JP3797885B2 - Ｚｖｓ方法およびｚｖｓ電力転換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力の転換装置に使われる、リンギングのないＺＶＳ（Ｚｅｒｏ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）技術に関するものであり、特に、電力の転換装置において、磁気の損失およびスイッチの切り替え損失を有効的に低降させ、セカンダリーの整流素子の耐圧も低降されるリンギングのないＺＶＳ方法ならびにＺＶＳ電力転換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、電子製品の快速的な小型化趨勢を追うために、切り替え方式の電力の転換装置は高周波、高効率、高密度の方向へ向かって発展している。一般的に言えば、パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｐｏｗｅｒ ＭＯＳＦＥＴ）の切り換え速度がバイポーラトランジスタ（Ｂｉｐｏｌａｒ−ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）より、遥かに速いので、業界で採用されている。しかしパワーＭＯＳＦＥＴ（Ｐｏｗｅｒ ＭＯＳＦＥＴ）の寄生キャパシタに残留したエネルギーはＭＯＳＦＥＴが導通されている際、チャンネルによって、抵抗の熱の形式で使い果たされる。切り換え周波は高ければ高いほど、損失が大きい。そんな問題を有効的に解決しないと、切り換え方式の電力の転換装置は高効率、高密度の設計目標へ絶えず発展することができない。
【０００３】
１９８８年、米国のへーンズ（Ｃ．Ｐ．Ｈｅｎｚｅ）、マーチン（Ｈ．Ｃ．Ｍａｒｔｉｎ）、バースライ（Ｄ．Ｗ．Ｐａｒａｌｅｙ）など３名の専門家が共同で、ＩＥＥＥの文献に、ＺＶＳ（Ｚｅｒｏ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）の概念を発表した。以来、各種の実用回路は続々と提出されて、有効的に伝統のパワーＭＯＳＦＥＴに起きる導通の損失問題を解決している。
【０００４】
それら代表的な既存の技術は次の通りである。
（ア）正方向のＺＶＳ回路（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｚｅｒｏ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）。
図１ａはＢｒｕｃｅ Ｗｉｌｋｉｎｓｏｎが１９８９年に請求した米国特許Ｎｏ３８３，５９４の回路の実施例である。該特許では、回路が適当的に制御されて、変圧器が正、負の磁気のエリアに作動するので、同じ出力電力でも、より小さな変圧器を選択できるという利点がある。同回路設計のヒントで、Ｐｕｔｒｉｃｅ Ｒ．ＬｅｔｈｅｌｌｉｅｒはＺＶＳの第一の実用回路を発明した。
【０００５】
図１ｂは１９９０年１０月に認可された米国特許Ｎｏ４，９７５，８２１の回路結構図である。該特許では、ＺＶＳの目的を達成するために、弛みリンクタイプの変圧器を採用し、磁気コアに、エアギャップ（gap）を入れて、必要な磁気化リアクトル及びリークリアクトルを得る。それで、磁気化リアクトル及びリークリアクトルがスイッチＳＷＳＷ1に並列された寄生キャパシタＣｓと、Ｌ−Ｃ共振回路を形成するので、スイッチＳＷ2をオフさせた瞬間に、Ｌ−Ｃ共振回路を共振することにより、スイッチＳＷ1がＺＶＳの条件を獲得する。これと同じように、スイッチＳＷ1をＯＦＦさせる瞬間に、Ｌ−Ｃ共振回路の共振で、スイッチＳＷ2もＺＶＳの条件を獲得する。しかし、磁気コアに、エアギャップおよびリークリアクトルを入れるため、無視できない磁気損失を招くので、回路がＺＶＳの条件を獲得すると同時に、変圧器にも、異常の発熱、効率の低降など欠点もある。
【０００６】
図２はＰａｕｌｌｍｂｅｒｔｓｏｎが１９９１年１０月に請求して、１９９３年９月に認可された米国特許Ｎｏ５，２４５，５２０の回路の実施例である。図２ａはハーフブリッジ非対称正方向のコンバーター（Ｈａｌｆ ｂｒｉｄｇｅ ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃａｌ ｂｕｃｋ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）と呼ばれ、図２ｂはフールブリッジ非対称正方向のコンバーター（ＦＵｌｌ ｂｒｉｄｇｅ ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃａｌ ｂｕｃｋ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）と呼ばれている。二つ回路には、変圧器のリークリアクトルに同調する補助リアクトル（ａｕｘｉｌｉａｒｙ ｉｎｄｕｃｔｏｒ）Ｌａが追加されているため、ＺＶＳの効果を果たしたときに、変圧器に発熱問題が起きない。しかし、補助リアクトルＬａと変圧器のプライマリーコイルの両端におけるストレーキャパシターとの間に、無視できないリンギングが生じる。リンギング電流がリアクトルおよび変圧器のコイルを行き来し発振するので、磁気コアには、誘導加熱（ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ）の作用が起きて、効率が低下する。また、寄生発振がＥＭＩのノイズを増加する他、変圧器のセカンダリーコイルヘ反映すると、セカンダリーの整流素子の耐圧を１、５倍以上向上しなければならない。それはＰａｕｌ Ｉｍｂｅｒｔｓｏｎのブリッジ非対称正方向コンバーターの欠点である。
【０００７】
図３に示すのはＰａｕｌ Ｉｍｂｅｒｔｓｏｎの回路では、変圧器のプライマリーコイル、セカンダリーコイルに発生したリンギングである。
（イ）フライバック方式のＺＶＳ回路（Ｆｌｙｂａｃｋ Ｚｅｒｏ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）。
【０００８】
図４はＣｈｒｉｓｔｏｐｈｅｒＰ．ＨｅｎｚｅとＨｕｂｅｒｔＣ．Ｍａｒｔｉｎ，Ｊｉ．の１９９１年１０月に認可された米国特許Ｎｏ５，０５７，９８６の回路の実施例である。該実施例では、補助リアクトルが追加されないので、ＺＶＳを達成するために、変圧器のエアギャップを大きくさせている。それで、変圧器のプライマリーの磁気化電流ＰッＰ値がセカンダリーから、プライマリーまで反射した負荷電流より大きい。それはＰｕｔｒｉｃｅＲ．Ｌｅｔｈｅｌｌｉｅｒの特許と同様に、変圧器の異常発熱を招く。そんな問題を解決するために、変圧器の寸法を拡大させ、放熱の能力を向上させなければならない。
【０００９】
図５はＷｉｔｔｅｎｂｒｅｄｅｒ，Ｊｒ．とＥｒｎｅｓｔＨ．の１９９５年３月に認可された米国特許Ｎｏ５，４０２，３２９の回路の実施例である。該実施例では、補助リアクトルが追加されるので、変圧器のプライマリーの磁気化電流ＰッＰ値をセカンダリーから、プライマリーまで反射した負荷電流より大きくさせる必要なく、ＺＶＳの効果が簡易に達成できる。補助リアクトルが変圧器巻き線の弛みリンクで、形成したリークリアクトルを利用し、または外部に追加したリアクトルを利用する。しかし方式を問わず、該特許には前述したの特許と同様に、リンギングの副作用が生じる。
図６はＷｉｔｔｅｎｂｒｅｄｅｒ，Ｊｒ．とＥｒｎｅｓｔＨ．の回路で、変圧器のプライマリーコイルおよびセカンダリーコイルに発生したリンギングである。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
前述したように、伝統電力の転換装置において、ＺＶＳをしている際、寄生リンギング（Ｐａｒａｓｉｔｉｃ Ｒｉｎｇｉｎｇ）が電力整流スイッチ（Ｐｏｗｅｒ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ Ｓｗｉｔｃｈｅｓ）の切り換え瞬間に起き、磁気コアには、誘導加熱の作用が生じるので、効率の向上が極めて制限される。同時に、ＥＭＩのノイズを増加する他、整流素子も高い逆方向の電圧衝撃を受ける。
したがって本発明の目的は、リンギングが招く数多の欠点を改善し、電力の転換装置に使用可能な、リンギングのないＺＶＳ（Ｚｅｒｏ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）方法およびＺＶＳ電力転換装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上述の目的を達成するための本発明の請求項に記載のＺＶＳ方法は、伝統電力の転換装置において、補助のリアクトル（ａｕｘｉｌｉａｒｙ ｉｎｄｕｃｔｏｒ）およびバランスキャパシタ（ｂａｌａｎｃｅ ｃａｐａｃｉｔｏｒ）を持つＺＶＳ回路を改めてレイアウトする。それら回路の適当な位置に、少なくとも、リアクトル電流の短絡用のダイオード（ｉｎｄｕｃｔｏｒ ｃｕｒｒｅｎｔ ｓｈｏｒｔｅｄ ｄｉｏｄｅ）を一つ追加する。同ダイオードは補助のリアクトルと電力の転換装置における変圧器のプライマリーのストレーキャパシター（ｓｔｒａｙ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ）との間に形成される寄生発振（ｐａｒａｓｉｔｉｃ ｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎ）を抑制する。そうすると、補助のリアクトルと主な変圧器との寄生発振により、電磁気のノイズの干渉問題を避けるばかりでなく、セカンダリーの整流素手の耐圧規定（ｒｅｖｅｒｓ ｖｏｌｔａｇｅ ｒａｔｉｎｇ）要求も有効的に軽減される。結局、補助のリアクトルを持つＺＶＳ回路はより高いエネルギーの転換効率、電力の密度を達成すると同時に、国際電気、磁気の干渉規定（ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ ＥＭＩ ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎｓ）の要求を満たすことも易い。
【００１２】
