CN103329421B - 用于将电能从dc发电机馈入具有两条电力线的ac电网的功率逆变器 - Google Patents

用于将电能从dc发电机馈入具有两条电力线的ac电网的功率逆变器 Download PDF

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Abstract

一种功率逆变器（1），用于将电能从DC发电机馈入具有两条电力线的AC电网中，包括：两个输入端（2、3），用于连接所述发电机；两个输出端（4、5），用于连接所述AC电网的所述两条电力线；谐振变换器（51）；以及输出变换器（31），连接在所述高频整流器（22）的输出线（26、27）与两个输出端（4、5）之间，其中所述谐振变换器（51）包括：包括初级绕组（16）和次级绕组（18）的高频变压器（17）；至少一个高频切换半导体电力开关（9-12），其将所述高频变压器（17）的所述初级绕组（16）的一端连接到一个输入端（2、3），用于提供通过所述初级绕组（16）到另一个输入端（3、2）的电流通路；谐振串联电路（19），包括电感和电容；以及高频整流器（22），对通过所述高频变压器（17）的所述次级绕组（18）的电流进行整流，并具有两条输出线（26、27）。

Description

用于将电能从DC发电机馈入具有两条电力线的AC电网的功率逆变器
技术领域
本发明总体上涉及一种用于将电能从DC发电机馈入具有两条电力线的AC电网的功率逆变器。此外，本发明涉及一种操作这种功率逆变器的方法。
具体地，DC发电机可以是光伏发电机。更具体地，光伏发电机可以是小型到中型光伏模块，提供功率逆变器可以仅用于将电能从该光伏模块馈入AC电网中。
具有两条电力线的AC电网可以是单相AC电网，在其中，两条电力线之一是相位线，而另一条电力线是中性线。这种AC电网具体可以是按照欧洲标准的单相AC电网。具有两条电力线的AC电网也可以是具有中性中点的分相电网，两条电力线是其间存在分相交流电压的两条电线。这种AC电网具体可以是按照美国标准的分相电网。
背景技术
在一些已知的用于将电能从DC发电机馈入具有两条电力线的AC电网的逆变器中，功率逆变器包括：DC/DC变换器，用于将发电机的输出电压与电网相匹配；及DC/AC输出变换器，用于将电功率从DC发电机实际馈入AC电网中。
在这种已知的功率逆变器中，DC/DC变换器可以是包括高频变压器的变换器，所述高频变压器包括初级绕组和次级绕组。这种变压器通常提供功率逆变器的初级或输入侧与次级或输出侧的电隔离。包括高频变压器的DC/DC变换器进一步包括至少一个高频切换的半导体电力开关，在其闭合状态下，将高频变压器的初级绕组的一端连接到功率逆变器的一个输入端，用于提供通过初级绕组到另一个输入端的电流通路。通过初级绕组的交流电流也可以由连接在功率逆变器的输入端之间的任意类型的逆变器桥来提供。
通过高频变压器的次级绕组的电流由包括布置为整流器桥的二极管的高频整流器和连接在高频整流器的输入线路之间的滤波电容器进行整流。
用于已知功率逆变器中的DC/DC变换器的一个令人感兴趣的子集是谐振或准谐振变换器，其包括谐振电路。这种谐振电路允许半导体电力开关的零电压和/或零电流切换，从而通过高频变压器的初级绕组提供交流电流。谐振电路可以提供在高频变压器的初级侧或次级侧上，它可以是谐振并联或串联电路。
BobMammano和JeffPutsch:Fix-Frequency,Resonant-SwitchedPulseWidthModulationwithPhase-ShiftedControl(http://server.oersted.dtu.dk/ftp/database/Data_CDs/component_data/Unitrode_seminars/se_m800/slup096.pdf)公开了一种谐振切换的DC/DC变换器，包括连接在DC输入端之间的两个半桥，每一个半桥都包括两个半导体开关和连接到高频变压器的初级绕组的相应一端的中心。高频变压器的次级绕组的端部每一个都连接到整流二极管。包括串联电感器和输出电容器的滤波器电路的一端连接到两个整流器二极管的接合输出端，其另一端连接到次级绕组的中心抽头。在高频变压器的初级侧的每一个半桥的半导体电力开关都由50％占空比的互补高频信号来控制。这样，在除了并联谐振转换发生的停滞时间（deadtime）期间以外的任何时间，每一个半桥的至少一个半导体开关闭合。如果连接到相同输入端的两个半桥的半导体开关同时闭合，就经由这两个半导体电力开关使高频变压器的初级绕组短路。只有在这些开关中仅有一个闭合而另一个断开的情况下，在输入端之间的电流才流过高频变压器的初级绕组。高频变压器的初级侧的这些导通时间由施加到两个半桥的高频信号之间的相位偏移或相位移位来定义。导通时间的长度以常规的PWM来定义，其控制传递给负载的功率。半导体电力开关的切换在零电压进行。
零电压切换及其对偶等效的零电流切换提供了极低的切换损耗。然而，在零电流切换中，不可能高效地使用脉宽调制作为电流成形手段。仅可进行对脉冲的重复率的调制，因为脉冲宽度由零电流切换标准来确定。
在一些已知功率逆变器的输出侧的DC/AC变换器是具有高频切换的半导体电力开关的逆变器桥，用于形成馈入AC电网中的电流的预期正弦形状。然而一些其它已知的功率逆变器在其输出端包括线换向变换器，其开关元件仅由连接的AC电网的电压来控制，因此仅以电网频率切换。结果，在输出侧的这些DC/AC变换器就不能提供馈入AC电网中的正弦形状的电流，任何电流成形都必需在线换向变换器的上游进行。
如果没有持久地运行在相对于电接地的负或正电位，一些光伏模块在使用中就表现出过早的性能劣化。此外，在定义的负或正电位运行光伏模块可以用于进行接地故障检测。因此，做出了一些努力来为功率逆变器的输入端提供电压偏移，以便将电能从这种光伏发生器馈入AC电网中。
一些已知的功率逆变器在其启动过程中需要特别的关注，因为只要还没有加载缓冲电容器以提供足够的反电压，就会有危险的高电流流过。另一方面，在一些已知的功率逆变器的操作中存在于缓冲电容器上的电负荷在终止已知的功率逆变器的操作时会造成危险，即使功率逆变器的所有有源部件已经停用了一段时间，且即使功率逆变器已经从电网断开连接一段时间。
