡波形414”）。

在时刻T0,处，第一开关循环开始并且开关120-1/120-2被激活而开关122-1/122-2不活动，从而生成正值的桥电压408。回路电流410为以正弦方式朝向0增长的负值。积分电流412为0并且开始负向增长，斜坡波形414为0并且开始以之前关于图3描述的斜率线性增长。

在时刻T1处，桥电压408保持稳定。回路电流410随着正弦增长经过0点。积分电流412在其开始增长时为具有0斜率的负值。斜坡波形414为正的并且继续线性增长。

在时刻T2处，桥电压408保持稳定。回路电流410继续以正弦方式增长。积分电流412经过0并且增长，而斜坡波形414继续线性增长。在时刻T3处，积分电流412和斜坡波形414相等；开关120-1被禁用而开关120-2保持激活（尽管在其它实施方式中两个开关可被禁用）。一旦桥电压408下降至0（即，0电压开关），开关122-2被激活。回路电流410以正弦方式减小。积分电流412和斜坡波形414被复位为0；在其它实施方式中，积分电流412和/或斜坡波形414可在下一个开关周期的开始之前的电流开关周期内的随后时刻处被复位为0。

从T3至T4，桥电压408、积分电流412和斜坡波形414保持为0，而回路电流410继续以正弦方式减小。在基于正在使用的占空比D确定的时刻T4处，开关122-1被激活，开关122-2保持激活，开关120-1保持不活动，并且开关120-2被禁用，从而导致桥电压408下降至负值。回路电流410继续以正弦方式减小，并且积分电流412和斜坡波形414保持为0。

在时刻T5处，从T4至T5的时间等于从T0至T3的时间，开关122-1/122-2被禁用并且桥电压408变成0。回路电流410为负的并且以正弦方式增长。从T5至T6，从T5至T6的时间等于从T3至T4的时间，桥电压408为0，回路电流410继续增长，并且积分电流412和斜坡波形414等于0。

在时刻T6处，第二开关循环开始。开关120-1/120-2被激活并且开关122-1/122-2保持被禁用以生成正的桥电压408。回路电流410为以正弦方式朝向0增长的负值。积分电流412为0并且开始负向增长，并且斜坡波形414为0并且开始线性增长。类似于从时刻T0至T3期间的操作，开关120-1/120-2保持被激活直到积分电流412和斜坡波形414在T7处变为相等，在T7处开关120-1/120-2被禁用。基于第二开关循环期间输出功率的期望变化，在第二开关循环期间的斜坡波形414的斜率可不同于第一开关循环（即，从T6至T7的时间可小于或大于从T0至T3的时间）期间的斜坡波形414。

图5是根据本发明的一个或多个实施方式的谐振功率变换器的动态逐周期的方法500的流程图。在一些实施方式中，诸如在下面描述的实施方式中，谐振变换器为以对称斜坡模式操作的全桥变换器（例如，谐振变换器100）。谐振变换器包括谐振电路，诸如串联谐振电路104；在其它实施方式中谐振电路可以是另一类型的谐振电路，诸如并联谐振电路。谐振变换器还可包括用于对通过谐振电路的电流进行积分的可复位积分器、用于生成线性斜坡波形的斜坡发生器、和用于比较积分电流与所生成的斜坡（例如，用于比较表示积分电流的信号与斜坡值）的比较器，尽管在其它实施方式中其它装置可用于执行关于方法500的功能。

方法500从步骤502开始并且进入步骤504。在步骤504处，确定期望的输出功率、所需的输入功率、期望的开关波形占空比和输入电压的变换器操作参数。所需的输入功率为将实现期望的输出功率的谐振变换器的功率；即，变换器的效率e，并且期望的输出功率可用于确定所需的输入功率。方法500进入步骤506，在步骤506中，计算用于斜坡波形的斜率。斜坡斜率可基于所需的输入功率、谐振变换器的输入电压和用于开关周期的期望的占空比如之前关于图3描述的那样确定。

在步骤508中，基于所计算的值设置待由斜坡发生器生成的斜坡的斜率。方法500进入步骤510，在步骤510中，通过激活谐振变换器的输入桥的第一对角以生成具有第一极性的桥电压（诸如，正的桥电压），第一开关循环开始，作为该桥电压的结果，基本正弦的电流流过谐振变换器的初级侧上的谐振电路。可复位积分器开始对通过谐振电路的电流积分（即，可复位积分器确定累积的电荷），并且斜坡发生器开始生成斜坡波形。方法500进入步骤512。

在步骤512中，通过比较积分电流（即，累积的电荷）与斜坡波形在具体时刻处出现的对应值比较积分电流与斜坡波形。在一些实施方式中，表示积分电流和斜坡波形的值耦合至比较器（诸如，比较器136）以用于比较。在步骤514中，确定积分电流的值与斜坡波形的值是否同时相等。如果在步骤514中确定积分电流与斜坡波形不相等，则方法500返回步骤512。如果在步骤514中确定积分电流与斜坡波形相等，则方法500进入步骤516。