また、ＺＶＳ回路の補助のリアクトルを変圧器プライマリーコイルと二つのパワーＭＯＳＦＥＴｓ（以下、電力スイッチを略称する。）の直列接続接点との間に設置される。また、変圧器のプライマリーコイルと外部に追加したリアクトルとの回路接点には、少なくとも、一つのダイオードを追加している。ダイオードは外部に追加したリアクトルのリンギングが始まる際、それぞれ対応した電力スイッチと作用して、補助のリアクトルの電流を短絡させ、変圧器のプライマリーのストレーキャパシタ電圧を抑制し、その発振を制止する。その結果、リンギングの発生を有効的に避けると共に、高効率、高密度、低ノイズのＺＶＳ方法という目的も達成される。
【００１３】
そして、リンギングがない技術をフライバック方式、電圧上昇方式、電圧低降方式などの電力の転換装置に応用可能であるため、電力の転換装置はリンギングの発生を有効的に避けると共に、電力の損失も有効的に低降され、電力の密度も大幅に向上される。また、電力スイッチに累積した熱のエネルギー、放熱薄片の体積サイズ。を低減させる。それで、電力の転換装置は色々な小型化電子製品の設計に応用されやすい。
結局、補助のリアクトルを具有しない共振タイプのＺＶＳがＺＶＳの目的を実現するために、変圧器のリークリアクトルに依頼しすぎるせいで、設計、製造するときに、設計規格を満足しにくいし、大量生産できないなど欠点を除く。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
本発明は電力の転換装置に使われる、リンギングのないＺＶＳ（Ｚｅｒｏ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）技術に関するものである。該技術は電力の転換装置のＺＶＳ回路において、変圧器のプライマリーの発振用Ｌ−Ｃ共振回路でリンギングが生じる際、リアクトルの電流を短絡させ、キャパシタの電圧を抑制する。そうすると、ＺＶＳ回路からでてくる寄生リンギングを有効的に除く。
【００１５】
本発明は伝統電力の転換装置において、補助のリアクトルおよびバランスキャパシタを持つＺＶＳ回路を改めてレイアウトする。ＺＶＳ回路の補助のリアクトルを変圧器プライマリーコイルと二つの電力スイッチとの直列接続接点との間に設置する。また、電力の転換装置が半波整流または全波整流であることに応じて、変圧器のプライマリーコイルと外部に追加したリアクトルとの回路接点には、一つ又は二つのダイオードを追加する。それらダイオードは補助のリアクトルと変圧器のプライマリーのストレーキャパシタとで形成されているＬ−C回路のリンギングが始まる際、それぞれ対応した電力スイッチと作用して、補助のリアクトルの電流を短絡させ、変圧器のプライマリーのストレーキャパシタ電圧を抑制し、その発振を制止する。その結果、リンギングの発生を有効的に避けると共に、高効率、高密度、低ノイズなどＺＶＳの目的も達成される。
【００１６】
図７は本発明の具体的な実施例（一）である。主に、本発明のリンギングのない技術をハーフブリッジ正方向の全波整流回路の設計に応用する。ここでは、ハーフブリッジ正方向のＺＶＳ全波整流回路（Ｈａｌｆ−Ｂｒｉｄｇｅ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｉｎｇ−Ｆｒｅｅ Ｚｅｒｏ−Ｖｏｌｔａｇｅ−Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｆｕｌｌ−Ｗａｖｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）と呼ばれる。該実施例では、回路が入力電圧のフィルターキャパシタＣｉｎを含む。キャパシタＣｉｎの正極および負極を入力電圧Ｖｉｎの正極および負極に跨がせる。直列接続されている電力スイッチＱ１、Ｑ２を並列に配する。電力スイッチＱ２のドレーン（ｄｒａｉｎ）がキャパシタＣｉｎの正極に接続され、ソース（ｓｏｕｒｃｅ）が電力スイッチＱ１のドレーンに接続される。電力スイッチＱ１のソースがキャパシタＣｉｎの負極に接続されるので、キャパシタＣｉｎが安定した入力電圧を変圧器の使用に提供可能となる。変圧器は主に、電気のエネルギーをセーブ又は釈放させるため、プライマリーコイルＮｐ、セカンダリーコイルＮｓ１、セカンダリーコイルＮｓ２が設けられている。リアクトルはそれぞれＬｐ、Ｌｓ１、Ｌｓ２で、コイルの表示は図７に示すようになる。プライマリーコイルＮｐの一端はバランスキャパシタＣｂの負極に接続され、他端は補助リアクトルＬａを経由して、二つの電力スイッチＱ１、電力スイッチＱ２の間の回路に接続される。キャパシタＣｂの正極は電力スイッチＱ２のドレーンに接続される。本実施例では、プライマリーコイルＮｐと補助リアクトルＬａとの間の回路はダイオードＤ４、Ｄ３を経由して、それぞれ、電力スイッチＱ２のドレーン、Ｑ１のソースに接続される。そして、ダイオードＤ４（又はＤ３）はそれぞれ電力スイッチＱ２（またはＱ１）に接続され、回路にリンギングが発生するときに、補助リアクトルＬａの電流が電力スイッチＱ２およびダイオードＤ４（または電力スイッチＱ１、ダイオードＤ３）に短絡され、リンギングを低減させる。セカンダリーコイルＮｓ１、Ｎｓ２の一端は出力電圧のフィルターキャパシタＣｏの負極に接続され、他端はそれぞれダイオードＤ１、Ｄ２の正端に接続される。それらダイオードＤ１、Ｄ２の負端はリアクトルＬｏを経由して、キャパシタＣｏの正極に接続されるので、キャパシタＣｏは安定した直流出力電圧Ｖｏを出力端の跨る負荷に提供可能となる。
【００１７】
前述リンギングから招いた影響を著しく示して強調するために、まずは図７の実施例におけるリアクトルＬａの短絡用の二つダイオードＤ３、Ｄ４を外す。図８に示すようにオシロスコープにより、電圧、電流の波形を測定する。それら波形から調べて見ると、リンギングがｔ３−ｔ８の後にでてくることが容易に分かる。次に、ダイオードＤ３、Ｄ４を本来の位置へ戻すと、図９に示すように、同じ測量ポイントに測った電圧、電流波形は−ｔ３−ｔ８の後に、リンギングが依然として生じるが−ｔ４−ｔ９に至るときに抑制されるので−ｔ５−ｔ１０では軽微の発振しか残っていないということが分かる。以上のように本実施例により発振のＬ−Ｃ回路で、二つのダイオードを利用して、リアクトルの電流を短絡すると、キャパシタの電圧を抑制し、発振を制止しリンギングを有効的に回避可能となる。
【００１８】
本発明の実施例では、それら電力スイッチＱ１、Ｑ２が個別に導通するときに、それぞれ二つのダイオードＤ３、Ｄ４と相互に作用して、リンギングを抑制するという原理を具体的に説明するために、特に、図９ａに示した波形図を拡大し、図９ｂのように１０期間に分ける。図１０は１０期間の回路図である。該回路図には、太い線の部分は働いている回路を代表し、細い線の部分は働かない回路を代表し、点線の部分はＺＶＳ導通しているうちに、回路の変化状態を代表する。各期間の、回路の行為の詳細は以下のようになる。
（１）ｔ１０−ｔ１の期間
図１０−１ａの回路図は、該期間及び前の期間とも、エネルギーを伝送している。該期間には、電力スイッチＱ１とダイオードＤ１が導通の状態になって、電流は入力端Ｖｉｎの正端から流れて入り、バランスキャパシタＣｂ、プライマリーコイルＮｐ、補助リアクトルＬａ、電力スイッチＱ１を経由したあとで、入力端Ｖｉｎの負端へ戻る。そのときに、プライマリーのバランスキャパシタＣｂ、補助リアクトルＬａが充電され、セカンダリーのリアクトルＬｏ、キャパシタＣｏも充電される。
（２）ｔ１−ｔ２の期間
【００１９】
図１０−１ｂの回路図では、電力スイッチＱ２はＺＶＳ導通の共振期間である−ｔ１のときに、電力スイッチＱ１がオープンして、補助リアクトルＬａ、変圧器プライマリーのイコールリアクトルＬｎｐは電力スイッチＱ１、Ｑ２の寄生キャパシタＣQ1、ＣQ2と、Ｌ−Ｃの共振タンクを形成している。しかも、時間ｔ１のときに、補助リアクトルＬａの電流ｉLaを共振の始めの電流として、それぞれ寄生キャパシタＣQ1、ＣQ2へ充電する。この共振で、電力スイッチＱ２がＺＶＳの可能性を獲得する。プライマリーのコイルＮｐの電圧がゼロになるときに、ダイオードＤ２は導通し始め、導通しているダイオードＤ１と相互に作用することにより、変圧器のセカンダリーコイルを短絡の状態にする。のちに、補助リアクトルＬａの手伝いで、寄生キャパシタＣQ1、ＣQ2が持続的に充電される。キャパシタＣQ1の電圧ＶｄｓがＶｉｎより高いときに、寄生ダイオードＤQ2が導通されるので、電力スイッチＱ２のＺＶＳ導通機会が形成される。
（３）ｔ２−ｔ３の期間
【００２０】
図１１ａのイコール回路図は、補助リアクトルＬａの電流が方向を転換する期間である。該期間には、ダイオードＤ１、Ｄ２とも、導通の状態になるので、プライマリーのコイルＮｐに、電圧がない。その時に、寄生ダイオードＤQ2、電力スイッチＱ２とも、導通され、補助リアクトルＬａの電圧がキャパシタＣｂの電圧Ｖｃｂに等しい。電流のスロープは−Ｖｃｂ／Ｌａである。電流ｉLaが正値ならば、キャパシタＣｂが充電されていることを表示し、電流ｉLaが負値ならば、キャパシタＣｂの放電が始まることを表示する。
（４）ｔ３−ｔ４の期間
【００２１】
図１１ｂのイコール回路図を御覧なさい。その期間はリンギングの上半側（ｒｉｎｇｉｎｇ ｉｎ ｕｐｐｅｒ ｓｉｄｅ）の形成期間である−ｔ３のときに、キャパシタＣｂの放電で、プライマリーのコイルＮｐの電圧がゼロから、負値へ転換するので、ダイオードＤ１が逆のバイアスで、カットオフされる。補助リアクトルＬａと変圧器プライマリーのストレーキャパシタＣNpが共振タンクを形成する。このときに、ダイオードＤ４がなければ、ＣNpが充電、放電され、リンギングが起きる。
（５）ｔ４−ｔ５の期間
【００２２】
図１２ａのイコール回路図はリンギングの上半側電流の短絡期間である。ダイオードＤ１がカットオフされてから、電圧Ｖｄ３が急に上昇している。電圧Ｖｄ３が入力電圧Ｖｉｎより高いと（ｔ４のときに）、ダイオードＤ４が導通されて、補助リアクトルＬａの電流が直ちに、電力スイッチＱ２及びダイオードＤ４に短絡され、リンギングが止るので、リンギングのない上半側の目標を実現する−ｔ５のときに、ダイオードＤ４の電流がダイオードＤ４を導通させることができないので、補助リアクトルＬａのエネルギーが軽微の残留発振しかせず、回路に影響を及ぼさない。
（６）ｔ５−ｔ６の期間
【００２３】
