CN107332452A - 一种交流‑直流变换电路控制方法及其电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种交流‑直流变换电路的控制方法，所述电路具有正激和反激两种工作模式，且包括至少两个逆变开关管和原边输入滤波电容，其中一个逆变开关管工作在逆变状态时另一个工作在箝位状态；逆变开关管和原边输入滤波电容构成箝位谐振电路，原边输入滤波电容根据工作时段作为输入滤波电容或箝位电容使用；在低于电压阈值且输入电压即将由负值或者正值转向零点附近的一定区域，给工作在逆变状态的主管施加一个高频的PWM信号，同时给工作在箝位状态的箝位管一个近似互补的PWM信号。通过该控制方法，箝位电容的能量可通过反向谐振的时候释放到输出侧，避免出现无法提供电流，有效提高电路的稳定可靠性。
Description
技术领域
本发明涉及开关电源，尤其涉及一种交流-直流变换电路控制方法及其电路。
背景技术
属于软开关技术的单级功率因数(Power Factor，简称PF)矫正器、有源箝位反激、有源箝位正激及其改进方案已经在电源中广泛运用，中国专利文献CN103812359B公开了一种单相或多相交流输入单级高功率因数宽范围交流-直流变换电路，利用交流输入正负半周的开关工作状态差异，复用负(正)端逆变开关管及负(正)端输入滤波电容，实现箝位开关管以及箝位电容的功能，减少整流回路中的二极管损耗，实现正(负)端逆变开关管的软开关，降低原边开关管及副边整流二极管的电压应力和开关损耗。但由于该电路的输入电压在转向零点附近时，因原边输入滤波电容有累积的箝位吸收电压，使得在交流换相时，输入为零，无法提供电流。另外，当其电路输入连接到多个相位输入的交流源时，由于相位的不同，其输出组的电容电压波动范围幅值较大。
发明内容
为解决上述问题，本发明提出一种交流-直流变换电路控制方法及其电路，其能有效提高电路的稳定可靠性且减少输出滤波电容电压上的纹波幅值。
为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：
一种交流-直流变换电路的控制方法：电路具有正激和反激两种工作模式，包括至少两个逆变开关管和至少两个原边输入滤波电容；任一个逆变开关管根据工作时段作为主管或箝位管使用，其中一个逆变开关管工作在逆变状态时另一个工作在箝位状态；所述逆变开关管和原边输入滤波电容构成箝位谐振电路，任一个原边输入滤波电容根据工作时段作为输入滤波电容或箝位电容使用，原边输入滤波电容在逆变开关管关断时与电路中的隔离变压器的漏感产生谐振，使箝位管和主管获得零电压切换，通过谐振将隔离变压器漏感的能量传递到隔离变压器副边；所述电路中的箝位谐振电路在低于电压阈值且输入电压即将由负值或者正值转向零点附近的一定区域，给工作在逆变状态的主管施加一个高频的PWM信号，同时给工作在箝位状态的箝位管一个近似互补的PWM电压，从而快速泄放箝位电容电压。
优选地，所述电路中的箝位谐振电路在交流整流的全周期采用以下三种控制方式：在低于设定电压阈值的低压阶段不发驱动信号，在不低于设定电压阈值的高压阶段才发驱动信号以进行箝位电流的反向谐振；且当低于电压阈值时候，且在输入电压即将由负值或者正值转向零点附近的一定区域，恢复箝位管的PWM信号，与主管的PWM形成互补，快速泄放箝位电容电压。
优选地，所述逆变开关管的工作状态被控制开通或关断以使输入电流与输入电压的基波一致，从而实现高输入功率因数校正。
本发明还提供一种控制电路，包括信号处理器、存储器以及一个或多个程序，其中所述一个或多个程序被存储在所述存储器中，并且被配置成由所述信号处理器执行，所述程序包括用于执行如上所述的方法。