如在美国的一些规则要求从其将电力馈入公共电网的任何发电机都与公共电网电隔离。
从DE102005023290A1获知了根据独立权利要求1的前序部分的用于将电能从DC发电机馈入具有两条电力线的AC电网中的功率逆变器。这个功率逆变器是双向电池逆变器，包括高频变压器。高频变压器和连接到高频变压器的次级绕组的谐振电容形成了谐振串联电路。变压器的初级绕组具有中心抽头，且借助半导体开关经由中心点电路连接到电池。谐振串联电路连接到整流器。整流器连接到升压变换器，其向DC/AC变换器的DC输入电压链路馈电。
DE102005023291A1公开了一种功率逆变器，包括谐振变换器。谐振变换器包括高频变压器，其结合连接到其初级绕组的谐振电容形成谐振串联电路。高频变压器的次级绕组连接到整流器，其连接到DC/AC变换器的DC电压输入链路。
US2008/0192510A1公开了一种类似于从DE102005023291A1中所获知的功率逆变器。在此，高频变压器的初级绕组借助于逆变器全桥由光伏发生器馈送，逆变器全桥的每一个半桥的中心点都连接到初级绕组的一端。
US5587892A公开了一种利用谐波中和的多相功率变换器，在其中，电容器连接到高频变压器的初级绕组的每一端。除了高频变压器以外，这些电容器中的每一个还与电感器组合，以提供谐振串联电路。
仍旧需要特别适合于将电能从小型到中型光伏模块馈入AC电网中的功率逆变器，逆变器可以以低成本获得，但仍表现出高性能，即高安全级别的低功耗。
发明内容
本发明提供了一种根据独立权利要求1所述的功率逆变器，和一种根据独立权利要求25所述的操作这种功率逆变器的方法。此外，本发明进一步提供了根据独立权利要求31和33所述的功率逆变器。从属权利要求定义了这些功率逆变器及其用法的优选实施例。
本发明涉及一种功率逆变器，用于将电能从DC发电机馈入具有两条电力线的AC电网中，所述功率逆变器包括：两个输入端，用于连接发电机；两个输出端，用于连接AC电网的两条电力线；谐振变换器；及输出变换器，连接在高频整流器的输出线与两个输出端之间，其中所述谐振变换器包括：高频变压器，包括初级绕组和次级绕组；至少一个高频切换半导体电力开关，在其闭合状态下，将高频变压器的初级绕组的一端连接到一个输入端，用于提供通过初级绕组到另一个输入端的电流通路；谐振串联电路，包括电感和电容；及高频整流器，对通过高频变压器的次级绕组的电流进行整流并具有两条输出线。
在根据权利要求1所述的本发明的一个实施例中，谐振变换器进一步包括控制器，其连接到输出端，用于接收电压信号，并且其提供高频控制信号，用于控制谐振变换器的所有半导体电力开关，以与电压信号同相地正弦调制馈入AC电网的AC电流。这意味着代替通过输出变换器，而通过适当地控制谐振变换器来执行正弦调制，这从而正好将已经形成正弦波形的电流的半波馈送到正确的输出端。具体地，控制器可以改变高频控制信号中的脉冲的重复率，以便正弦调制馈入AC电网的AC电流。此外，控制器可以改变高频控制信号中的脉冲的平均重复率，以便控制从发电机馈入AC电网的电力。
在本发明更详细的实施例中，谐振变换器进一步包括：两个半桥，连接在输入端之间，每一个半桥都具有两个高频切换半导体电力开关和中心，高频变压器的初级绕组连接在两个半桥的中心之间；及控制器，其为每个半桥提供一个高频控制信号，所述高频控制信号直接控制相应半桥的两个半导体电力开关中的一个，并且所述高频控制信号被反相，以便控制相应半桥的两个半导体电力开关中的另一个，用于对半桥的半导体电力开关进行零电流切换（ZCS）。在这个方面，控制器特别提供高频控制信号，用于对半桥的半导体电力开关进行全波模式（FWM）零电流切换，控制器在从谐振周期的约50%到约100%的范围中改变初级绕组的导通时间长度，在其期间，连接到一个输入端的一个半桥的一个半导体电力开关与连接到另一个输入端的另一个半桥的一个半导体电力开关闭合，同时半桥的其它两个半导体电力开关断开。更具体地，控制器可以用部分重叠的脉冲以延迟或时间移位提供两个控制信号，在两个控制信号中的部分重叠的脉冲具有相等的长度，其至少与谐振变换器的谐振串联电路的谐振周期等长，并可以改变两个高频信号之间的时间移位，以便改变导通时间的长度。
在本发明的进一步更详细的实施例中，功率逆变器进一步包括在输入端与输出端之间的电隔离阻障，高频切换半导体电力开关和高频变压器的初级绕组与输入端在阻障的同一侧；及包括高频变压器的次级绕组的谐振串联电路，高频整流器和输出变换器与输出端在阻障的同一侧；及横跨隔离阻障的全部线路，包括以下的至少一个：在隔离阻障处的高欧姆电阻器或电容器。
在根据权利要求25所述的本发明的进一步的实施例中，功率逆变器的谐振变换器进一步包括连接在输入端之间的两个半桥，每一个半桥都具有两个高频切换半导体电力开关和中心，高频变压器的初级绕组连接在两个半桥的中心之间，操作这个功率逆变器的方法包括以下步骤：以在两个高频控制信号之间的时间移位产生两个高频控制信号，向连接到两个输入端之一的两个半桥的那两个半导体电力开关施加两个高频控制信号，以提供导通时间，在其中，这两个半导体电力开关中仅有一个闭合，导通时间的长度在谐振变换器的谐振串联电路的谐振周期的50%到100%范围中；产生两个反相高频控制信号，每一个都是两个高频控制信号之一的反相，将两个反相高频控制信号施加到连接到两个输入端中另一个的两个半桥的那两个半导体电力开关，以使得每一个高频控制信号与该控制信号的反相信号都施加到相同半桥的两个半导体电力开关；及同步调制所有高频控制信号，以与AC电网的电压同相地正弦调制馈入AC电网的AC电流。
在根据权利要求31所述的本发明的进一步的实施例（其对于其它类型的功率逆变器也是重要的）中，至少一个变阻器提供在EMC滤波器中，EMC滤波器连接在输出变换器与两个输入端之间，并包括选自共模扼流圈与混模扼流圈（combimodechoke）的扼流圈，连接在共模扼流圈或混模扼流圈的中心抽头或其它适合的抽头之间。混模扼流圈有时也称为“混合扼流线圈”。稍后将说明它们的实际设计。