図１２ｂのイコール回路図は、該期間および前の期間とも、エネルギーを伝送する。該期間には、電力スイッチＱ２とダイオードＤ２が導通の状態になって、電流はキャパシタＣｂの正端から、電力スイッチＱ２、補助リアクトルＬａ、プライマリーコイルＮｐを経由した後、キャパシタＣｂの負端へ戻る。そのときに、キャパシタＣｂのエネルギーは変圧器を経由して、セカンダリーの回路とリンクして、ダイオードＤ２により、リアクトルＬｏ、キャパシタＣｏへ充電する。
（７）ｔ６−ｔ７の期間
【００２４】
図１３ａのイコール回路図の期間は、電力スイッチＱ１はＺＶＳ導通機会の共振期間である−ｔ６のときに、電力スイッチＱ２がオープンして、補助リアクトルＬａ、変圧器プライマリーのイコールリアクトルＬＮｐは寄生キャパシタＣQ1、ＣQ2と、Ｌ−Ｃの共振タンクを形成する。しかも、時間ｔ６のときに、補助リアクトルＬａの電流ｉLaを共振の始めの電流として、それぞれ寄生キャパシタＣQ1、ＣQ2へ放電電する。そんな共振で、電力スイッチＱ１がＺＶＳの可能性を獲得する。プライマリーのコイルＮｐの電圧がゼロになるときに、ダイオードＤ１は導通し始まって、導通しているうちのダイオードＤ２と相互に作用することにより、変圧器のセカンダリーコイルを短絡の状態べさせる。のちに、補助リアクトルＬａの手伝いで、寄生キャパシタＣQ1、ＣQ2が持続に放電される。キャパシタＣQ1の電圧ＶｄｓがＶｉｎより低いときに、寄生ダイオードＤQ1が導通されるので、電力スイッチＱ１のＺＶＳ導通機会が形成される。
（８）ｔ７−ｔ８の期間
【００２５】
図１３ｂのイコール回路図の期間は補助リアクトルＬａの電流ｉLaが方向を転換する期間である。該期間には、ダイオードＤ１、Ｄ２とも、導通の状態になるので、プライマリーのコイルＮｐに、電圧がない。その時に、寄生ダイオードＤQ1、電力スイッチＱ１とも、導通され、補助リアクトルＬａの電圧が入力電圧ＶｉｎとキャパシタＣｂの電圧Ｖｃｂとの間の差異Ｖｉｎ−Ｖｃｂに等しい。電流ｉLaのスロープは（Ｖｉｎ−Ｖｃｂ）／Ｌａである。電流ｉLaが負値ならば、キャパシタＣｂが放電されていることを表示し、電流ｉLaが正値ならば、キャパシタＣｂの充電が始まることを表示する。
（９）ｔ８−ｔ９の期間
【００２６】
図１４ａのイコール回路図の期間はリンギングの下半側（ｒｉｎｇｉｎｇ ｉｎ ｌｏｗｅｒ ｓｉｄｅ）の形成期間である−ｔ８のときに、キャパシタＣｂの充電で、プライマリーのコイルＮｐの電圧がゼロから、正値へ転換するので、ダイオードＤ２が逆のバイアスで、カットオフされる。補助リアクトルＬａと変圧器プライマリーのストレーキャパシタＣNpが共振タンクを形成する。このときに、ダイオードＤ３がなければ、ＣNpが充電、放電され、リンギングが起きる。
（１０）ｔ９−ｔ１０の期間
【００２７】
図１４ｂのイコール回路図の期間は、リンギングの下半側電流の短絡期間である。該期間には、ダイオードＤ２がカットオフされてから、電圧Ｖｄ３が急に降下している。電圧Ｖｄ３がゼロより低いと（つまり−ｔ９のときに）、ダイオードＤ３が導通されて、補助リアクトルＬａの電流が直ちに、電力スイッチＱ１及びダイオードＤ３に短絡され、リンギングが止るので、リンギングのない下半側の目標を実現する−ｔ１０のときに、ダイオードＤ３の電流がダイオードＤ３を導通させることができず、補助リアクトルＬａのエネルギーが軽微の残留発振しか足りなくて、回路に影響を及ぼさない。
【００２８】
上述した説明から調べると、実施例（一）では−ｔ４−ｔ５の期間において、上半側のリンギングの電流が短絡され−ｔ９−ｔ１０の期間において、下半側のリンギングの電流が短絡されるということがいえる。実施例（一）はリンギングがない状況で、スムーズにＺＶＳの切り換え動作を行う。
【００２９】
その他、一般の電力転換装置はＺＶＳの切り換え技術を応用したときに出てくるリンギングはほぼ上半側と下半側二種類のリンギングに分けられるということが分かる。
さらに、本発明の二種類のリンギングを抑制する原理および利点を以下、図１５から図２０に示す。
（ａ）下半側のリンギングの抑制される原理、利点について。
（１）ｔ７−ｔ８の期間
【００３０】
図１５ａのイコール回路図の期間は補助リアクトルＬａの電流ｉLa、の方向が転換される期間である。該期間には−ｔ７の始めに、変圧器がダイオードＤ２、Ｄ１に短絡され、補助リアクトルＬａの電流ｉLaが急にあがる−ｔ７ａのときに、電流ｉLaが負値から正値へ転換する−ｔ８のあと、電流ｉLaがダイオードＤ２のオープンのために、緩和のスロープで、あがっている。
（２）ｔ８−ｔ９の期間
【００３１】
図１５ｂのイコール回路図の期間は下半側のリンギングの始め期間である。利便に説明するために、図１７のリンギングを抑制する下半回路の電圧、電流波形を参照する。補助リアクトルＬａの電流は二つの部分に分けられる。ｉpのように表示されたのはそれぞれプライマリーコイルに流れる電流の部分であり、その大きさと負荷との関係がなくて、リンギングに影響しない。ｉCS、ｉD3のように表示されたのはそれぞれプライマリーのストレーキャパシタＣｓ、ダイオードＤ３に流れる電流の部分であり、その大きさと負荷との関係がなくて、リンギングだけと関係がある−ｔ８のときに、ダイオードＤ２がオープンされ、変圧器の短絡が解除される。補助リアクトルＬａと変圧器プライマリーのストレーキャパシタＣｓがＬーＣ共振タンクを形成する。しかも、Ｖ（Ｌａ）＝Ｖｉｎ−ＶＣｂ、Ｖ（Ｃｓ）＝０を始めの条件として、共振し始める。ストレーキャパシタＣｓの充電で、ダイオードＤ３の電圧が急に降下される。負値になるときにダイオードＤ３が導通される。補助リアクトルＬａの共振電流が直ちにダイオードＤ３、電力スイッチＱ１に短絡されるので、まもなく発生しようとしているリンギングを抑制する−ｔ９のときに、ストレーキャパシタＣｓ、補助リアクトルＬａに累積したエネルギーと同じであり、皆、次の公式で表示される。
Ｅ（Ｃｓ）=Ｅ（Ｌａ）＝１／２Ｃｓ（Ｖｉｎ−Ｖｖｂ）2 （１）
（３）ｔ９−ｔ１０の期間
【００３２】
図１６のイコール回路図の期間には、下半側のリンギングが抑制される。リンギングがダイオードＤ３に抑制されなくて、共振のダンピーンがない（ｄａｍｐｉｎｇ ｒａｔｉｏ＝０）場合に、変圧器プライマリーのストレーキャパシタＣｓの電圧がＶｉｎ−ＶＣｂの２倍まで充電されるので、ストレーキャパシターＣｓに最大のエネルギーが累積される。
その値は次の公式で表示される。
Ｅ（Ｃｓ）＝１／２Ｃｓ［２（Ｖｉｎ−Ｖｃｂ）］2 （２）
【００３３】
また、リンギングがダイオードＤ３に抑制されないが、ＲＣのダンピーン回路（ＲＣｓｎｕｂｂｅｒ ｃｉｒｃｕｉｔ）がある場合に、リンギングの影響を完全に除くために、ストレーキャパシタＣｓに累積された最大のエネルギーがＲＣのダンピーン回路に使われつくす。下半側のリンギングがダイオードＤ３に抑制されたあとで、補動リアクトルＬａのｔ９ときに累積したエネルギーはｔ９−ｔ１０の期間に、ダイオードＤ３に使われて尽くす。それで推算すれば、下半側のリンギングが抑制されるので、回路の損失が滅られて、減少量は公式（２）から、公式（１）をマイナスして、次のように表示される。
減少量＝３／２Ｃｓ（Ｖｉｎ−ＶＣｂ）2 （３）
【００３４】
以上の分析から調べてみると、実施例（一）の下半側に、リンギングがないＺＶＳ方法を追加すれば、下半側のリンギングの招いたエネルギー損失が四分の三減られるということが分かる。
（ｂ）上半側のリンギングの抑制される原理、利点について。
【００３５】
上半側のリンギングの抑制される原理と下半側のリンギングの抑制される原理は同様であるが、節約のエネルギーが異なる。
（１）ｔ２ａ−ｔ３の期間
図１８ａのイコール回路図の期間は補助リアクトルＬａの電流ｉLaの方向が転換される期間である。該期間は−ｔ２の始めに、変圧器がダイオードＤ１、Ｄ２に短絡され、補助リアクトルＬａの電流ｉLaが急に降下する−ｔ２ａのときに、電流ｉが正値から負値へ転換する。
【００３６】
−ｔ３のあと、電流ｉLaがダイオードＤ１のオープンのために、緩和のスロープで、継続に降下している。
（２）ｔ３−ｔ４の期間
図１８ｂのイコール回路図の期間はリンギングの始め期間である。利便に説明するために、図２０のリンギングを抑制する上半回路の電圧、電流波形図を参照する。その補助リアクトルＬａの電流は二つの部分に分けられる。ｉpのように表示されたのはそれぞれプライマリーコイルに流れる電流の部分であり、その大きさと負荷との関係がなくて、リンギングに影響しない。ｉCs、ｉD4のように表示されたのはそれぞれプライマリーのストレーキャパシタＣｓ、ダイオードＤ３に流れる電流の部分であり、その大きさと負荷との関係がなくて、リンギングだけと関係がある−ｔ３のときに、ダイオードＤ１がオープンされ、変圧器の短絡が解除される。補助リアクトルＬａと変圧器プライマリーのストレーキャパシタＣｓが共振タンクを形成する。しかも、Ｖ（Ｌａ）=Ｖｉｎ、Ｖ（Ｃｓ）=０を始めの条件として、共振し始める。ストレーキャパシタＣｓの充電で、ダイオードＤ３の電圧が急にあがる。入力電圧以上になるときに、ダイオードＤ４が導通される。補助リアクトルＬａの共振電流が直ちにダイオードＤ４、電力スイッチＱ２に短絡されるので、まもなく発生しようとしているリンギングを抑制する−ｔ４のときに、ストレーキャパシタＣｓ、補助リアクトルＬａに累積したエネルギーと同じであり、皆、次の公式で表示される。
Ｅ（Ｃｓ）＝Ｅ（Ｌａ）＝１／２ＶＣｂ2 （４）
（３）ｔ４−ｔ５の期間
【００３７】
図１９のイコール回路図の期間には、上半側のリンギングが抑制される。リンギングがダイオードＤ４に抑制されなくて、共振のダンピーンがない場合に、変圧器プライマリーのストレーキャパシタＣｓの電圧がＶＣｂの２倍まで充電されるので、ストレーキャパシタＣｓに最大のエネルギーが累積される。その値は次の公式で表示される。
Ｅ（Ｃｓ）=２ＣｓＶＣｂ2 （５）
【００３８】
また、リンギングがダイオードＤ４に抑制されないが、ＲＣのダンピーン回路がある場合に、リンギングの影響を完全に除くために、ストレーキャパシタＣｓに累積した最大のエネルギーがＲＣのダンピーン回路に使われ尽くす。上半側のリンギングがダイオードＤ４に抑制されたあとで、補助リアクトルＬａのｔ４ときに累積したエネルギーはｔ４−ｔ５の期間に、ダイオードＤ４に使われ尽くす。それで推算すれば、上半側のリンギングが抑制されるので、回路の損失が減られて、減少量は公式（５）から、公式（４）をマイナスして、次のように表示される。