在步骤516中，禁用第一对角。作为两个桥对角为不活动的结果，桥电压下降至0。在一些实施方式中，积分器和斜坡均被复位（即，积分器和斜坡的值均被复位为0）；在一些替换实施方式中，积分器和/或斜坡在下一个开关周期之前的开关周期内的随后时刻处被复位为0。方法500进入步骤518，在步骤518中谐振变换器输入桥在如由所选择的占空比确定的死区时间内保持不活动。方法500然后进入步骤520，在步骤520中激活第二对角以生成具有第二极性的桥电压，诸如负的桥电压。第二对角在等于第一对角的激活时间的时间内保持激活。如之前所描述的，第二对角可通过任何合适的技术激活以生成与在第一对角活动时生成的桥波形相等但极性相反的桥波形。例如，在一些实施方式中，可使用简单的镜像；在其它实施方式中，谐振电路电流可被积分并且与所生成的斜坡波形比较，其中斜坡波形或积分电流的极性在比较之间被反转。方法500然后进入步骤522，在步骤522中禁用第二对角并且桥在死区时间内保持不活动，该死区时间如所选择的占空比所确定的等于遵循禁用第一对角的死区时间。

方法500进入步骤524，在步骤524中，确定是否继续谐振变换器的操作。如果在步骤524中确定继续操作谐振变换器的操作，则方法500返回步骤504以确定下一开关周期内的任何操作参数变化并且根据必要基于操作参数变化调整斜坡斜率。方法500因此提供来自谐振变换器的输出功率的逐周期控制。

如果在步骤524中确定不继续谐振变换器的操作，则方法500进入步骤526，在步骤526中方法500结束。

本发明的实施方式的前面描述包括执行所描述的功能的多个元件、设备、电路和/或组件。这些元件、设备、电路和/或组件是用于执行它们对应描述的功能的装置的示例性实现。例如，积分器是用于对电流积分以确定由谐振变换器处理的累积的电荷的装置的示例，斜坡发生器是用于生成斜坡波形的装置的示例，并且控制器是用于基于生成所确定的输出功率的累积的电荷的水平控制谐振变换器的开关循环的装置的示例。附加地，比较器是用于比较累积的电荷与斜坡波形并且还用于基于比较累积的电荷与斜坡波形的结果将信号耦合至控制器的装置的示例。

尽管前述是针对本发明的实施方式，但是可想到本发明的其它和进一步的实施方式而不背离本发明的基本范围，本发明的范围由下面的权利要求确定。

Claims (15)

1.一种用于控制谐振变换器功率产生的方法，包括：

在桥开关的传导周期过程中监控积分电流，以确定通过谐振变换器的谐振电路的累积电荷量；

在所述传导周期过程中，基于所述积分电流动态地确定所述累积电荷量何时足以从所述谐振转换器中生成预定输出功率；以及

当所述累积电荷量何时足以生成所述预定输出功率时禁用所述桥开关，其中所述积分电流在所述桥开关的每个开关周期中被复位。

2.如权利要求1所述的方法，其中动态地确定所述累积电荷量何时足以从所述谐振转换器中生成预定输出功率包括：将所述积分电流与用于所述桥开关的瞬时周期的模型相比较。

3.如权利要求2所述的方法，其中通过斜坡波形模型化所述瞬时周期。

4.如权利要求3所述的方法，其中在所述桥开关的每个开关周期中复位所述斜坡波形。

5.如权利要求3所述的方法，其中所述斜坡波形的斜率基于所述预定输出功率。

6.如权利要求5所述的方法，其中所述斜率等于(Pin)/(D*Vin)，其中Pin等于所述预定输出功率除以所述谐振变换器的效率，Vin是所述谐振变换器的输入电压，并且D是用于所述谐振变换器的开关波形的占空比。

7.如权利要求3所述的方法，其中所述斜坡波形的斜率能够在所述桥开关的每个开关周期中调整。

8.一种用于控制谐振变换器功率产生的装置，包括：

积分器，用于在桥开关的传导周期过程中对电流积分，以生成积分电流，从而确定通过谐振变换器的谐振电路的累积电荷量；以及

控制器，用于：

(i)在所述传导周期过程中，基于所述积分电流动态地确定所述累积电荷量何时足以从所述谐振转换器中生成预定输出功率；以及

(ii)当所述累积电荷量何时足以生成所述预定输出功率时禁用所述桥开关，其中所述积分电流在所述桥开关的每个开关周期中被复位。

9.如权利要求8所述的装置，还其中动态地确定所述累积电荷量何时足以从所述谐振转换器中生成预定输出功率包括：将所述积分电流与用于所述桥开关的瞬时周期的模型相比较。

10.如权利要求9所述的装置，还包括斜坡生成器，用于生成作为模型的斜坡波形。

11.如权利要求10所述的装置，还包括比较器，所述比较器用于：

(a)将所述积分电流与所述斜坡波形相比较；以及

(b)根据所述积分电流与所述斜坡波形的比较结果将信号耦合至所述控制器。

12.如权利要求11所述的装置，其中在所述桥开关的每个开关周期中复位所述斜坡波形。

13.如权利要求10所述的装置，其中所述斜坡波形的斜率基于所述预定输出功率。

14.如权利要求13所述的装置，其中所述斜率等于(Pin)/(D*Vin)，其中Pin等于所述预定输出功率除以所述谐振变换器的效率，Vin是所述谐振变换器的输入电压，并且D是用于所述谐振变换器的开关波形的占空比。

15.如权利要求8至14中任一项所述的装置，还包括光伏(PV)模块，所述光伏模块耦合至所述谐振变换器以向所述谐振变换器提供输入功率。