本发明还提供一种交流-直流变换电路，所述电路包括：输入整流电路、原边输入滤波电容、原边逆变电路、驱动电路、隔离变压器、副边整流电路、副边输出滤波电容和控制电路；所述输入整流电路连接交流输入端；所述原边输入滤波电容包括两个输入高频滤波电容，两个输入高频滤波电容的相反端分别与所述输入整流电路的正端及负端连接；所述原边逆变电路包括第一和第二逆变开关管，所述第一和第二逆变开关管分别与所述输入整流电路的正端和负端连接，所述隔离变压器原边绕组的一端与第一、第二逆变开关管串联，所述隔离变压器原边绕组的另一端与原边输入滤波电容的中间点连接；所述原边逆变电路与原边输入滤波电容也构成回路，形成箝位谐振电路，所述逆变开关管工作在零电压切换状态；所述驱动电路连接所述原边逆变电路；所述隔离变压器副边绕组的两端分别与副边整流电路、副边输出滤波电容的两端连接；所述控制电路包含如上所述的控制电路。
优选地，所述输入整流电路包括第一和第二输入整流二极管，所述第一输入整流二极管的阳极和所述第二输入整流二极管的阴极连接交流输入端。
优选地，所述副边整流电路包括：副边倍压整流电路和副边全桥整流电路。
进一步地优选，所述副边倍压整流电路包括：第三、第四二极管和第三、第四电容；所述第三二极管的阴极与所述第四二极管的阳极及所述隔离变压器副边绕组的其中一输出端相连，所述第四二极管的阴极与电源的输出正端以及所述副边输出滤波电容的一端连接，所述第三二极管的阳极与电源的输出负端以及所述副边输出滤波电容的另一端相连；所述第三和第四电容串联，所述隔离变压器副边绕组的另一个输出端与第三至第四电容的中间点连接，所述第三电容连接电源的输出正端，所述第四电容连接电源的输出负端。
更进一步地优选，所述第三、第四电容是两个串联的无极电容或者有极性电容，且在为有极性电容的情况下，所述第三电容的正极接电源的输出正端，所述第四电容的负极接电源的输出负端。
进一步地优选，所述副边全桥整流电路包括：第三、第四、第五和第六二极管，所述第三二极管的阴极与所述第四二极管的阳极及所述隔离变压器副边绕组的其中一输出端相连，所述第四二极管的阴极与电源的输出正端以及所述副边输出滤波电容的一端连接，所述第三二极管的阳极与电源的输出负端以及所述副边输出滤波电容的另一端相连；所述第五和第六二极管串联，所述隔离变压器副边绕组的另一个输出端与第五至第六二极管的中间点连接，所述第六二极管的阴极连接电源的输出正端，所述第五二极管的阳极连接电源的输出负端。
优选地，所述隔离变压器是磁芯是开有气隙的隔离变压器或原边串联有谐振电感的隔离变压器或副边串联有储能电感的隔离变压器。
优选地，所述隔离变压器是正激工作线圈与反激工作线圈复用的单个副边绕组的变压器。
优选地，如上所述的交流-直流变换电路作为子电路连接到具有2个、3个或者更多个相位输入的交流源的不同相位输入。
进一步地优选，各交流源有输入零线且各交流-直流变换电路的原边输入滤波电容的中点都连接至所述输入零线；或者，各交流源无输入零线且各交流-直流变换电路的原边输入滤波电容的中间点连接同一点。
进一步地优选，各交流-直流变换电路中隔离变压器副边绕组的一端连接同一点，优选为隔离变压器副边绕组的同名端连接在一起。
本发明的有益效果：通过电路中的箝位谐振电路在低于电压阈值且输入电压即将由负值或者正值转向零点附近的一定区域，给工作在逆变状态的主管施加一个高频的PWM信号，同时给工作在箝位状态的箝位管一个近似互补的PWM电压；使箝位电容的能量可以通过反向谐振的时候释放到输出侧，避免出现输入无法导通和提供电流，电路工作于反激模式，有效提高电路的稳定可靠性。
附图说明
图1为本发明实施例一中的交流-直流变换电路的电路图。
图2为图1所示电路的变压器等效结构示意图。
图3为现有电路中的开关管驱动时序图。
图4为本发明的电路开关管驱动时序图。
图5为本发明实施例二的三相四线倍压整流电路的电路图。
图6为图5所示变换电路的拓扑连接发生图。
图7为本发明实施例二的三相三线倍压整流电路的电路图。
图8为本发明实施例三的三相四线倍压整流电路的电路图。
图9为图8所示变换电路的拓扑连接发生图。
图10为本发明实施例三的三相三线倍压整流电路的电路图。
图11为本发明实施例三的三相四线全桥整流电路的电路图。
图12为本发明实施例三的三相三线全桥整流电路的电路图。
具体实施方式