在根据权利要求33所述的本发明的进一步的实施例中，功率逆变器包括接地端，用于连接电网地线，其中，一个输入端一方面经由电阻器连接到线换向全桥输出变换器的一条输入线，另一方面经由电容器连接到接地端。结果，一个输入端展现出固定电位偏移，借助将输入端连接到输出变换器的输入线的电阻器的电阻与另一个电阻器的电阻的比，所述固定电位偏移在电接地与出现在相连的高频整流器的一条输出线的平均电压之间可调，所述另一个电阻器与将输入端连接到接地端的电容器并联连接。
在研究了以下的附图和详细说明后，本发明其它的特征和优点对于本领域技术人员来说将变得显而易见。意图是所有这些额外的特征和优点都在此包括在由权利要求定义的本发明的范围内。
附图说明
参考附图可以更好地理解本发明。在附图中，在全部几个示图中，用相似的附图标记标明对应的部分。
图1是可应用于将电力从光伏发电机馈入根据欧洲标准的单相AC电网的功率逆变器的第一实例的电路图。
图2是具有与图1所示的相同的拓扑的电路图，表明其还可以应用于将电力从光伏发电机或任何其它DC发电机馈入根据美国标准的分相AC电网。
图3示出了混模扼流圈，其可以用于根据图1或2的功率变换器的EMC滤波器中。
图4示出了变阻器到用于图1或2的功率逆变器的EMC滤波器的共模扼流圈或混模扼流圈的抽头的连接。
图5是施加到图1或2的功率逆变器的半导体电力开关的高频控制信号的一个可能的实施例的时序图。
图6到10示出了在由相连的发电机提供的恒定输入电压和由相连的AC电网定义的不同瞬时输出电压情况下，通过图1或2的功率逆变器的高频变压器的初级绕组的电流和跨越其次级绕组的电压。
图11是用于根据图1或2的功率逆变器的半导体功率开关的高频控制信号的另一个可能的实施例的时序图。
图12示出了由根据图11的高频信号控制的半导体电力开关的优选空间布置。
图13示出了多个光伏模块，它们经由多个功率逆变器、电力线环和连接器箱连接到AC电网。
具体实施方式
现在更详细地参考图1和2，功率逆变器1包括两个输入端2和3、两个输出端4和5、及接地端6。提供两个输入端2和3用于连接DC发电机，例如光伏发电机。更优选地，发电机是光伏模块，提供12到60伏（例如约25伏）的DC输出电压。提供输出端4和5与接地端6用于将功率逆变器1连接到具有两条电力线和地线的AC电网，两条电力线连接到输出端4和5，地线连接到接地端6。施加在输出端4和5之间的在AC电网的电力线之间的峰值电压可以高达约400V。功率逆变器1将电力从连接到输入端2和3的发电机馈入连接到输出端4和5的AC电网中。
施加到输入端2和3的电位PV+和PV-被施加到两个逆变器半桥7和8。每一个逆变器半桥7和8都分别包括两个半导体电力开关9和10，及11和12。如果半导体电力开关9到12是如图所示的MOSFET，则它们每一个都包括反并联二极管13。但本文所述的功率逆变器1的运行无需反并联二极管13。此外，每一个半桥7和8都分别具有中心14和15。高频变压器17的初级绕组16连接在半桥7和8的中心点14和15之间，控制半桥7和8的半导体电力开关9到12以通过初级绕组16以交替的方向传导来自连接到输入端2和3的发电机的电流，其在此未示出。当没有电流从连接到输入端2和3的发电机通过初级绕组传导时，就控制半桥7和8的半导体电力开关9到12将初级绕组16的端部短路。
当半桥7和8的所有半导体电力开关9到12都断开时，连接到输入端2和3的发电机就与连接到输出端4和5的AC电网有效地断开连接。这样，就无需额外的继电器来提供该分离。即使一个半导体电力开关由于故障而没有断开，发电机也会与AC电网分离。这意味着高于使用继电器的安全性级别，因为其触点会接合在一起。如果出于一些原因，在功率逆变器与AC电网之间提供了额外的继电器，就可以为多个功率逆变器提供该继电器，其每一个都将电力从一个发电机馈入AC电网中。稍后将参考图13更详细地解释本发明的这个方面。
高频变压器17是谐振串联电路19的部件，其进一步包括具有相等电容的两个电容器20和21。电容器20和21以其端部对称连接到高频变压器17的次级绕组18，即每一个电容器的一端连接到次级绕组18的每一端。除了提供谐振串联电路19的电感的高频变压器17以外不存在单独的电感器。因此，这里将起因于磁漏的损失保持为最小。由连接到初级绕组18的两端的两个电容器20和21提供谐振串联电路19的电容减小了对电容器和高频变压器所需的电气强度，并减小了噪声的共模注入，因此需要较少的滤波。此外，这里也可以使用Y形电容器。
设计为二极管24的整流器全桥23的高频整流器22对高频变压器17的次级绕组18上的谐振串联电路19中的电流进行整流，所述电流是由通过初级绕组16的电流所感生的电压产生的。连接在高频整流器的输出线26和27之间的电容器25除去整流电流的高频分量，而让该整流电流的低频分量通过。具体地，其具有高于连接到输出端4和5的AC电网的电网频率的截止频率。出于实际原因，截止频率可以是几kHz的量级。得到的电容器25的小电容允许电容器25具有小尺寸和低成本；其还确保了仅有极小的无功功率由电容器25经由输出变换器31引到连接到输出端4和5的AC电网以外，并且其既不会在启动过程中激发流入电容器25中的危险的高电流，也不会在停止并将功率逆变器与AC电网断开连接后激发来自电容器25的危险的高电流。到目前为止所述的在输入端2和3与输出线26和27之间的功率逆变器1的部分构成谐振变换器51。然而，也可以在更远的下游设置电容器25，例如在输出变换器31的输出端。
在一个电网频率周期中出现在输出线26和27的以及在输出线26和27之间的差分电压分别以小V(t)图（plot）28、29和30来表示。尽管出现在输出线26和27的差分电压在图1和2之间没有不同，但在输出线26和27上的电压随时间的变化取决于连接到输出端4和5的电网的种类。当谐振变换器51的输出线26和27经由线换向全桥变换器31连接到输出端4和5时尤其是这种情况，线换向全桥变换器31充当展开桥，其正确地展开通过输出线26和27流到输出端4和5的电流半波。这种线换向变换器是普遍已知的，在其中，全桥的开关元件仅受连接到输出端4和5的外部AC电网的电压控制。