減少量=３／２ＣｓＶＣｂ2 （６）
【００３９】
以上の分析から調べてみると、実施例（一）の上半側に、本発明のリンギングがないＺＶＳ方法を追加すれば、上半側リンギングの招いたエネルギー損失が四分の三減られる。
公式（２）、公式（５）を合計すると、上、下半側のリンギングの招いたトータルエネルギー損失は次のように表示される。
リンギングのトータル損失＝２Ｃｓ[（Ｖｉｎ−ＶＣｂ）2＋ＶＣｂ2] （７）
【００４０】
公式（１）、公式（４）を合計すると、上、下半側のリンギングを抑制する場合に招いたトータルエネルギー損失は次のように表示される。
リンギングのないトータル損失＝１／２Ｃｓ[（Ｖｉｎ−ＶＣｂ）2＋ＶＣｂ2］（８）
実施例（一）では、変圧器プライマリーのストレーキャパシタＣｓが１００ｐＦで、入力電圧Ｖｉｎが４００Ｖで、キャパシタＣｂの電圧が１００Ｖであれば、電力転換装置のリンギングがＲＣダンピーン回路で消耗する場合に、卜ータルエネルギー損失は２０μＪで、リンギングのないトータル損失は５．０μＪである。つまり、リンギングがない場合に、エネルギー損失の減少量は１５μＪである。そのときに、電力転換装置の作業周波が１００ｋＨｚならば、ＲＣダンピーン回路の損失は２．０Ｗで、リンギングのない損失は０．５Ｗで、減少量は１．５Ｗである。作業周波を２００ｋＨｚまで高めると、ＲＣダンピーン回路の損失は４．０Ｗで、リンギングのない損失は１Ｗで、減少量は３Ｗである。要するに、リンギングの損失が回路の作業周波に伴って、次第に増加されるのは電力転換装置の伝統設計、製造業者がＺＶＳ切り換え回路を設計するときに、いつも最高周波を突破することができないという重要な原因である。でも、そんな障害は本発明のリンギングのない技術をいれると、リンギングの招いたエネルギー損失を有効的に除くので、ＺＶＳ切り替え回路の作業周波、電力転換装置の電力密度を大幅に向上させる。
【００４１】
図２１は本発明による、図７の具体的な実施例において、獲得した効率成果図である。この実施例では、入力電圧Ｖｉｎは３７０Ｖの直流で、出力電圧Ｖｏｕｔは１２Ｖ／５Ａで、作業周波は６０ｋＨｚで、変圧器のプライマリーのリアクトルＬｐは１．２ｍＨ、リークリアクトルは４．５μＨで、追加の補助りアクトルＬａは３５μＨである。第一本の曲線がＲＣダンピーン回路で、リンギングを除くので、効率が９１％しかない。第二本の曲線が第一本の曲線との同じ作業条件にいるが、ＲＣの代わりに、リンギングを抑制するダイオードＤ３、Ｄ４で、リンギングを除く。ダンピーン回路の消耗がないので、効率が９２％まで向上される。第三本の曲線が第二本の曲線との同じ作業条件にいるが、リンギングがないので、セカンダリーの整流ダイオードが耐圧１００Ｖ、正方向の電圧降下Ｖｆ０．６５Ｖのダイオードを使って、効率が９４％まで向上される。
【００４２】
図２２は本発明による、図７の具体的な実施例において、獲得した電磁気干渉の成果図である。上方の図面はリンギングがある場合の周波−ｄＢ図で、した方の図面はリンギングがない場合の周波−ｄＢ図である。２．５ＭＨｚの近くに、約６ｄＢの改善がある。２、５ＭＨｚはほぼリンギングの周波だから、リンギングを抑制したあとで、勿論、周波−ｄＢ図には、ノイズが見えない。
【００４３】
図２３は本発明の具体的な実施例（二）である。主に、本発明のリンギングがない技術をハーフブリッジブースト正方向の全波整流回路の設計に応用する。ここで、ハーフブリッジブースト正方向のＺＶＳ全波整流回路と呼ばれる。
該実施例では、回路が入力電圧のフィルターキャパシタＣｉｎを含む。キャパシタＣｉｎの正極および負極を入力電圧Ｖｉｎの正極および負極に跨がせる。直列接続されている電力スイッチＱ１、Ｑ２およびキャパシタＣｂを並列に配する。キャパシタＣｂの負極がキャパシタＣｉｎの正極に接続され、正極が電力スイッチＱ２のドレーンに接続される。電力スイッチＱ２のソースがＱ１のドレーンに接続される。電力スイッチＱ１のソースがキャパシタＣｉｎの負極に接続されるので、キャパシタＣｉｎが安定した入力電圧を変圧器の使用に提供可能となる。変圧器には、プライマリーコイルＮｐ、セカンダリーコイルＮｓ１、Ｎｓ２を設けられている。それらコイルの表示が図２３の示すようになる。プライマリーコイルＮｐの一端はバランスキャパシタＣｂの負極に接続され、もう一端は補助リアクトルＬａを経由して、二つの電力スイッチＱ１、Ｑ２の間における回路に接続される。該実施例では、プライマリーコイルＮｐと補助リアクトルＬａとの間における回路はダイオードＤ４、Ｄ３を経由して、それぞれ、電力スイッチＱ２のドレーン、Ｑ１のソースに接続される。そして、ダイオードＤ４（又はＤ３）はそれぞれ電力スイッチＱ１、Ｑ２に接続され、回路にリンギングが発生するときに、補助リアクトルＬａの電流ｉLaが電力スイッチＱ２、ダイオードＤ４（または電力スイッチＱ１、ダイオードＤ３）短絡され、リンギングを終止させる。セカンダリーコイルＮｓ１、Ｎｓ２の回路の接続方式は実施例（一）のセカンダリー一側の回路接続とまったく同じである。
【００４４】
図２４は本発明の具体的な実施例（三）である。主に、本発明のリンギングがない技術をハーフブリッジ正方向の半波整流回路の設計に応用する。ここで、ハーフブリッジブースト正方向のＺＶＳ半波整流回と呼ばれる。該実施例では、回路は入力電圧のフィルターキャパシタＣｉｎを含む。キャパシタＣｉｎの正極および負極を入力電圧Ｖｉｎの正極および負極に跨ぐ。それには、直列接続されている電力スイッチＱ１、Ｑ２を並列に配する。電力スイッチＱ２のドレーンがキャパシタＣｉｎの正極に接続され、電力スイッチＱ１のソースがキャパシタＣｉｎの負極に接続されるので、キャパシタＣｉｎが安定の入力電圧を変圧器の使用に提供できる。変圧器には主に、プライマリーコイルＮｐ、セカンダリーコイルＮｓが設けられている。それらコイルの表示が図２４に示すようになる。プライマリーコイルＮｐの一端はバランスキャパシタＣｂの負極に接続され、もう一端は補助リアクトルＬａを経由して、二つの電力スイッチＱ１、Ｑ２の間における回路に接続される。キャパシタＣｂの正極が電力スイッチＱ２のドレーンに接続される。該実施例では、プライマリーコイルＮｐと補助リアクトルＬａとの間における回路はダイオードＤ４を経由して、それぞれ、電力スイッチＱ２のドレーンに接続される。そして、ダイオードＤ４は電力スイッチＱ２に接続され、回路にリンギングが発生するときに、補助リアクトルＬａの電流ｉLaが電力スイッチＱ２、ダイオードＤ４に短絡され、リンギングを終止させる。セカンダリーコイルＮｓの一端はそれぞれ順序に、ダイオードＤ２の正端、出力電圧のフィルターキャパシタＣｏの負極に接続され、他端はそれぞれ順に、ダイオードＤ１およびリアクトルＬｏを経由して、キャパシタＣｏの正極に接続される。ダイオードＤ２の負端はダイオードＤ１とキャパシタＣｏとの間の回路に接続される。実施例（三）は半波整流を利用するので、リンギングがＤ１のカットオフのときだけに起きる。よって、ダイオードＤ４だけを追加すると、リンギングがない目的を実現可能となる。
【００４５】
図２５は本発明の具体的な実施例（四）である。主に、本発明のリンギングがない技術をハーフブリッジブースト正方向の半波整流回路の設計に応用する。ここで、ハーフブリッジブースト正方向のＺＶＳ半波整流回路と呼ばれる。該実施例では、回路が入力電圧のフィルターキャパシタＣｉｎを含む。キャパシタＣｉｎの正極および負極を入力電圧Ｖｉｎの正極および負極に跨がせる。直列接続されている電力スイッチＱ１、Ｑ２およびキャパシタＣｂを並列に配する。キャパシタＣｂの負極がキャパシタＣｉｎの正極に接続され、正極が電力スイッチＱ２のドレーンに接続される。電力スイッチＱ２のソースがＱ１のドレーンに接続される。電力スイッチＱ１のソースがキャパシタＣｉｎの負極に接続されるので、キャパシタＣｉｎが安定した入力電圧を変圧器の使用に提供できる。変圧器には、プライマリーコイルＮｐ、セカンダリーコイルＮｓが設けられている。それらコイルの表示が図２５に示すようになる。プライマリーコイルＮｐの一端はキャパシタＣｂの負極に接続され、他端は補助リアクトルＬａを経由して、二つの電力スイッチＱ１、Ｑ２の間の回路に接続される。該実施例では、プライマリーコイルＮｐと補助リアクトルＬａとの間における回路はダイオードＤ４を経由して、それぞれ、電力スイッチＱ２のドレーンに接続される。
【００４６】
そして、ダイオードＤ４は電力スイッチＱ２に接続され、回路にリンギングが発生するときに、補助リアクトルＬａの電流が電力スイッチＱ２、ダイオードＤ４に短絡され、リンギングを終止させる。セカンダリーコイルＮｓの回路接続は実施例（三）のセカンダリー側の回路接続と同様である。実施例（四）は半波整流を利用するので、リンギングがＤ１のカットオフのときだけに起きる。よって、ダイオードＤ４だけを追加すると、リンギングがない目的を実現することができる。
【００４７】
図２６は本発明の具体的な実施例（五）である。主に、本発明のリンギングがない技術をハーフブリッジフライバック切り換え回路の設計に応用する。ハーフブリッジフライバックリンギングがないＺＶＳ回路と呼ばれる。該実施例では、回路が入力電圧のフィルターキャパシタＣｉｎを含む。キャパシタＣｉｎの正極および負極を入力電圧Ｖｉｎの正極および負極に跨がせる。直列接続されている電力スイッチＱ１、Ｑ２を並列に配する。電力スイッチＱ２のドレーンがキャパシタＣｉｎの正極に接続され、正極が電力スイッチＱ１のドレーンに接続される。電力スイッチＱ１のソースがキャパシタＣｉｎの負極に接続されるので、キャパシタＣｉｎが安定した入力電圧を変圧器Ｔ１の使用に提供可能となる。
【００４８】