下面结合具体实施方式并对照附图对本发明作进一步详细说明，应该强调的是，下述说明仅仅是示例性的，而不是为了限制本发明的范围及其应用。
实施例一
如图1所示的交流-直流变换电路包括原边电路100，高频隔离变压器T1，副边电路200和控制电路300。原边电路100又包括输入整流电路110、原边输入滤波电容120和原边逆变电路130；副边电路200包括副边整流电路210和副边输出滤波电容220。
输入整流电路110包括两个输入整流二极管D1、D2，输入整流二极管D1的阳极和输入整流二极管D2的阴极连接交流输入火线L。
原边输入滤波电容120包括以交流输入零线N为中点的串联的两个输入高频滤波电容C1、C2，两个输入高频滤波电容C1、C2的相反端分别与所述输入整流电路的正端及负端连接。
原边逆变电路130包括第一、第二逆变开关管Q1、Q2，所述第一、第二逆变开关管Q1、Q2分别与所述输入整流电路110的正端和负端连接，所述隔离变压器T1原边绕组的一端与所述第一、第二逆变开关管Q1、Q2串联，另一端与交流输入零线N连接，所述原边逆变电路130与原边输入滤波电容C1、C2也构成回路，形成箝位谐振电路，所述逆变开关管Q1、Q2工作在ZVS状态。通过控制逆变开关管Q1、Q2的门极电压，可将直流电压转换成脉冲电压加在隔离变压器的原边绕组。通过控制逆变开关管Q1、Q2中起箝位作用的开关管，可以控制谐振电流反向回路的通断。
所述副边整流电路210为正激及反激工作整流回路，包括第三二极管D3、第四二极管D4、第三电容C3和第四电容C4，所述第三二极管D3的阴极与所述第四二极管D4的阳极及所述隔离变压器副边绕组的其中一输出端相连，所述第四二极管D4的阴极与电源的输出正端V+以及所述副边输出滤波电容C5的一端连接，所述第三二极管D3的阳极与电源的输出负端V-以及所述副边输出滤波电容C5的另一端相连，所述隔离变压器副边绕组的另一个输出端与副边第三、第四电容C3、C4的中间点连接，所述第三电容C3的正极(当采用有极性电容时)接电源的输出正端V+，所述第四电容C4的负极(当采用有极性电容时)接电源的输出负端。副边第三、第四电容C3、C4也可以采用有极性电容。
根据电路连接的原理，其正激工作回路的电容与反激工作回路的电容上电压有与输入交流整流后的波形趋势相同或者互补的形态，且正激回路电容的电压及与初级侧的输入电压变化有近似线性变化关系。
通过所述控制电路控制所述第一、第二逆变开关管的工作状态，以使输入电流与输入电压的基波一致，从而实现高输入功率因数校正。
由于输入电路是对交流电压进行整流，故输入高频滤波电容C1、C2的容量不大，其参数主要是由用来箝位的谐振频率来决定。所以本电路保证了输入电流可以有条件跟随输入电压，以保证电源的输入功率因数和总谐波含量(Total Harmonics Distortion，简称THD)。
当交流输入时，正(负)半周(以下括号内容均对应交流负半周)将通过输入整流二极管D1(D2)进行整流，然后原边输入滤波电容C1(C2)会进行高频滤波。逆变线路则由逆变开关管Q1(Q2)和隔离变压器T1共同构成。此时原边箝位谐振电路由箝位电容C2(C1)、箝位开关管Q2(Q1)及变压器原边线圈共同构成。在工作周期内，根据控制电路计算的结果，通过驱动电路，给逆变开关管Q1施加一个高频的PWM信号，同时给箝位开关管Q2上的驱动电压是一个与Q1近似互补的PWM电压，两个PWM驱动电压之间有一定的死区延迟关系。
所述隔离变压器是磁芯是开有气隙的隔离变压器或原边串联有谐振电感的隔离变压器或副边串联有储能电感的隔离变压器，磁芯气隙的大小由正、反激的比例和系统输入输出参数共同决定，原、副边耦合系数无需另外做特定的设置。
隔离变压器T1的磁芯开有气隙，有一定漏感，使隔离变压器T1工作能够在正激及反激两个状态。其漏感通过自然的绕制工艺得到，同时，根据实际的需要，可以通过绕制工艺的改变来获得可大可小的漏感。当然，如果自然绕制的漏感感量不足够，也可以在次级侧外加电感。