还普遍已知的是，使连接在输出变换器31与输出端4和5之间的EMC滤波器32负责电磁兼容。然而，EMC滤波器32可以不同于标准EMC滤波器，因为它包括共模扼流圈或者优选地包括混模扼流圈以代替标准扼流圈。共模扼流圈布置在公共磁芯上，其通常具有环形形状。共模扼流圈必须与布置在共模扼流圈与输出端之间的标准扼流圈相组合。图3中示出其实例的混模扼流圈56布置在公共环形磁芯54上，其具有额外的辐板（web）58，优选地包括空气间隙59，无需EMC滤波器32内的额外的扼流圈。可以在空气间隙59中提供导电材料，以实现对流过扼流圈的电流的高频振荡的增大的衰减。该衰减起因于由这种振荡在导电材料中产生的涡流。适合的导电材料是铜和铝，例如作为通过空气间隙59延伸的箔来提供它们。
EMC滤波器32的共模扼流圈和混模扼流圈56尤其非常适合于变阻器60的连接，保护功率逆变器1免受连接到输出端4、5的AC电网中的过电压，反之亦然，保护AC电网免受出现在功率逆变器1中的过电压。图4示出了变阻器60如何连接在两个混模扼流圈56的抽头61之间。在混模扼流圈56之间，可以在图4左侧的其输入端增加另一个变阻器（在此未示出）。在可以来自图4所示的混模扼流圈56的右侧且导致通过变阻器60的电流的过电压62的情况下，在图4中抽头61的右侧的共模扼流圈的部分对通过变阻器60的电流进行扼流。同时，引起在图4中抽头61的左侧的混模扼流圈56的部分中的额外的压降，其与起因于通过变阻器60的实际电流的压降相一致，原因是混模扼流圈56经由环形磁芯57的磁耦合。结果，变阻器仅需在相当高的过电压62时才导电，并且必须仅经受相当低的电流，然而有效地避免了横跨混模扼流圈56的过电压的透过（transmittance）。连接到共模或混模扼流圈的抽头的变阻器不仅具有在此所述的功率逆变器1的优点。变阻器和共模或混模扼流圈的该组合也可以用在其它功率逆变器的EMC滤波器中或其它技术领域中。
最后，将保险丝33连接在EMC滤波器32与根据图1或2的功率逆变器的各个输出端4和5之间。小V(t)图34和35表示了由外部AC电网施加到输出端4和5的电压的随时间的变化，其借助线换向变换器31定义了在谐振变换器51的输出线26和27上的V(t)图28和29中所示的电压随时间的变化，其取决于在V(t)图30中所示的输出线26和27之间的电压随时间的变化，它通过半桥7和8的操作来确定。然而，与连接到输出端4和5的AC电网的标准无关，相对于连接到图1中的输出端5的中性线N或连接到图2中的输出端4和5的线L1和L2之间的中性中点，在输出线26上的平均电压一直为正，在输出线27上的平均电压一直为负。这些平均电压的值都在施加到输出端4和5之间的电压的有效值的约50%。在此，线路27上的负平均电压用于向输入端3提供负偏移电压。为此，线路27经由两个电阻器36和37连接到输入端3，电阻器36和37可以由单个电阻器代替，但有意在此不这样处理，稍后解释。此外，输入端3经由另一个电阻器38和电容器39的并联连接连接到地连接器6，从而连接到AC电网的地，其连接到地连接器6。原则上，在输入端3到地的这个连接中的电阻器38是可任选的。在此，电阻器36到38提供了分压器，其为输入端3定义电压偏移，它在电接地与线路27上的平均电压之间的规定电压电平。输入端3的该偏移电压没有表现出图29中所示的时间进程，但由电容器39在时间上平均了。电容器39仍具有小电容，仅用以出于安全原因确保对于高频电流和电压的输入端3到地的连接。如果在输入端3的负偏移电压的绝对值高于连接到输入端2和3的光伏发电机的输出电压，这就允许完全在相对于地的负电位操作光伏发电机，这对一些光伏发电机来说具有巨大的优势，用以避免过早的劣化。
具有高电容的电容器40连接在输入端2和3之间，且充当缓冲区（buffer），在半桥7和8的脉冲操作过程中稳定在输入端2和3之间的电压差，它是由连接的发电机提供的。电容器40特别用于抑制作为单相逆变器的特性的100或120Hz的纹波电压。
谐振变换器51的两个半桥7和8由控制器41借助驱动器52和53来操作。通常，控制器41以如下方式操作半桥7和8：使得流过线路26和27的电流由与连接到输出端4和5的AC电网同相的正弦形半波构成。只要输出变换器31是线换向的，就不可能由它进行对由功率逆变器1馈入AC电网的电流的成形。控制器41接收由AC电网经由信号线42和43施加到输出端4和5的电压，在信号线42和43中布置了隔离电阻器44和45。信号线42中的电阻器44和45由电容器46旁路，以使得控制器41能够在未经电阻器44和45衰减的情况下，经由信号线42接收高频电力线通信信号。由控制器41经由信号线42和43接收的线路频率信号Va和Vb用于将半桥7和8的操作与连接到输出端4和5的AC电网的交流电压同步。控制器41经由控制线路47到49向驱动器52和53提供两个脉冲控制信号R和L及使能信号E。使能信号开启和关闭驱动器52和53，并从而开启和关闭整个功率逆变器1。
根据图5所示的一个可能的实施例，控制信号R由脉冲63构成，其通常具有约50%的固定占空比。脉冲63的重复率是可变的，高达谐振串联电路19的谐振频率的大约一半。这样，脉冲的持续时间至少与谐振串联电路19的谐振周期一样长。控制信号L等于控制信号R，但时间移位了谐振串联电路19的谐振周期的50到100％。驱动器52将控制信号L反相，用于操作半导体开关9，并将其直接用于操作半导体开关10。类似地，驱动器53将控制信号R反相，用于操作半导体开关11，并将其直接用于操作半导体开关12。在图5底部示出了反相信号L,inv.和R,inv.。这样，一直是开关9和10之一与开关11和12之一闭合，而另一个断开。分别在开关9和10与开关11和12之间的瞬变期间，可用插入小停滞时间，在该小停滞时间期间，两个开关都不闭合。这意味着信号L,inv.和R,inv.可以与信号L和R的真正反相略有不同。然而，这种停滞时间将总是远小于开关的导通时间。例如，停滞时间可以为20ns，导通时间可以为0.5μs。如果控制信号R和L的值彼此不同，以此方式操作的半桥7和8仅通过高频变压器17的初级绕组16在输入端2和3之间提供电流通路。在除了这些导通时间以外的其它时间，即当信号R和L具有相同值的时候，初级绕组16或者由开关9和11或者由开关10和12短路，它们在那时都闭合，从而在这些时间期间连接中心点14和15。改变时间上的重叠，从而在从谐振串联电路19的谐振周期的50％到100％范围中成反比地改变导通时间（在其期间初级绕组16连接到输入端2和3）的长度，允许开关9到12的全波模式零电流切换，而不用考虑在导通时间开始后电流的第二个零交叉的时间点的改变。用于初级绕组16的导通时间的最佳长度，以及控制信号R和L的脉冲63的相应最佳重叠主要取决于由AC电网经由输出变换器31施加的电压，其强烈地影响在串联谐振多路19的后一半谐振周期期间通过初级绕组16的电流的时间进程。稍后将参考图6到10来详细解释这一点。