変圧器Ｔ１には、プライマリーコイルＮｐ、セカンダリーコイルＮｓが設けられている。コイルの表示は図２６に示すようになる。プライマリーコイルＮｐの一端はキャパシタＣｂの負極に接続され、他端は補助リアクトルＬａ、ダイオードＤ３を経由して、二つの電力スイッチＱ１、Ｑ２の間の回路および電力スイッチＱ１のソースに接続される。該実施例では、プライマリーコイルＮｐと補助リアクトルＬａとの間の回路はダイオードＤ３を経由して、それぞれ、電力スイッチＱ１のソースに接続される。そして、ダイオードＤ３は電力スイッチＱ１に接続され、回路にリンギングが発生するときに、補助リアクトルＬａの電流ｉLaが電力スイッチＱ１、ダイオードＤ３に短絡され、リンギングを終止させる。セカンダリーコイルＮｓの一端がそれぞれ順に、ダイオードＤ１を経由して、出カフィルターキャパシタＣｏの正極に接続され、他端はキャパシタＣｏの負極に接続されるので、キャパシタＣｏは安定した直流電圧Ｖｏを出力端に接続した負荷に提供可能となる。実施例（五）は半波整流を利用するので、リンギングがＤ１のカットオフのときだけに起きる。よって、ダイオードＤ３だけを追加すると、リンギングがない目的の実現が可能となる。
【００４９】
図２７は本発明の具体的な実施例（六）であり、ハーフブリッジプーストフライバック切り換え回路の設計に応用する。ここではハーフブリッジプーストフライバックリンギングがないＺＶＳ回路と呼ばれる。該実施例では、回路が入力電圧のフィルターキャパシタＣｉｎを含む。キャパシタＣｉｎの正極および負極を入力電圧Ｖｉｎの正極および負極に跨がせる。直列接続されている電力スイッチＱ１、Ｑ２をキャパシタＣｂと並列に配する。キャパシタＣｂの負極がキャパシタＣｉｎの正極に接続され、正極が電力スイッチＱ２のドレーンに接続される。電力スイッチＱ２のソースがＱ１のドレーンに接続される。電力スイッチＱ１のソースがキャパシタＣｉｎの負極に接続されるので、キャパシタＣｉｎは安定した入力電圧を変圧器Ｔ１の使用に提供可能となる。変圧器Ｔ１には、プライマリーコイルＮｐ、セカンダリーコイルＮｓが設けられている。それらコイルの表示はが図２７に示すようになる。プライマリーコイルＮｐの一端はキャパシタＣｂの負極に接続され、他端は補助リアクトルＬａおよびダイオードＤ３を経由して、二つの電力スイッチＱ１、Ｑ２の間の回路および電力スイッチＱ１のソースに接続される。そして、ダイオードＤ３は電力スイッチＱ１に接続され、回路にリンギングが発生するときに、補助リアクトルＬａの電流が電力スイッチＱ１、ダイオードＤ３に短絡され、リンギングを終止させる。セカンダリーコイルＮｓの回路接続は実施例（五）のセカンダリー側の回路接続と同様である。実施例（六）は半波整流を利用するので、リンギングがＤ１のカットオフのときだけに起きる。よって、ダイオードＤ３だけを追加すると、リンギングがない目的を実現することができる。
【００５０】
【発明の効果】
以上の内容をまとめると、本発明のリンギングがないＺＶＳ方法を応用したら、それら電力転換装置は高周波の環境で、ＺＶＳ切り換えを行っても、補助リアクトルが寄生発振で招いた異常発熱の問題を避ける。一方、電力の損失を有効的に低降させ、セカンダリー素子の耐圧定額の要求を有効的に軽減させる。また、作業周波及び電力密度を大幅に向上させ、電磁気の干渉ノイズ、電力スイッチの累積した熟のエネルギー、放熱板体積の大きさを減らすことが可能となる。電力の転換装置は国際電気、磁気の干渉規定の要求を通過しやすいと共に、色々な小型化電手製品の設計にも応用されやすい。
しかしながら、上述の実施例は本発明を説明する理想的な実施例だけで、本発明になにらの形式の制限もない。そのために、該技術習熟者が発明の同じ精神で、どんな改善、変更をしても、すべて本発明の保護される範囲に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 米国特許No．３８３，５９４および米国特許No．４，９７５，８２１の回路を示す図である。
【図２】 米国特許No．５，２４５，５２０の主な回路を示す図である。
【図３】 Ｌｍｂｅｒｓｏｎの特許に開示された回路により発生した、寄生リンギングを示す図である。
【図４】 米国特許No．５，０５７，９８６の主な回路を示す図である。
【図５】 米国特許No．５，４０２，３２９の主な回路を示す図である。
【図６】 Ｗｉｔｔｅｎｂｒｅｄｅｒ，Ｊｒ, とＥｒｎｅｓｔ Ｈ、の回路に発生した寄生リンギングを示す図である。
【図７】 本発明の具体的な実施例（一）を示す回路図である。
【図８】 図７のリンギングを抑制する回路を入れない場合に起こる寄生リンギングを示す図である。
【図９】 図７にリンギングを抑制する回路を入れた場合の、寄生リンギングが消失する波形を示す図である。
【図１０】 図７を１０期間に分けたうちのｔ１０−ｔ１−ｔ２を示すイコール回路図である。
【図１１】 図７を１０期間に分けたうちのｔ２−ｔ３−ｔ４を示すイコール回路図である。
【図１２】 図７を１０期間に分けたうちのｔ４−ｔ５−ｔ６を示すイコール回路図である。
【図１３】 図７を１０期間に分けたうちのｔ６−ｔ７−ｔ８を示すイコール回路図である。
【図１４】 図７を１０期間に分けたうちのｔ８−ｔ９−ｔ１０を示すイコール回路図である。
【図１５】 図７を１０期間に分けたうちのｔ７−ｔ８−ｔ９を示すイコール回路図である。
【図１６】 図７を１０期間に分けたうちのｔ９−ｔ１０を示すイコール回路図である。
【図１７】 リンギングを抑制する下半回路の電圧、電流波形を示す図である。
【図１８】 図７を１０期間に分けたうちのｔ２−ｔ３−ｔ４を示すイコール回路図である。
【図１９】 図７の上半側のリンギングが抑制される期間を示すイコール回路図である。
【図２０】 リンギングを抑制する上半回路の電圧、電流波形を示す図である。
【図２１】 図７の実施例により、獲得した効率成果を示す図である。
【図２２】 本発明の図７の具体的な実施例において、獲得した電磁気干渉の成果を示す図である。
【図２３】 本発明による、具体的な実施例（二）である。
【図２４】 本発明による、具体的な実施例（三）を示す図である。
【図２５】 本発明による、具体的な実施例（四）示す図である。
【図２６】 本発明による、具体的な実施例（五）示す図である。
【図２７】 本発明による、具体的な実施例（六）示す図である。
【符号の説明】
Ｃｂ バランスキャパシタ
Ｃｉｎ 入力電圧のフィルターキャパシタ
Ｄ１ ダイオード
Ｄ３ 短絡ダイオード
Ｌａ 補助リアクトル
Ｎｐ プライマリーコイル
Ｎｓ１ セカンダリーコイル
Ｑ１ 電力スイッチ
Ｖｉｎ 電圧
Ｖｏ 直流出力電圧
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力の転換装置に使われる、リンギングのないＺＶＳ（Ｚｅｒｏ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）技術に関するものであり、特に、電力の転換装置において、磁気の損失およびスイッチの切り替え損失を有効的に低降させ、セカンダリーの整流素子の耐圧も低降されるリンギングのないＺＶＳ方法ならびにＺＶＳ電力転換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、電子製品の快速的な小型化趨勢を追うために、切り替え方式の電力の転換装置は高周波、高効率、高密度の方向へ向かって発展している。一般的に言えば、パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｐｏｗｅｒ ＭＯＳＦＥＴ）の切り換え速度がバイポーラトランジスタ（Ｂｉｐｏｌａｒ−ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）より、遥かに速いので、業界で採用されている。しかしパワーＭＯＳＦＥＴ（Ｐｏｗｅｒ ＭＯＳＦＥＴ）の寄生キャパシタに残留したエネルギーはＭＯＳＦＥＴが導通されている際、チャンネルによって、抵抗の熱の形式で使い果たされる。切り換え周波は高ければ高いほど、損失が大きい。そんな問題を有効的に解決しないと、切り換え方式の電力の転換装置は高効率、高密度の設計目標へ絶えず発展することができない。
【０００３】
１９８８年、米国のへーンズ（Ｃ．Ｐ．Ｈｅｎｚｅ）、マーチン（Ｈ．Ｃ．Ｍａｒｔｉｎ）、バースライ（Ｄ．Ｗ．Ｐａｒａｌｅｙ）など３名の専門家が共同で、ＩＥＥＥの文献に、ＺＶＳ（Ｚｅｒｏ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）の概念を発表した。以来、各種の実用回路は続々と提出されて、有効的に伝統のパワーＭＯＳＦＥＴに起きる導通の損失問題を解決している。
【０００４】
それら代表的な既存の技術は次の通りである。
（ア）正方向のＺＶＳ回路（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｚｅｒｏ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）。
図１ａはＢｒｕｃｅ Ｗｉｌｋｉｎｓｏｎが１９８９年に請求した米国特許Ｎｏ３８３，５９４の回路の実施例である。該特許では、回路が適当的に制御されて、変圧器が正、負の磁気のエリアに作動するので、同じ出力電力でも、より小さな変圧器を選択できるという利点がある。同回路設計のヒントで、Ｐｕｔｒｉｃｅ Ｒ．ＬｅｔｈｅｌｌｉｅｒはＺＶＳの第一の実用回路を発明した。
【０００５】
図１ｂは１９９０年１０月に認可された米国特許Ｎｏ４，９７５，８２１の回路結構図である。該特許では、ＺＶＳの目的を達成するために、弛みリンクタイプの変圧器を採用し、磁気コアに、エアギャップ（gap）を入れて、必要な磁気化リアクトル及びリークリアクトルを得る。それで、磁気化リアクトル及びリークリアクトルがスイッチＳＷＳＷ1に並列された寄生キャパシタＣｓと、Ｌ−Ｃ共振回路を形成するので、スイッチＳＷ2をオフさせた瞬間に、Ｌ−Ｃ共振回路を共振することにより、スイッチＳＷ1がＺＶＳの条件を獲得する。これと同じように、スイッチＳＷ1をＯＦＦさせる瞬間に、Ｌ−Ｃ共振回路の共振で、スイッチＳＷ2もＺＶＳの条件を獲得する。しかし、磁気コアに、エアギャップおよびリークリアクトルを入れるため、無視できない磁気損失を招くので、回路がＺＶＳの条件を獲得すると同時に、変圧器にも、異常の発熱、効率の低降など欠点もある。
【０００６】