隔离变压器不用刻意区分原边及副边的端点连接点，即不用刻意考虑隔离变压器的起始端。
参阅图2，当隔离变压器T1绕制完成，其初级侧的主励磁电感Lm及漏感Lr确定。原边的漏感与谐振电容C2(C1)的谐振频率相对开关频率满足以下关系式：
相关的工作回路及原理如下：
由于在交流输入时，正半周和负半周具有对称性，因此，以下以交流输入正半周为例。
状态一：
正半周将输入通过二极管D1进行整流，然后电容C1会进行高频滤波。在工作周期内，根据输入电压的反馈，控制电路计算出结果，通过驱动电路，给逆变开关管Q1施加一个高频的PWM信号。当逆变器开关管Q1开通的时候，变压器原边励磁电感Lm及谐振电感Lr1开始线性充电，当原边的电流等于励磁电流时，副边耦合的电压V2上升到VLr2+V C4时，二极管D4导通，即电压V2被箝位；副边电流为I2，原边的电流近似ILr＝ILm+I2/n。此状态对于输出整流就与正常的正激一样，同时因为输入整流电压是正弦型，输入高频滤波电容容值较小，所以电容C4上的电压波形也成为近似正弦型，与输入电压Vin有近似1/n的线性关系。
状态二：
当逆变器开关管Q1关断的时候，逆变器开关管Q1寄生电容被充电，其充电过程也是谐振，只是因为寄生电容较小，充电时间很短，可以视为线性的。同时次级漏感或者外接电感Lr2的电势VLr2发生偏转，试图维持原来的电流方向及大小不变，但随着时间的推移，其通过电感或者整流二极管D4的电流必然开始下降。
状态三：
当逆变器开关管Q1其寄生电容电压被充电至足够高，约为电压VC2+Vin，箝位开关管Q2反并二极管被正偏导通。箝位电容C2将谐振电感Lr1和励磁电感Lm的电压箝制在电压VC2，因为箝位电容C2比逆变开关管Q1的寄生电容大的多，绝大部分谐振电流进入箝位电容C2，箝位电容C2与谐振电感Lr1开始谐振；当原边的电流与励磁电流相等时，变压器副边的输出电流等于零，同时副边耦合电压V2电势发生交变。
状态四：
当原边电压下降到足够低，副边对应的耦合电压V2足够使二极管D3正偏导通。此时副边反射到原边的电压约为n(Vo－VC3-VLr2)，为箝位开关管Q2能够获得ZVS提供了条件，此时箝位开关管Q2的驱动电压将变为高电平而导通。在这个工作状态模式下，原来存储在变压器气隙中的能量杯释放出来。该状态是一个典型的反激式变压器工作。由于电容C4上的电压与输入电压是一个线性关系，所以电容C3上的电压与电容C4上的电压互补地合成输出电压。
状态五：
当箝位开关管Q2关断时，迫使箝位电容C2脱离原谐振回路，同时谐振电感Lr1将与逆变开关管Q1的寄生电容形成新的谐振；以释放寄生电容的电荷，为逆变开关管Q1的ZVS做准备。
状态六：
当Q2驱动关断一定时间后，通过状态五中的谐振将逆变开关管Q1的寄生电容的电荷完全释放，同时通过逆变开关管Q1的反并二极管进行续流，此时逆变开关管Q1获得ZVS开通条件。
状态七
此时，将逆变开关管Q1的驱动电压变为高电平而导通；原边的电感将被线性充电，开始新的周期，重复以上的状态过程。
本发明交流-直流变换电路中，输入滤波电容除了用作输入滤波功能外，还充当箝位功能，辅助实现原边逆变器开关管的软开关工作，逆变开关管除了逆变开关功能外，还充当箝位开关。即，本发明的电路能够充分利用交流输入正负半周的开关工作状态差异，复用负(正)端逆变开关管及负(正)端输入滤波电容，实现箝位开关管以及箝位电容的功能，类似三电平整流技术，减少整流回路中的二极管损耗。原边输入滤波电容可以在第一或第二逆变开关管关断时与隔离变压器的漏感产生谐振，使箝位开关管和逆变开关管获得零电压切换(ZVS)，通过谐振将高频隔离变压器漏感的能量传递到副边，避免漏感的能量损耗及瞬间造成逆变开关管的电压尖峰。同时，减少整流回路中的二极管损耗，实现正(负)端逆变开关管的软开关，降低原边开关管及副边整流二极管的电压应力和开关损耗。利用副边的倍压整流，既降低了副边整流二极管的电压应力，也同时将正激能量和反激能量形成不同的回路，从而巧妙的实现了类似常规的功率因素矫正类似的能量传送。即输出电压是成比例的输入电压(正激能量)加上成比例的电感储存能量(反激能量)的电压。