借助全波模式零电流切换，就不可能由脉宽调制形成流过线路26和27的电流的与时间相关的形状，因为脉冲宽度已经由零电流切换标准规定了。这样，对脉冲的重复率的调制是调制流过线路26和27的电流以便提供正弦形半波，并由功率逆变器1控制从连接到输入端2和3的发电机馈入连接到输出端4和5的AC电网的电力的唯一方式。这样，控制器41在电网频率的每一个周期内改变信号R和L的脉冲的重复率，以便形成通过线路26和27的正弦形的电流，并进一步改变控制信号R和L中脉冲的重复率的平均值，以优化馈入AC电网中的电力。这可用根据通常已知的最大功率点（MPP）追踪方法来进行。另外，控制器41分别优化控制信号R和L的时间移位或其脉冲63的重叠，以便在由连接到输出端4、5的AC电网施加在线路26和27之间的相应电压下零电流切换半桥7和8的半导体电力开关9到12。由于将查询表存储在控制器中，并且控制器根据在Va和Vb由控制器监控的在输出端4和5之间的瞬时电压差来查找适合的导通时间和重复率，乃至准备好使用该表中的脉冲序列，这些各种优化是可以实现的。控制器改变控制信号R和L中的脉冲的重复的通常范围从20kHz延伸到500kHz。
在功率逆变器1中，形成隔离阻障（barrier）50，其包围从高频变压器17的次级绕组18到输出端4和5的所有部分。在功率逆变器1的这个隔离部分中，由于次级绕组18具有小电感，且电容器20、21和25全都具有小电容，在任何时间都仅存储极小的电能。因此，只要不操作半桥7和8，且只要没有电网连接到输出端4和5，触摸由隔离阻障包围的功率逆变器的任何组件都不会有风险，即使发电机连接到输入端2和3，并在这些输入端之间施加电压。在从输入端2和3到输出端4和5的功率通量的方向上，隔离阻障不仅由变压器17提供，还由电容器20和21提供，它们提供额外的电流分离，并或多或少地阻塞例如具有50Hz电网频率的电流。在信号线42和43中，隔离阻障由布置在阻障50两侧的电容器46和高欧姆电阻器44和45提供。在输入端3与线路27之间的连接中，两个电阻器36和37提供在它们之间的隔离阻障。
在功率逆变器1中，来自控制器内部ADC的参考电压Vref用于借助如下连接具有相等电阻的四个欧姆电阻器54来提供规定的50％电压偏移：一个电阻器54连接在输入端3与在其端子Va连接到控制器41的信号线42的端部之间。一个电阻器54连接在输入端3与在其端子Vb连接到控制器41的另一信号线43的端部之间。两个其它电阻器54连接在提供参考电压Vref的参考电压点55与连接到控制器41的信号线42和43的端部之间。
半桥7和8的半导体电力开关9到12在全波模式零电流切换方案下操作，根据图1和2的功率逆变器1的拓扑调整为与该方案一致。结果，根据图1和2的谐振变换器51基本上充当电流源，即与由连接到输出端4、5的AC电网施加在这些线路26和27之间的电压无关的电源，其向线路26和27提供电流，它在高频变压器17的初级侧整形。然而，这在线路26、27之间的瞬时电压接近零时，及在馈入AC电网的相应电流较低时实际上是不适用的。在此情况下，在谐振变换器19的谐振周期的第一半波期间馈入高频变压器17的初级绕组16的较大部分的电力在通过短路初级绕组16来使其导通时间结束之前，在谐振周期的第二半波期间被反馈回缓冲电容器40。结果，在初级绕组16的一个导通时间期间从发电机有效馈入AC电网的电流减小。这是有利的，因为借助在线路26和27之间的接近零的电压（这在不将一部分电力反馈回缓冲电容器40中的情况下是可能的），高频控制信号中的脉冲的重复率可以保持在较高水平。高频控制信号R和L中脉冲的高重复率意味着较好的可控性，且不会由半导体电力开关9到12的切换引起中到低频噪声，该中到低频噪声不能由滤波电容器25滤除。
图6到10示出了在由根据全波模式零电流切换方案在控制信号R和L之间的时间移位定义的一个导通时间66期间及之后，即当电流64在导通时间66开始后第二次变为零时和当导通时间66正在进行时电流将基本上保持为零时导通时间66结束，通过根据图1和2的功率逆变器1的高频变压器17的初级绕组16的电流64和横跨高频变压器17的次级绕组16的电压65的时间进程。在导通时间66期间施加到初级绕组的横跨缓冲电容器的电压对于全部图6到10是相同的（25伏）。借助高频变压器的1:16的变压比，这个输入电压对应于400V的高频变压器的最大输出电压。但例如根据图1的当前由连接到输出端4和5的AC电网经由输出变换器31施加到输出线26和27的外部电压从图6到图10减小。图6约为375伏，图7约为225伏，图8约为125伏，图9约为50伏，图10约为2伏。考虑到施加到初级绕组的电压，并考虑到高频变压器的变压比，这些外部电压对应于94％（图6）、56％（图7）、31％（图8）、12.5％（图9）和0.5％（图10）的相对电压。可以在图6到9中从出现在谐振周期的第二半波开始处的压降67间接看出当前施加的外部电压的绝对瞬时值，此时已经预先导通的整流全桥23的二极管24由于电流64的方向改变而换向。借助当前施加的高外部电压值，在其谐振周期的第一半波期间馈入谐振串联电路19中的电力通过高频逆变器22非常容易地传递到线路26和27中。结果，在已经预先导通的整流全桥23的二极管24借助电流64的方向改变而换向时，根据图6的电流64下降到较低值，并在谐振周期的第一半波结束时实质上已经保持在此。这允许导通时间66在为零和接近零的电流64下较早终止。确定根据图6的导通时间66的结束的电流64的第二个零交叉的时间不再由谐振串联电路19的谐振周期来定义，而是由其它时间常数来定义。导致较短谐振周期的这些其它时间常数还定义了在导通时间66之后的电流64和电压65的时间进程。