図２はＰａｕｌｌｍｂｅｒｔｓｏｎが１９９１年１０月に請求して、１９９３年９月に認可された米国特許Ｎｏ５，２４５，５２０の回路の実施例である。図２ａはハーフブリッジ非対称正方向のコンバーター（Ｈａｌｆ ｂｒｉｄｇｅ ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃａｌ ｂｕｃｋ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）と呼ばれ、図２ｂはフールブリッジ非対称正方向のコンバーター（ＦＵｌｌ ｂｒｉｄｇｅ ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃａｌ ｂｕｃｋ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）と呼ばれている。二つ回路には、変圧器のリークリアクトルに同調する補助リアクトル（ａｕｘｉｌｉａｒｙ ｉｎｄｕｃｔｏｒ）Ｌａが追加されているため、ＺＶＳの効果を果たしたときに、変圧器に発熱問題が起きない。しかし、補助リアクトルＬａと変圧器のプライマリーコイルの両端におけるストレーキャパシターとの間に、無視できないリンギングが生じる。リンギング電流がリアクトルおよび変圧器のコイルを行き来し発振するので、磁気コアには、誘導加熱（ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ）の作用が起きて、効率が低下する。また、寄生発振がＥＭＩのノイズを増加する他、変圧器のセカンダリーコイルヘ反映すると、セカンダリーの整流素子の耐圧を１、５倍以上向上しなければならない。それはＰａｕｌ Ｉｍｂｅｒｔｓｏｎのブリッジ非対称正方向コンバーターの欠点である。
【０００７】
図３に示すのはＰａｕｌ Ｉｍｂｅｒｔｓｏｎの回路では、変圧器のプライマリーコイル、セカンダリーコイルに発生したリンギングである。
（イ）フライバック方式のＺＶＳ回路（Ｆｌｙｂａｃｋ Ｚｅｒｏ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）。
【０００８】
図４はＣｈｒｉｓｔｏｐｈｅｒＰ．ＨｅｎｚｅとＨｕｂｅｒｔＣ．Ｍａｒｔｉｎ，Ｊｉ．の１９９１年１０月に認可された米国特許Ｎｏ５，０５７，９８６の回路の実施例である。該実施例では、補助リアクトルが追加されないので、ＺＶＳを達成するために、変圧器のエアギャップを大きくさせている。それで、変圧器のプライマリーの磁気化電流ＰッＰ値がセカンダリーから、プライマリーまで反射した負荷電流より大きい。それはＰｕｔｒｉｃｅＲ．Ｌｅｔｈｅｌｌｉｅｒの特許と同様に、変圧器の異常発熱を招く。そんな問題を解決するために、変圧器の寸法を拡大させ、放熱の能力を向上させなければならない。
【０００９】
図５はＷｉｔｔｅｎｂｒｅｄｅｒ，Ｊｒ．とＥｒｎｅｓｔＨ．の１９９５年３月に認可された米国特許Ｎｏ５，４０２，３２９の回路の実施例である。該実施例では、補助リアクトルが追加されるので、変圧器のプライマリーの磁気化電流ＰッＰ値をセカンダリーから、プライマリーまで反射した負荷電流より大きくさせる必要なく、ＺＶＳの効果が簡易に達成できる。補助リアクトルが変圧器巻き線の弛みリンクで、形成したリークリアクトルを利用し、または外部に追加したリアクトルを利用する。しかし方式を問わず、該特許には前述したの特許と同様に、リンギングの副作用が生じる。
図６はＷｉｔｔｅｎｂｒｅｄｅｒ，Ｊｒ．とＥｒｎｅｓｔＨ．の回路で、変圧器のプライマリーコイルおよびセカンダリーコイルに発生したリンギングである。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
前述したように、伝統電力の転換装置において、ＺＶＳをしている際、寄生リンギング（Ｐａｒａｓｉｔｉｃ Ｒｉｎｇｉｎｇ）が電力整流スイッチ（Ｐｏｗｅｒ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ Ｓｗｉｔｃｈｅｓ）の切り換え瞬間に起き、磁気コアには、誘導加熱の作用が生じるので、効率の向上が極めて制限される。同時に、ＥＭＩのノイズを増加する他、整流素子も高い逆方向の電圧衝撃を受ける。
したがって本発明の目的は、リンギングが招く数多の欠点を改善し、電力の転換装置に使用可能な、リンギングのないＺＶＳ（Ｚｅｒｏ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）方法およびＺＶＳ電力転換装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上述の目的を達成するための本発明の請求項に記載のＺＶＳ方法は、伝統電力の転換装置において、補助のリアクトル（ａｕｘｉｌｉａｒｙ ｉｎｄｕｃｔｏｒ）およびバランスキャパシタ（ｂａｌａｎｃｅ ｃａｐａｃｉｔｏｒ）を持つＺＶＳ回路を改めてレイアウトする。それら回路の適当な位置に、少なくとも、リアクトル電流の短絡用のダイオード（ｉｎｄｕｃｔｏｒ ｃｕｒｒｅｎｔ ｓｈｏｒｔｅｄ ｄｉｏｄｅ）を一つ追加する。同ダイオードは補助のリアクトルと電力の転換装置における変圧器のプライマリーのストレーキャパシター（ｓｔｒａｙ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ）との間に形成される寄生発振（ｐａｒａｓｉｔｉｃ ｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎ）を抑制する。そうすると、補助のリアクトルと主な変圧器との寄生発振により、電磁気のノイズの干渉問題を避けるばかりでなく、セカンダリーの整流素手の耐圧規定（ｒｅｖｅｒｓ ｖｏｌｔａｇｅ ｒａｔｉｎｇ）要求も有効的に軽減される。結局、補助のリアクトルを持つＺＶＳ回路はより高いエネルギーの転換効率、電力の密度を達成すると同時に、国際電気、磁気の干渉規定（ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ ＥＭＩ ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎｓ）の要求を満たすことも易い。
【００１２】
また、ＺＶＳ回路の補助のリアクトルを変圧器プライマリーコイルと二つのパワーＭＯＳＦＥＴｓ（以下、電力スイッチを略称する。）の直列接続接点との間に設置される。また、変圧器のプライマリーコイルと外部に追加したリアクトルとの回路接点には、少なくとも、一つのダイオードを追加している。ダイオードは外部に追加したリアクトルのリンギングが始まる際、それぞれ対応した電力スイッチと作用して、補助のリアクトルの電流を短絡させ、変圧器のプライマリーのストレーキャパシタ電圧を抑制し、その発振を制止する。その結果、リンギングの発生を有効的に避けると共に、高効率、高密度、低ノイズのＺＶＳ方法という目的も達成される。
【００１３】
そして、リンギングがない技術をフライバック方式、電圧上昇方式、電圧低降方式などの電力の転換装置に応用可能であるため、電力の転換装置はリンギングの発生を有効的に避けると共に、電力の損失も有効的に低降され、電力の密度も大幅に向上される。また、電力スイッチに累積した熱のエネルギー、放熱薄片の体積サイズ。を低減させる。それで、電力の転換装置は色々な小型化電子製品の設計に応用されやすい。
結局、補助のリアクトルを具有しない共振タイプのＺＶＳがＺＶＳの目的を実現するために、変圧器のリークリアクトルに依頼しすぎるせいで、設計、製造するときに、設計規格を満足しにくいし、大量生産できないなど欠点を除く。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
本発明は電力の転換装置に使われる、リンギングのないＺＶＳ（Ｚｅｒｏ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）技術に関するものである。該技術は電力の転換装置のＺＶＳ回路において、変圧器のプライマリーの発振用Ｌ−Ｃ共振回路でリンギングが生じる際、リアクトルの電流を短絡させ、キャパシタの電圧を抑制する。そうすると、ＺＶＳ回路からでてくる寄生リンギングを有効的に除く。
【００１５】
本発明は伝統電力の転換装置において、補助のリアクトルおよびバランスキャパシタを持つＺＶＳ回路を改めてレイアウトする。ＺＶＳ回路の補助のリアクトルを変圧器プライマリーコイルと二つの電力スイッチとの直列接続接点との間に設置する。また、電力の転換装置が半波整流または全波整流であることに応じて、変圧器のプライマリーコイルと外部に追加したリアクトルとの回路接点には、一つ又は二つのダイオードを追加する。それらダイオードは補助のリアクトルと変圧器のプライマリーのストレーキャパシタとで形成されているＬ−C回路のリンギングが始まる際、それぞれ対応した電力スイッチと作用して、補助のリアクトルの電流を短絡させ、変圧器のプライマリーのストレーキャパシタ電圧を抑制し、その発振を制止する。その結果、リンギングの発生を有効的に避けると共に、高効率、高密度、低ノイズなどＺＶＳの目的も達成される。
【００１６】
図７は本発明の具体的な実施例（一）である。主に、本発明のリンギングのない技術をハーフブリッジ正方向の全波整流回路の設計に応用する。ここでは、ハーフブリッジ正方向のＺＶＳ全波整流回路（Ｈａｌｆ−Ｂｒｉｄｇｅ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｒｉｎｇ−Ｆｒｅｅ Ｚｅｒｏ−Ｖｏｌｔａｇｅ−Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｆｕｌｌ−Ｗａｖｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）と呼ばれる。該実施例では、回路が入力電圧のフィルターキャパシタＣｉｎを含む。キャパシタＣｉｎの正極および負極を入力電圧Ｖｉｎの正極および負極に跨がせる。直列接続されている電力スイッチＱ１、Ｑ２を並列に配する。電力スイッチＱ２のドレーン（ｄｒａｉｎ）がキャパシタＣｉｎの正極に接続され、ソース（ｓｏｕｒｃｅ）が電力スイッチＱ１のドレーンに接続される。電力スイッチＱ１のソースがキャパシタＣｉｎの負極に接続されるので、キャパシタＣｉｎが安定した入力電圧を変圧器の使用に提供可能となる。変圧器は主に、電気のエネルギーをセーブ又は釈放させるため、プライマリーコイルＮｐ、セカンダリーコイルＮｓ１、セカンダリーコイルＮｓ２が設けられている。リアクトルはそれぞれＬｐ、Ｌｓ１、Ｌｓ２で、コイルの表示は図７に示すようになる。プライマリーコイルＮｐの一端はバランスキャパシタＣｂの負極に接続され、他端は補助リアクトルＬａを経由して、二つの電力スイッチＱ１、電力スイッチＱ２の間の回路に接続される。キャパシタＣｂの正極は電力スイッチＱ２のドレーンに接続される。本実施例では、プライマリーコイルＮｐと補助リアクトルＬａとの間の回路はダイオードＤ４、Ｄ３を経由して、それぞれ、電力スイッチＱ２のドレーン、Ｑ１のソースに接続される。そして、ダイオードＤ４（又はＤ３）はそれぞれ電力スイッチＱ２（またはＱ１）に接続され、回路にリンギングが発生するときに、補助リアクトルＬａの電流が電力スイッチＱ２およびダイオードＤ４（または電力スイッチＱ１、ダイオードＤ３）に短絡され、リンギングを低減させる。セカンダリーコイルＮｓ１、Ｎｓ２の一端は出力電圧のフィルターキャパシタＣｏの負極に接続され、他端はそれぞれダイオードＤ１、Ｄ２の正端に接続される。それらダイオードＤ１、Ｄ２の負端はリアクトルＬｏを経由して、キャパシタＣｏの正極に接続されるので、キャパシタＣｏは安定した直流出力電圧Ｖｏを出力端の跨る負荷に提供可能となる。