如图3所示，其为现有技术CN103812359B的开关管驱动时序图：第①，③区域，逆变开关管Q2(或Q1)不发PWM驱动，则会出现C2(或C1)有累积的箝位吸收电能量，从而电压逐步抬高；而在交流换相时，输入为零或者零附近某个低电压，会出现瞬间输入电压幅值低于电容电压幅值，从而输入整流二极管D1或者D2被反向偏置，输入无法导通和提供电流，因此输入电流谐波会变差。
本发明的电路开关管驱动时序图如图4所示，将CN103812359B中的第①，③区域，在输入电压即将由负值或者正值转向零点附近的一定区域新增两个区域，即对应图4中的第⑤、第⑥区域，在该区域中给逆变开关管Q1(Q2)施加一个高频的PWM信号，同时给箝位开关管Q2(Q1)上的驱动电压是一个与Q1(Q2)近似互补的PWM电压，两个PWM驱动电压之间有一定的死区延迟关系，通过设定第⑤、第⑥区域主管以及箝位管的驱动占空比，使箝位电容的能量可以通过反向谐振的时候释放到输出侧；在该区域，变换电路工作于反激模式，当输入电压在第⑤，⑥区域时，箝位开关管Q2(或者Q1)才按照上述的箝位方法工作，可有效的提高电路的稳定可靠性，改善交流电压零点附近的谐波，避免出现如现有技术CN103812359B中的情形。
由以上的工作模式中的状态一级状态四的分析可知，在交流-直流变换电路中，隔离变压器好比是线性的变压器，输入电压的线性比例的降低输入到电容C4，同时隔离变压器又好比常规功率因素矫正电路中PFC电感，将在开关管导通中存储的能量在开关管关断的时候释放至电容C3，因此电容C3、C4上的电压构成了一个线性比例与常规无隔离的PFC电压。所以，电路很好地实现了隔离式PFC，而这种优势已知的单级隔离式交流-直流变换电路所不具备的。
当输入电压为交流的负半周时，将通过二极管D2整流，然后电容C2会进行输入高频滤波。逆变线路则由逆变开关管Q2和隔离变压器T1原边线圈共同构成；此时原边箝位谐振电路由箝位电容C1、箝位开关管Q1及变压器原边线圈共同构成。同时电容C3、C4的电压波形也对称性调转，电容C3充当正激回路的输出电容，C4充当反激回路的输出电容。其他工作状态原理及控制方法与前述正半波的一致。
由以上分析可知，本电路中，原边的逆变开关管、高频滤波电容在输入电压正负半周的时候被巧妙地分时复用为箝位开关管及箝位电容，输入整流回路只需通过一个二极管即可，同时输出也只需要通过一个二极管就构成整流回路。因此，本电路的线路简洁，效率高。
实施例二
本发明还提供一种二相、三相或更多相输入的交流-直流变换电路。如图5所示为一种三相四线倍压整流变换电路，其各子电路的基本电路组成、电路开关管驱动时序及有益效果与实施例一相同，区别是：输入是三相。其好处是可以获得比实施例一输出电压特性更好的输出电压，输出电压更加平滑，纹波电压更小，其输出组的电容上的纹波幅值如图6所示，其中线条10和11表示输出电容上的电压，其他的三条线表示输入的三相电压。图5中，D1a、D2a、D1b、D2b、D1c、D2c表示原边整流二极管，C1a、C2a、C1b、C2b、C1c、C2c表示原边滤波电容，Q1a、Q2a、Q1b、Q2b、Q1c、Q2c表示原边逆变开关管，T1a、T1b、T1c表示变压器，D3a、D4a、D3b、D4b、D3c、D4c表示副边整流二极管，C3a、C4a、C5b、C3b、C4b、C5b、C3c、C4c、C5c表示副边滤波电容。
同理，本实施例还提供另一种二相、三相或更多相输入的交流-直流变换电路，图7所示为一种三相三线倍压整流变换电路，基本电路组成及有益效果与图5相同，区别是：输入无零线输入。其好处是在实际三相三线无零线输入使用环境中，依然可以实现前述性能。