在图7和8中，电流64的第一和第二零交叉之间的时间仍比谐振串联电路19的谐振周期的50％短得多，但在导通时间66之后通过短路的初级绕组16存在增大的电流64，其显示了谐振串联电路19的谐振周期的约50％的持续时间的半波。这部分电流表示在导通时间66结束时仍在谐振串联电路19中并且仅在导通时间66之后通过高频整流器22发送到线路26、27中的增大的电量。随着当前施加的外部电压的瞬时值的进一步降低，在导通时间66期间，即在其第一和第二零交叉之间，电流64的第二半波的长度变长。该特性在如图8中的约1/3的相对电压处变得显著；在图9中，第二半波已经延伸到谐振串联电路19的谐振周期的约50%的长度。结果，在电流64的第一半波期间从缓冲电容器40馈入初级绕组16中的电力的相当大的部分在第二半波期间被反馈回缓冲电容器40中，在图9中这通过延长导通时间66的长度来解决。在低瞬时输出电压下延长导通时间并从而将能量反馈回缓冲电容器40中的这个过程减小了在导通时间66期间由高频变压器17传送的电力，并允许甚至以低瞬时输出电压、低输出电流和相应的低瞬时输出功率来保持导通时间66的高重复率。在导通时间后仍在谐振串联电路19中的电力在谐振串联电路19中振荡，并从那里通过高频整流器22传送到线路26和27中。因此，图9和10中见到的在导通时间66结束后的电流64的两个半波表示一部分电力仍从发电机传送到AC电网。在图10中，这一小部分传送的电力由于极低的瞬时输出电压，而强烈地减小了，即根据图10在导通时间66期间仅有效低传送了极小的电力，而在第一半波期间最初传送的大部分在谐振串联电路19的谐振频率的第二半波期间存储回缓冲电容器40中。这允许在接近零的瞬时输出电压下，且以相应的输出电流和接近零的瞬时输出功率，导通时间66仍具有高重复率。尽管图6到10表示通过监控电流64并等待导通时间66开始后的其第二零交叉来终止导通时间66，但优选地基于外部电压的瞬时值，或者更好地基于外部电压的这个瞬时值与在导通时间66期间施加到初级绕组的横跨缓冲电容器的电压的当前值的比，或者基于如上定义的瞬时相对电压，从表中选择导通时间66。
图11示出了用于根据图5的高频控制信号R和L的可替换方案。在这个方案中，导通时间66的长度并非由在高频控制信号R、L之间的时间移位来定义，而是由信号R、L中的下降（dip）68的长度来定义，否则它们是导通的，并且它们显示出在信号R和L的半个周期的信号R和L之间的固定的时间移位。相应的反相控制信号R,inv和L,inv显示出具有与下降68相同长度的脉冲69。尽管根据图1和2的高频变压器17的初级绕组16在以根据图5的方案进行时钟控制时由半导体电力开关9和11或者由半导体电力开关10和12以交替方式短路，其中开关9和11由反相控制信号R,inv和L,inv控制，开关10和12由原始控制信号R和L控制，如图5中交叉影线的间隔所示的；但根据图11的高频控制信号R、L导致初级绕组16总是由受高频信号R和L控制的半导体电力开关10和12短路，如图11中交叉影线的间隔所示。这可以有利地用于（例如在逆变器1的板布局中）针对初级绕组16定制半导体电力开关9到12的空间布置，如图12所示。在图12中，布置由控制信号R、L直接控制的半导体电力开关10和12，使得它们连接中心点13和14，从而经由比半导体电力开关9和11更短的电流通路连接初级绕组16的端部。这样，将在导通时间66后由通过短路的初级绕组16流动的电流造成的电损耗保持在最小。
半导体电力开关9到12的零电流切换不会将切换损耗减小到与零电压切换相同的程度。然而，比这更重要的事实是：在功率逆变器1的有限输入电压下的切换损耗也受到限制；控制损耗，即操作中控制半导体电力开关9到12所需的电功率在零电流切换的情况下尤其低，即低于在零电压切换的情况下所需的电功率；以及只有全波模式零电流切换允许在低瞬时输出电压的情况下的每一个导通时间期间的减小的功率传送。该减小的功率传送又允许保持脉冲的优选的高重复率，即高开关频率，即使在连接到输出端4、5的AC电网的交流电压的每一个周期期间出现两次的这些低瞬时输出电压的情况下。
图13示出了四个功率逆变器1，作为多个功率逆变器1的实例，其可以包括许多单个的功率逆变器1，其每一个都将来自作为发电机71的光伏模块70的电能经由线路74到76的环72和继电器73馈入AC电网77中。所有功率逆变器1的所有输出端4都连接到相同的环形电力线74；所有功率逆变器1的所有输出端5都连接到环形电力线75，所有功率逆变器1的所有接地端6都连接到环形接地线76。环形线路74到76在故障安全性和欧姆损耗方面都具有优势。环72充当AC电力汇集总线。在这条总线上汇集的AC电力经由布置在与所有单个功率逆变器1分离的箱78中的中央继电器73馈入电网77中。功率逆变器1布置在光伏模块70附近，事实上可以安装在光伏模块70的后侧。继电器73仅仅是用于逆变器1的后备关闭装置，因为每一个逆变器都可以通过停用其用于其半导体开关9到12的驱动器52、53而完全关闭，并且因为每一个逆变器都包括归因于高频变压器17和隔离阻障50的在AC电网77与光伏模块70之间的电流分离。
在实质上不脱离本发明的精神和原理的情况下可以对本发明的优选实施例做出许多改变和修改。所有这些修改和改变都旨在包括在如随后的权利要求书所定义的本发明的范围内。
参考标记列表
1功率逆变器
2输入端
3输入端
4输出端
5输出端
6接地端
7半桥
8半桥
9半导体电力开关
10半导体电力开关
11半导体电力开关
12半导体电力开关
13反平行二极管
14中心
15中心
16初级绕组
17高频变压器
18次级绕组
19谐振串联电路
20电容器
21电容器
22高频整流器
23整流器全桥
24二极管
25电容器
26输出线
27输出线
28V(t)图
29V(t)图
30V(t)图
31输出变换器
32EMC滤波器
33保险丝
34V(t)图
35V(t)图
36电阻器
37电阻器
38电阻器
39电容器
40缓冲电容器
41控制器
42信号线
43信号线
44电阻器
45电阻器
46电容器
47控制线
48控制线
49控制线
50隔离阻障
51谐振变换器
52驱动器
53驱动器
54电阻器
55参考电压点
56混模扼流圈
57环形磁芯
58辐板
59空气间隙
60变阻器
61抽头
62过电压
63脉冲
64电流