【００１７】
前述リンギングから招いた影響を著しく示して強調するために、まずは図７の実施例におけるリアクトルＬａの短絡用の二つダイオードＤ３、Ｄ４を外す。図８に示すようにオシロスコープにより、電圧、電流の波形を測定する。それら波形から調べて見ると、リンギングがｔ３−ｔ８の後にでてくることが容易に分かる。次に、ダイオードＤ３、Ｄ４を本来の位置へ戻すと、図９に示すように、同じ測量ポイントに測った電圧、電流波形は−ｔ３−ｔ８の後に、リンギングが依然として生じるが−ｔ４−ｔ９に至るときに抑制されるので−ｔ５−ｔ１０では軽微の発振しか残っていないということが分かる。以上のように本実施例により発振のＬ−Ｃ回路で、二つのダイオードを利用して、リアクトルの電流を短絡すると、キャパシタの電圧を抑制し、発振を制止しリンギングを有効的に回避可能となる。
【００１８】
本発明の実施例では、それら電力スイッチＱ１、Ｑ２が個別に導通するときに、それぞれ二つのダイオードＤ３、Ｄ４と相互に作用して、リンギングを抑制するという原理を具体的に説明するために、特に、図９ａに示した波形図を拡大し、図９ｂのように１０期間に分ける。図１０は１０期間の回路図である。該回路図には、太い線の部分は働いている回路を代表し、細い線の部分は働かない回路を代表し、点線の部分はＺＶＳ導通しているうちに、回路の変化状態を代表する。各期間の、回路の行為の詳細は以下のようになる。
（１）ｔ１０−ｔ１の期間
図１０−１ａの回路図は、該期間及び前の期間とも、エネルギーを伝送している。該期間には、電力スイッチＱ１とダイオードＤ１が導通の状態になって、電流は入力端Ｖｉｎの正端から流れて入り、バランスキャパシタＣｂ、プライマリーコイルＮｐ、補助リアクトルＬａ、電力スイッチＱ１を経由したあとで、入力端Ｖｉｎの負端へ戻る。そのときに、プライマリーのバランスキャパシタＣｂ、補助リアクトルＬａが充電され、セカンダリーのリアクトルＬｏ、キャパシタＣｏも充電される。
（２）ｔ１−ｔ２の期間
【００１９】
図１０−１ｂの回路図では、電力スイッチＱ２はＺＶＳ導通の共振期間である−ｔ１のときに、電力スイッチＱ１がオープンして、補助リアクトルＬａ、変圧器プライマリーのイコールリアクトルＬｎｐは電力スイッチＱ１、Ｑ２の寄生キャパシタＣQ1、ＣQ2と、Ｌ−Ｃの共振タンクを形成している。しかも、時間ｔ１のときに、補助リアクトルＬａの電流ｉLaを共振の始めの電流として、それぞれ寄生キャパシタＣQ1、ＣQ2へ充電する。この共振で、電力スイッチＱ２がＺＶＳの可能性を獲得する。プライマリーのコイルＮｐの電圧がゼロになるときに、ダイオードＤ２は導通し始め、導通しているダイオードＤ１と相互に作用することにより、変圧器のセカンダリーコイルを短絡の状態にする。のちに、補助リアクトルＬａの手伝いで、寄生キャパシタＣQ1、ＣQ2が持続的に充電される。キャパシタＣQ1の電圧ＶｄｓがＶｉｎより高いときに、寄生ダイオードＤQ2が導通されるので、電力スイッチＱ２のＺＶＳ導通機会が形成される。
（３）ｔ２−ｔ３の期間
【００２０】
図１１ａのイコール回路図は、補助リアクトルＬａの電流が方向を転換する期間である。該期間には、ダイオードＤ１、Ｄ２とも、導通の状態になるので、プライマリーのコイルＮｐに、電圧がない。その時に、寄生ダイオードＤQ2、電力スイッチＱ２とも、導通され、補助リアクトルＬａの電圧がキャパシタＣｂの電圧Ｖｃｂに等しい。電流のスロープは−Ｖｃｂ／Ｌａである。電流ｉLaが正値ならば、キャパシタＣｂが充電されていることを表示し、電流ｉLaが負値ならば、キャパシタＣｂの放電が始まることを表示する。
（４）ｔ３−ｔ４の期間
【００２１】
図１１ｂのイコール回路図を御覧なさい。その期間はリンギングの上半側（ｒｉｎｇｉｎｇ ｉｎ ｕｐｐｅｒ ｓｉｄｅ）の形成期間である−ｔ３のときに、キャパシタＣｂの放電で、プライマリーのコイルＮｐの電圧がゼロから、負値へ転換するので、ダイオードＤ１が逆のバイアスで、カットオフされる。補助リアクトルＬａと変圧器プライマリーのストレーキャパシタＣNpが共振タンクを形成する。このときに、ダイオードＤ４がなければ、ＣNpが充電、放電され、リンギングが起きる。
（５）ｔ４−ｔ５の期間
【００２２】
図１２ａのイコール回路図はリンギングの上半側電流の短絡期間である。ダイオードＤ１がカットオフされてから、電圧Ｖｄ３が急に上昇している。電圧Ｖｄ３が入力電圧Ｖｉｎより高いと（ｔ４のときに）、ダイオードＤ４が導通されて、補助リアクトルＬａの電流が直ちに、電力スイッチＱ２及びダイオードＤ４に短絡され、リンギングが止るので、リンギングのない上半側の目標を実現する−ｔ５のときに、ダイオードＤ４の電流がダイオードＤ４を導通させることができないので、補助リアクトルＬａのエネルギーが軽微の残留発振しかせず、回路に影響を及ぼさない。
（６）ｔ５−ｔ６の期間
【００２３】
図１２ｂのイコール回路図は、該期間および前の期間とも、エネルギーを伝送する。該期間には、電力スイッチＱ２とダイオードＤ２が導通の状態になって、電流はキャパシタＣｂの正端から、電力スイッチＱ２、補助リアクトルＬａ、プライマリーコイルＮｐを経由した後、キャパシタＣｂの負端へ戻る。そのときに、キャパシタＣｂのエネルギーは変圧器を経由して、セカンダリーの回路とリンクして、ダイオードＤ２により、リアクトルＬｏ、キャパシタＣｏへ充電する。
（７）ｔ６−ｔ７の期間
【００２４】
図１３ａのイコール回路図の期間は、電力スイッチＱ１はＺＶＳ導通機会の共振期間である−ｔ６のときに、電力スイッチＱ２がオープンして、補助リアクトルＬａ、変圧器プライマリーのイコールリアクトルＬＮｐは寄生キャパシタＣQ1、ＣQ2と、Ｌ−Ｃの共振タンクを形成する。しかも、時間ｔ６のときに、補助リアクトルＬａの電流ｉLaを共振の始めの電流として、それぞれ寄生キャパシタＣQ1、ＣQ2へ放電電する。そんな共振で、電力スイッチＱ１がＺＶＳの可能性を獲得する。プライマリーのコイルＮｐの電圧がゼロになるときに、ダイオードＤ１は導通し始まって、導通しているうちのダイオードＤ２と相互に作用することにより、変圧器のセカンダリーコイルを短絡の状態べさせる。のちに、補助リアクトルＬａの手伝いで、寄生キャパシタＣQ1、ＣQ2が持続に放電される。キャパシタＣQ1の電圧ＶｄｓがＶｉｎより低いときに、寄生ダイオードＤQ1が導通されるので、電力スイッチＱ１のＺＶＳ導通機会が形成される。
（８）ｔ７−ｔ８の期間
【００２５】
図１３ｂのイコール回路図の期間は補助リアクトルＬａの電流ｉLaが方向を転換する期間である。該期間には、ダイオードＤ１、Ｄ２とも、導通の状態になるので、プライマリーのコイルＮｐに、電圧がない。その時に、寄生ダイオードＤQ1、電力スイッチＱ１とも、導通され、補助リアクトルＬａの電圧が入力電圧ＶｉｎとキャパシタＣｂの電圧Ｖｃｂとの間の差異Ｖｉｎ−Ｖｃｂに等しい。電流ｉLaのスロープは（Ｖｉｎ−Ｖｃｂ）／Ｌａである。電流ｉLaが負値ならば、キャパシタＣｂが放電されていることを表示し、電流ｉLaが正値ならば、キャパシタＣｂの充電が始まることを表示する。
（９）ｔ８−ｔ９の期間
【００２６】
図１４ａのイコール回路図の期間はリンギングの下半側（ｒｉｎｇｉｎｇ ｉｎ ｌｏｗｅｒ ｓｉｄｅ）の形成期間である−ｔ８のときに、キャパシタＣｂの充電で、プライマリーのコイルＮｐの電圧がゼロから、正値へ転換するので、ダイオードＤ２が逆のバイアスで、カットオフされる。補助リアクトルＬａと変圧器プライマリーのストレーキャパシタＣNpが共振タンクを形成する。このときに、ダイオードＤ３がなければ、ＣNpが充電、放電され、リンギングが起きる。
（１０）ｔ９−ｔ１０の期間
【００２７】
図１４ｂのイコール回路図の期間は、リンギングの下半側電流の短絡期間である。該期間には、ダイオードＤ２がカットオフされてから、電圧Ｖｄ３が急に降下している。電圧Ｖｄ３がゼロより低いと（つまり−ｔ９のときに）、ダイオードＤ３が導通されて、補助リアクトルＬａの電流が直ちに、電力スイッチＱ１及びダイオードＤ３に短絡され、リンギングが止るので、リンギングのない下半側の目標を実現する−ｔ１０のときに、ダイオードＤ３の電流がダイオードＤ３を導通させることができず、補助リアクトルＬａのエネルギーが軽微の残留発振しか足りなくて、回路に影響を及ぼさない。
【００２８】
上述した説明から調べると、実施例（一）では−ｔ４−ｔ５の期間において、上半側のリンギングの電流が短絡され−ｔ９−ｔ１０の期間において、下半側のリンギングの電流が短絡されるということがいえる。実施例（一）はリンギングがない状況で、スムーズにＺＶＳの切り換え動作を行う。
【００２９】
その他、一般の電力転換装置はＺＶＳの切り換え技術を応用したときに出てくるリンギングはほぼ上半側と下半側二種類のリンギングに分けられるということが分かる。
さらに、本発明の二種類のリンギングを抑制する原理および利点を以下、図１５から図２０に示す。
（ａ）下半側のリンギングの抑制される原理、利点について。
（１）ｔ７−ｔ８の期間
【００３０】