如上所述电路都是二次侧由D3x，D4x以及C3x，C4x所组成的倍压整流电路，包括图1所示的单相倍压整流电路，图5和图7所示的多相倍压整流电路电路。本发明还提供另一种单相、二相、三相或更多相输入的交流-直流变换电路，其二次侧由D3x，D4x以及D5x，D6x所组成的全桥整流电路，同样能够实现如上的效果。除倍压整流电路和全桥整流电路外，其他的副边整流电路也同样能够实现如上的效果。
实施例三
本发明还提供一种二相、三相或更多相输入的交流-直流变换电路。如图8所示，为一种三相四线输入交流-直流变换电路，每一个子电路包括原边电路100、高频隔离变压器T1、副边电路200和控制电路，且其各个子电路中隔离变压器副边绕组的一端连接同一点。
具体地，原边电路100包括输入整流电路、原边输入滤波电容和原边逆变电路；副边电路200包括副边整流电路和副边输出滤波电容，其各子电路与实施例一中图1的交流-直流变换电路相同。
图8所示的三相四线输入交流-直流变换电路与图5所示的三相四线倍压整流变换电路的区别在于：各交流-直流变换子电路中副边第三、第四电容的中间点连接同一点，即各交流-直流变换电路中隔离变压器副边绕组的同名端连接同一点。其好处是：每一个变换子电路输出组的电容电压上的纹波与输入交流源的频率是2倍的关系，由于该电路为三相输入交流-直流变换电路，通过将3个倍压整流电路电容中间点连接后，形成6倍的关系，其输出组的电容电压上的纹波幅值如图9所示，其中，线条12和13表示电容上的电压，其他的三条线表示输入的三相电压。相较于图6，本实施例中的交流-直流变化电路，其输出端滤波电容上工频纹波电压倍频化，纹波幅值可减少至三分之一左右，因此改善各输出端滤波电容上的低频电压电流应力。另外，如果输入的交流的频率越高，其波动越小，因此更加适合频率高的交流源。
该电路中各子电路的开关管驱动时序及有益效果与实施例一相同。
如上所述的三相的开关时序是一致的，其输出的电压V0可能为三种情况：V0＝V2a+V2b或V0＝V2c+V2b或V0＝V2a+V2c，相较于图5中输出的电压V0＝V2a或V2b或V2c而言，其电压输出范围更宽，更有利于输出电压较高的场合。
另外，通过将三相的开关时序设定一定的相位关系，可以实现输出电流的最大直供，减少电容的储能作用。
同理，如图10所示的三相三线倍压整流电路，其基本电路组成及有益效果与图8所示的三相四线倍压整流电路相同，区别是：输入无零线输入。在实际三相三线无零线输入使用环境中，依然可以实现前述性能。
如图8和图10所示的三相输入交流-直流变换电路都是二次侧由D3x，D4x以及C3x，C4x所组成的倍压整流电路。除此之外，如图11和图12所示，其二次侧由D3x，D4x以及D5x，D6x所组成的全桥整流电路，其各交流-直流变换子电路中副边第五、第六二极管的中间点连接同一点，即各交流-直流变换电路中隔离变压器副边绕组的同名端连接同一点，同样可以实现如上的效果。
可以理解的是：除了如实施例三中所示的原边电路外，使用其他的原边电路，通过将各交流-直流变换电路中隔离变压器副边绕组的一端连接同一点，同样也可以实现输出端滤波电容上工频纹波电压倍频化，改善各输出端滤波电容上的低频电压电流应力的效果。
以上内容是结合具体/优选的实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，其还可以对这些已描述的实施方式做出若干替代或变型，而这些替代或变型方式都应当视为属于本发明的保护范围。
Claims (10)
1.一种交流-直流变换电路的控制方法，
所述电路具有正激和反激两种工作模式，包括至少两个逆变开关管和原边输入滤波电容；任一个逆变开关管根据工作时段作为主管或箝位管使用，其中一个逆变开关管工作在逆变状态时另一个工作在箝位状态；所述逆变开关管和原边输入滤波电容构成箝位谐振电路，任一个原边输入滤波电容根据工作时段作为输入滤波电容或箝位电容使用，原边输入滤波电容在逆变开关管关断时与电路中的隔离变压器的漏感产生谐振，使箝位管和主管获得零电压切换，通过谐振将隔离变压器漏感的能量传递到隔离变压器副边；其特征在于，