65电压
66导通时间
67压降
68下降
69脉冲
70光伏模块
71发电机
72环
73继电器
74电力线
75电力线
76接地线
77AC电网
78箱

Claims (32)

1.一种功率逆变器(1)，用于将电能从DC发电机馈入具有两条电力线的AC电网中，所述功率逆变器(1)包括：
-两个输入端(2、3)，用于连接所述发电机；
-两个输出端(4、5)，用于连接所述AC电网的所述两条电力线；
-谐振变换器(51)，包括：
-高频变压器(17)，包括初级绕组(16)和次级绕组(18)，
-至少一个高频切换半导体电力开关(9-12)，其将所述高频变压器(17)的所述初级绕组(16)的一端连接到一个所述输入端(2、3)，以便提供通过所述初级绕组(16)到另一个所述输入端(3、2)的电流通路，
-谐振串联电路(19)，包括电感和电容，以及
-高频整流器(22)，对通过所述高频变压器(17)的所述次级绕组(18)的电流进行整流且具有两条输出线(26、27)；以及
-输出变换器(31)，连接在所述高频整流器(22)的输出线(26、27)与所述两个输出端(4、5)之间，
其中，所述谐振变换器(51)进一步包括控制器(41)，该控制器(41)连接到所述输出端(4、5)，以便接收电压信号，并且该控制器(41)提供高频控制信号(R、L)，用于控制所述谐振变换器(51)的所有半导体电力开关(9-12)，从而与所述电压信号同相地正弦调制馈入所述AC电网的AC电流。
2.根据权利要求1所述的功率逆变器(1)，其中，所述控制器(41)改变所述高频控制信号(R、L)中的脉冲的重复率，以便正弦调制馈入所述AC电网中的AC电流。
3.根据权利要求2所述的功率逆变器(1)，其中，所述控制器(41)进一步改变所述高频控制信号(R、L)中的脉冲的平均重复率，以便控制从所述发电机馈入所述AC电网中的电力。
4.根据权利要求1、2或3所述的功率逆变器(1)，其中，所述谐振变换器(51)进一步包括：连接在所述输入端(2、3)之间的两个半桥(7、8)，每一个半桥(7、8)都具有两个高频切换半导体电力开关(9、10；11、12)和中心(14、15)，所述高频变压器(17)的所述初级绕组(16)连接在所述两个半桥(7、8)的所述中心(14、15)之间。
5.根据权利要求4所述的功率逆变器(1)，其中，所述控制器(41)提供所述高频控制信号(R、L)，用于以如下方式控制所述两个半桥(7、8)的高频切换半导体电力开关(9、10；11、12)：将所述高频变压器(17)的所述初级绕组(16)的一端连接到一个所述输入端(2、3)，将所述初级绕组(16)的另一端连接到另一个所述输入端(3、2)，或者经由所述两个半桥(7、8)的每一个中的一个高频切换半导体电力开关(9、10；11、12)来将所述初级绕组(16)的两端短路。
6.根据权利要求4所述的功率逆变器(1)，其中，所述控制器(41)用部分重叠的脉冲以时间移位提供所述两个控制信号(R、L)，在两个控制信号(R、L)中的部分重叠脉冲具有相等的长度，该相等的长度至少与所述谐振变换器(51)的所述谐振串联电路(19)的谐振周期一样长，并且其中，所述控制器(41)改变所述两个高频信号(R、L)之间的所述时间移位，以便改变导通时间的长度。
7.根据权利要求6所述的功率逆变器(1)，其中，两个控制信号(R、L)都展现出与所述脉冲的重复率无关的50％的占空比。
8.根据权利要求5所述的功率逆变器(1)，其中，所述控制器(41)提供所述高频控制信号(R、L)，用于以如下方式控制所述两个半桥(7、8)的高频切换半导体电力开关(9、10；11、12)：经由总是相同的两个高频切换半导体电力开关(10和12)将所述初级绕组(16)的两端短路。
9.根据权利要求8所述的功率逆变器(1)，其中，通过所述总是相同的两个高频切换半导体电力开关(10和12)的在所述初级绕组(16)的两端之间的电流通路被设计为具有比通过两个半桥(7、8)的其它两个高频切换半导体电力开关(9和11)的在所述初级绕组(16)的两端之间的电流通路实质上更低的电损耗。
10.根据权利要求4所述的功率逆变器(1)，其中，所述控制器(41)为每个半桥(7、8)提供一个高频控制信号(R、L)，所述高频控制信号(R、L)直接控制相应半桥(7、8)的两个半导体电力开关(9、10；11、12)中的一个，并且所述高频控制信号(R、L)被反相，以便控制相应半桥(7、8)的两个半导体电力开关(9、10；11、12)中的另一个。
11.根据权利要求10所述的功率逆变器(1)，其中，所述控制器(41)提供高频控制信号(R、L)，用于对所述半桥(7、8)的所述半导体电力开关(9-12)进行零电流切换(ZCS)。
12.根据权利要求11所述的功率逆变器(1)，其中，所述控制器(41)提供高频控制信号(R、L)，用于对所述半桥(7、8)的所述半导体电力开关(9-12)进行全波模式(FWM)零电流切换(ZCS)，所述控制器(41)在从在最大电压信号的谐振周期的50％到在零电压信号的谐振周期的100％的范围中改变所述初级绕组(16)的导通时间的长度，在所述导通时间长度期间，连接到一个所述输入端(2、3)的一个所述半桥(7、8)的一个所述半导体电力开关(9-12)和连接到另一个所述输入端(2、3)的另一个所述半桥(7、8)的一个所述半导体电力开关(9-12)闭合，同时所述半桥(7、8)的其它两个半导体电力开关(9-12)断开。
13.根据权利要求10到12中的任意一项所述的功率逆变器(1)，其中，所述控制器(41)依据从所述输出端(4、5)接收的所述电压信号按照存储在查询表中的控制数据来调制所述高频控制信号(R、L)中的脉冲的重复率和/或改变导通时间的长度。
14.根据权利要求4所述的功率逆变器(1)，其中，所述控制器(41)经由两个驱动器(52、53)向所述半导体电力开关(9-12)提供两个高频控制信号(R、L)，所述两个驱动器中的每一个驱动器被提供给所述两个半桥(7、8)中的一个半桥，并且在提供的高频控制信号(R、L)为高时闭合相应的半桥(7、8)的一个所述半导体电力开关(10、12)，在提供的高频控制信号(R、L)为低时闭合所述一个半桥(7、8)的另一个所述半导体电力开关(9、11)，其中在两个高频控制信号(R、L)都为高时由所述两个驱动器(52、53)闭合的所述两个半桥(7、8)的所述半导体电力开关(10、12)连接到同一输入端(3)。