在所述电路中的箝位谐振电路中，在低于电压阈值且输入电压即将由负值或者正值转向零点附近的一定区域，工作在逆变状态的主管被施加一个高频的PWM信号，同时工作在箝位状态的箝位管被施加一个近似互补的PWM信号，从而快速泄放箝位电容电压。
2.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述电路中的箝位谐振电路在交流整流的全周期受到以下三种控制：在低于设定电压阈值的低压阶段不发驱动信号，在不低于设定电压阈值的高压阶段才发驱动信号以进行箝位电流的反向谐振；当低于电压阈值且在输入电压即将由负值或者正值转向零点附近的一定区域，恢复箝位管的PWM信号，与主管的PWM形成互补，快速泄放箝位电容电压。
3.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，控制所述逆变开关管的工作状态以使输入电流与输入电压的基波一致，从而实现高输入功率因数校正。
4.一种控制电路，包括信号处理器、存储器以及一个或多个程序，其中所述一个或多个程序被存储在所述存储器中，同时被配置成由所述信号处理器执行并产生控制信号用于执行如权利要求1-3任一项所述的方法。
5.一种交流-直流变换电路，其特征在于，所述电路包括：输入整流电路、原边输入滤波电容、原边逆变电路、驱动电路、隔离变压器、副边整流电路、副边输出滤波电容和控制电路；
所述输入整流电路连接交流输入端；所述原边输入滤波电容包括两个输入高频滤波电容，两个输入高频滤波电容的相反端分别与所述输入整流电路的正端及负端连接；
所述原边逆变电路包括第一和第二逆变开关管，所述第一和第二逆变开关管分别与所述输入整流电路的正端和负端连接，所述隔离变压器原边绕组的一端与第一、第二逆变开关管串联，所述隔离变压器原边绕组的另一端与原边输入滤波电容的中间点连接；所述原边逆变电路与原边输入滤波电容也构成回路，形成箝位谐振电路，所述逆变开关管工作在零电压切换状态；
所述驱动电路连接所述原边逆变电路；
所述隔离变压器副边绕组的两端分别与副边整流电路、副边输出滤波电容的两端连接；
所述控制电路包含如权利要求4所述的控制电路。
6.如权利要求5所述的交流-直流变换电路，其特征在于，所述输入整流电路包括第一和第二输入整流二极管，所述第一输入整流二极管的阳极和所述第二输入整流二极管的阴极连接交流输入端；所述副边整流电路包括副边倍压整流电路和副边全桥整流电路。
7.如权利要求6所述的交流-直流变换电路，其特征在于，所述副边倍压整流电路包括：第三、第四二极管和第三、第四电容；所述第三二极管的阴极与所述第四二极管的阳极及所述隔离变压器副边绕组的其中一输出端相连，所述第四二极管的阴极与电源的输出正端以及所述副边输出滤波电容的一端连接，所述第三二极管的阳极与电源的输出负端以及所述副边输出滤波电容的另一端相连；所述第三和第四电容串联，所述隔离变压器副边绕组的另一个输出端与第三至第四电容的中间点连接，所述第三电容连接电源的输出正端，所述第四电容连接电源的输出负端。
8.如权利要求6所述的交流-直流变换电路，其特征在于，所述副边全桥整流电路包括：第三、第四、第五和第六二极管，所述第三二极管的阴极与所述第四二极管的阳极及所述隔离变压器副边绕组的其中一输出端相连，所述第四二极管的阴极与电源的输出正端以及所述副边输出滤波电容的一端连接，所述第三二极管的阳极与电源的输出负端以及所述副边输出滤波电容的另一端相连；所述第五和第六二极管串联，所述隔离变压器副边绕组的另一个输出端与第五至第六二极管的中间点连接，所述第六二极管的阴极连接电源的输出正端，所述第五二极管的阳极连接电源的输出负端。
9.如权利要求5-8任一项所述的交流-直流变换电路，其特征在于，所述电路作为子电路连接到具有2个、3个或者更多个相位输入的交流源的不同相位输入。
10.如权利要求9所述的交流-直流变换电路，其特征在于，各交流-直流变换电路中隔离变压器副边绕组的一端连接同一点。
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