15.根据权利要求1-3、5-12和14中的任意一项所述的功率逆变器(1)，其中，所述谐振串联电路(19)包括用于提供电感的高频变压器(17)和用于提供电容的两个电容器(20、21)，所述高频变压器(17)的所述次级绕组(18)连接在所述两个电容器(20、21)之间，并且所述高频整流器(22)连接到所述电容器(20、21)。
16.根据权利要求15所述的功率逆变器(1)，其中，所述谐振串联电路(19)由具有相等电容的所述两个电容器(20、21)和所述高频变压器(17)构成。
17.根据权利要求1-3、5-12、14和16中的任意一项所述的功率逆变器(1)，其中，所述高频整流器(22)包括整流器全桥(23)。
18.根据权利要求1-3、5-12、14和16中的任意一项所述的功率逆变器(1)，其中，所述高频整流器(22)包括低通滤波电容器(25)。
19.根据权利要求1-3、5-12、14和16中的任意一项所述的功率逆变器(1)，其中，所述输出变换器(31)是经由施加到所述输出端(4、5)的电压进行换向的线换向变换器(31)。
20.根据权利要求19所述的功率逆变器(1)，进一步包括用于连接电网地线的接地端(6)，其中，一个所述输入端(3)一方面经由电阻器(36、37)连接到所述高频整流器(22)的一条所述输出线(26、27)，另一方面经由电容器(39)连接到所述接地端(6)。
21.根据权利要求20所述的功率逆变器(1)，其中，电阻器(38)与连接所述一个所述输入端(3)的电容器(39)并联连接。
22.根据权利要求20或21所述的功率逆变器(1)，其中，连接到所述一个所述输入端(3)的所述高频整流器(22)的所述一条所述输出线(26、27)是所述高频整流器(22)的相对于电接地表现出较低电位的输出线(26)。
23.根据权利要求1-3、5-12、14、16、20和21中的任意一项所述的功率逆变器(1)，进一步包括在所述输入端(2、3)与所述输出端(4、5)之间的电隔离阻障(50)，其中所有高频切换半导体电力开关(9-12)和所述高频变压器(17)的所述初级绕组(16)与输入端(2、3)在所述阻障(50)的同一侧，并且其中所述谐振串联电路(19)包括所述高频变压器(17)的所述次级绕组(18)，所述高频整流器(22)和所述输出变换器(31)与所述输出端(4、5)在所述阻障(50)的同一侧。
24.根据权利要求23所述的功率逆变器(1)，其中，横跨所述电隔离阻障(50)的全部线路均包括以下的至少一者：在所述电隔离阻障(50)处的高欧姆电阻器(36、37、44、45)或电容器(46)。
25.根据权利要求1-3、5-12、14、16、20、21和24中的任一项所述的功率逆变器(1)，所述功率逆变器(1)还包括：
-EMC滤波器(32)，包括选自共模扼流圈和混模扼流圈(56)的扼流圈且连接在所述输出变换器(31)与所述两个输出端(4、5)之间，其中，变阻器(60)连接在彼此相对应的扼流圈的抽头(61)之间。
26.根据权利要求25所述的功率逆变器(1)，其中，所述扼流圈是布置在具有额外的辐板(58)的公共环形磁芯(54)上的混模扼流圈(56)，所述额外的辐板(58)包括空气间隙(59)，在所述空气间隙(59)中提供了导电材料。
27.一种操作根据前述权利要求中的任意一项所述的功率逆变器(1)的方法，其中，所述谐振变换器(51)包括连接在所述输入端(2、3)之间的两个半桥(7、8)，每一个半桥(7、8)都具有两个高频切换半导体电力开关(9、10；11、12)和中心(14、15)，所述高频变压器(17)的所述初级绕组(16)连接在所述两个半桥(7、8)的中心(14、15)之间，所述方法包括以下步骤：
-以在两个高频控制信号(R、L)之间的时间移位产生所述两个高频控制信号(R、L)，并且向连接到两个输入端之一(3)的所述两个半桥(7、8)的这两个半导体电力开关(10、12)施加所述两个高频控制信号(R、L)，以提供导通时间(66)，在所述导通时间(66)期间，这两个半导体电力开关(10、12)中仅有一个闭合；以及
-产生两个反相高频控制信号，每一个反相高频控制信号都是两个高频控制信号(R、L)之一的反相信号；并且将所述两个反相高频控制信号施加到连接到两个输入端中另一个(2)的所述两个半桥(7、8)的那两个半导体电力开关(9、11)，以使得每一个高频控制信号(R、L)与该控制信号的反相信号都施加到同一半桥(7、8)的所述两个半导体电力开关(9、10；11、12)；
其中，所述方法进一步包括以下步骤：
-同步调制所有高频控制信号(R、L)，以便与所述AC电网的电压同相地正弦调制馈入所述AC电网的AC电流。
28.根据权利要求27所述的方法，进一步包括以下步骤：改变所述高频控制信号(R、L)中的脉冲的重复率，以便对馈入所述AC电网的AC电流进行正弦调制。
29.根据权利要求28所述的方法，进一步包括以下步骤：改变所述高频控制信号(R、L)中的脉冲的平均重复率，以便控制从光伏模块馈入所述AC电网中的电力。
30.根据权利要求27或28所述的方法，进一步包括以下步骤：在从所述谐振变换器(51)的谐振串联电路(19)的谐振周期的50％到100％的范围中改变所述导通时间(66)的长度，以便对所述半桥(7、8)的所述半导体电力开关(9-12)进行全波模式零电流切换。
31.根据权利要求30所述的方法，其中，基于在所述导通时间(66)期间施加到所述高频整流器(22)的输出线(26、27)的外部电压与施加到所述高频变压器(17)的所述初级绕组(16)的电压的当前值的当前比来改变所述导通时间(66)的长度。
32.根据权利要求27、28、29和31中的任意一项所述的方法，其中，由具有与脉冲的重复率无关的50％占空比的部分重叠脉冲产生两个控制信号(R、L)，并且其中，改变所述控制信号(R、L)之间的时间移位，以便改变所述导通时间的长度。
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