図１５ａのイコール回路図の期間は補助リアクトルＬａの電流ｉLa、の方向が転換される期間である。該期間には−ｔ７の始めに、変圧器がダイオードＤ２、Ｄ１に短絡され、補助リアクトルＬａの電流ｉLaが急にあがる−ｔ７ａのときに、電流ｉLaが負値から正値へ転換する−ｔ８のあと、電流ｉLaがダイオードＤ２のオープンのために、緩和のスロープで、あがっている。
（２）ｔ８−ｔ９の期間
【００３１】
図１５ｂのイコール回路図の期間は下半側のリンギングの始め期間である。利便に説明するために、図１７のリンギングを抑制する下半回路の電圧、電流波形を参照する。補助リアクトルＬａの電流は二つの部分に分けられる。ｉpのように表示されたのはそれぞれプライマリーコイルに流れる電流の部分であり、その大きさと負荷との関係がなくて、リンギングに影響しない。ｉCS、ｉD3のように表示されたのはそれぞれプライマリーのストレーキャパシタＣｓ、ダイオードＤ３に流れる電流の部分であり、その大きさと負荷との関係がなくて、リンギングだけと関係がある−ｔ８のときに、ダイオードＤ２がオープンされ、変圧器の短絡が解除される。補助リアクトルＬａと変圧器プライマリーのストレーキャパシタＣｓがＬーＣ共振タンクを形成する。しかも、Ｖ（Ｌａ）＝Ｖｉｎ−ＶＣｂ、Ｖ（Ｃｓ）＝０を始めの条件として、共振し始める。ストレーキャパシタＣｓの充電で、ダイオードＤ３の電圧が急に降下される。負値になるときにダイオードＤ３が導通される。補助リアクトルＬａの共振電流が直ちにダイオードＤ３、電力スイッチＱ１に短絡されるので、まもなく発生しようとしているリンギングを抑制する−ｔ９のときに、ストレーキャパシタＣｓ、補助リアクトルＬａに累積したエネルギーと同じであり、皆、次の公式で表示される。
Ｅ（Ｃｓ）=Ｅ（Ｌａ）＝１／２Ｃｓ（Ｖｉｎ−Ｖｖｂ）2 （１）
（３）ｔ９−ｔ１０の期間
【００３２】
図１６のイコール回路図の期間には、下半側のリンギングが抑制される。リンギングがダイオードＤ３に抑制されなくて、共振のダンピーンがない（ｄａｍｐｉｎｇ ｒａｔｉｏ＝０）場合に、変圧器プライマリーのストレーキャパシタＣｓの電圧がＶｉｎ−ＶＣｂの２倍まで充電されるので、ストレーキャパシターＣｓに最大のエネルギーが累積される。
その値は次の公式で表示される。
Ｅ（Ｃｓ）＝１／２Ｃｓ［２（Ｖｉｎ−Ｖｃｂ）］2 （２）
【００３３】
また、リンギングがダイオードＤ３に抑制されないが、ＲＣのダンピーン回路（ＲＣｓｎｕｂｂｅｒ ｃｉｒｃｕｉｔ）がある場合に、リンギングの影響を完全に除くために、ストレーキャパシタＣｓに累積された最大のエネルギーがＲＣのダンピーン回路に使われつくす。下半側のリンギングがダイオードＤ３に抑制されたあとで、補動リアクトルＬａのｔ９ときに累積したエネルギーはｔ９−ｔ１０の期間に、ダイオードＤ３に使われて尽くす。それで推算すれば、下半側のリンギングが抑制されるので、回路の損失が滅られて、減少量は公式（２）から、公式（１）をマイナスして、次のように表示される。
減少量＝３／２Ｃｓ（Ｖｉｎ−ＶＣｂ）2 （３）
【００３４】
以上の分析から調べてみると、実施例（一）の下半側に、リンギングがないＺＶＳ方法を追加すれば、下半側のリンギングの招いたエネルギー損失が四分の三減られるということが分かる。
（ｂ）上半側のリンギングの抑制される原理、利点について。
【００３５】
上半側のリンギングの抑制される原理と下半側のリンギングの抑制される原理は同様であるが、節約のエネルギーが異なる。
（１）ｔ２ａ−ｔ３の期間
図１８ａのイコール回路図の期間は補助リアクトルＬａの電流ｉLaの方向が転換される期間である。該期間は−ｔ２の始めに、変圧器がダイオードＤ１、Ｄ２に短絡され、補助リアクトルＬａの電流ｉLaが急に降下する−ｔ２ａのときに、電流ｉが正値から負値へ転換する。
【００３６】
−ｔ３のあと、電流ｉLaがダイオードＤ１のオープンのために、緩和のスロープで、継続に降下している。
（２）ｔ３−ｔ４の期間
図１８ｂのイコール回路図の期間はリンギングの始め期間である。利便に説明するために、図２０のリンギングを抑制する上半回路の電圧、電流波形図を参照する。その補助リアクトルＬａの電流は二つの部分に分けられる。ｉpのように表示されたのはそれぞれプライマリーコイルに流れる電流の部分であり、その大きさと負荷との関係がなくて、リンギングに影響しない。ｉCs、ｉD4のように表示されたのはそれぞれプライマリーのストレーキャパシタＣｓ、ダイオードＤ３に流れる電流の部分であり、その大きさと負荷との関係がなくて、リンギングだけと関係がある−ｔ３のときに、ダイオードＤ１がオープンされ、変圧器の短絡が解除される。補助リアクトルＬａと変圧器プライマリーのストレーキャパシタＣｓが共振タンクを形成する。しかも、Ｖ（Ｌａ）=Ｖｉｎ、Ｖ（Ｃｓ）=０を始めの条件として、共振し始める。ストレーキャパシタＣｓの充電で、ダイオードＤ３の電圧が急にあがる。入力電圧以上になるときに、ダイオードＤ４が導通される。補助リアクトルＬａの共振電流が直ちにダイオードＤ４、電力スイッチＱ２に短絡されるので、まもなく発生しようとしているリンギングを抑制する−ｔ４のときに、ストレーキャパシタＣｓ、補助リアクトルＬａに累積したエネルギーと同じであり、皆、次の公式で表示される。
Ｅ（Ｃｓ）＝Ｅ（Ｌａ）＝１／２ＶＣｂ2 （４）
（３）ｔ４−ｔ５の期間
【００３７】
図１９のイコール回路図の期間には、上半側のリンギングが抑制される。リンギングがダイオードＤ４に抑制されなくて、共振のダンピーンがない場合に、変圧器プライマリーのストレーキャパシタＣｓの電圧がＶＣｂの２倍まで充電されるので、ストレーキャパシタＣｓに最大のエネルギーが累積される。その値は次の公式で表示される。
Ｅ（Ｃｓ）=２ＣｓＶＣｂ2 （５）
【００３８】
また、リンギングがダイオードＤ４に抑制されないが、ＲＣのダンピーン回路がある場合に、リンギングの影響を完全に除くために、ストレーキャパシタＣｓに累積した最大のエネルギーがＲＣのダンピーン回路に使われ尽くす。上半側のリンギングがダイオードＤ４に抑制されたあとで、補助リアクトルＬａのｔ４ときに累積したエネルギーはｔ４−ｔ５の期間に、ダイオードＤ４に使われ尽くす。それで推算すれば、上半側のリンギングが抑制されるので、回路の損失が減られて、減少量は公式（５）から、公式（４）をマイナスして、次のように表示される。
減少量=３／２ＣｓＶＣｂ2 （６）
【００３９】
以上の分析から調べてみると、実施例（一）の上半側に、本発明のリンギングがないＺＶＳ方法を追加すれば、上半側リンギングの招いたエネルギー損失が四分の三減られる。
公式（２）、公式（５）を合計すると、上、下半側のリンギングの招いたトータルエネルギー損失は次のように表示される。
リンギングのトータル損失＝２Ｃｓ[（Ｖｉｎ−ＶＣｂ）2＋ＶＣｂ2] （７）
【００４０】
公式（１）、公式（４）を合計すると、上、下半側のリンギングを抑制する場合に招いたトータルエネルギー損失は次のように表示される。
リンギングのないトータル損失＝１／２Ｃｓ[（Ｖｉｎ−ＶＣｂ）2＋ＶＣｂ2］（８）
実施例（一）では、変圧器プライマリーのストレーキャパシタＣｓが１００ｐＦで、入力電圧Ｖｉｎが４００Ｖで、キャパシタＣｂの電圧が１００Ｖであれば、電力転換装置のリンギングがＲＣダンピーン回路で消耗する場合に、卜ータルエネルギー損失は２０μＪで、リンギングのないトータル損失は５．０μＪである。つまり、リンギングがない場合に、エネルギー損失の減少量は１５μＪである。そのときに、電力転換装置の作業周波が１００ｋＨｚならば、ＲＣダンピーン回路の損失は２．０Ｗで、リンギングのない損失は０．５Ｗで、減少量は１．５Ｗである。作業周波を２００ｋＨｚまで高めると、ＲＣダンピーン回路の損失は４．０Ｗで、リンギングのない損失は１Ｗで、減少量は３Ｗである。要するに、リンギングの損失が回路の作業周波に伴って、次第に増加されるのは電力転換装置の伝統設計、製造業者がＺＶＳ切り換え回路を設計するときに、いつも最高周波を突破することができないという重要な原因である。でも、そんな障害は本発明のリンギングのない技術をいれると、リンギングの招いたエネルギー損失を有効的に除くので、ＺＶＳ切り替え回路の作業周波、電力転換装置の電力密度を大幅に向上させる。
【００４１】
図２１は本発明による、図７の具体的な実施例において、獲得した効率成果図である。この実施例では、入力電圧Ｖｉｎは３７０Ｖの直流で、出力電圧Ｖｏｕｔは１２Ｖ／５Ａで、作業周波は６０ｋＨｚで、変圧器のプライマリーのリアクトルＬｐは１．２ｍＨ、リークリアクトルは４．５μＨで、追加の補助りアクトルＬａは３５μＨである。第一本の曲線がＲＣダンピーン回路で、リンギングを除くので、効率が９１％しかない。第二本の曲線が第一本の曲線との同じ作業条件にいるが、ＲＣの代わりに、リンギングを抑制するダイオードＤ３、Ｄ４で、リンギングを除く。ダンピーン回路の消耗がないので、効率が９２％まで向上される。第三本の曲線が第二本の曲線との同じ作業条件にいるが、リンギングがないので、セカンダリーの整流ダイオードが耐圧１００Ｖ、正方向の電圧降下Ｖｆ０．６５Ｖのダイオードを使って、効率が９４％まで向上される。
【００４２】
図２２は本発明による、図７の具体的な実施例において、獲得した電磁気干渉の成果図である。上方の図面はリンギングがある場合の周波−ｄＢ図で、した方の図面はリンギングがない場合の周波−ｄＢ図である。２．５ＭＨｚの近くに、約６ｄＢの改善がある。２、５ＭＨｚはほぼリンギングの周波だから、リンギングを抑制したあとで、勿論、周波−ｄＢ図には、ノイズが見えない。
【００４３】
図２３は本発明の具体的な実施例（二）である。主に、本発明のリンギングがない技術をハーフブリッジブースト正方向の全波整流回路の設計に応用する。ここで、ハーフブリッジブースト正方向のＺＶＳ全波整流回路と呼ばれる。
該実施例では、回路が入力電圧のフィルターキャパシタＣｉｎを含む。キャパシタＣｉｎの正極および負極を入力電圧Ｖｉｎの正極および負極に跨がせる。直列接続されている電力スイッチＱ１、Ｑ２およびキャパシタＣｂを並列に配する。キャパシタＣｂの負極がキャパシタＣｉｎの正極に接続され、正極が電力スイッチＱ２のドレーンに接続される。電力スイッチＱ２のソースがＱ１のドレーンに接続される。電力スイッチＱ１のソースがキャパシタＣｉｎの負極に接続されるので、キャパシタＣｉｎが安定した入力電圧を変圧器の使用に提供可能となる。変圧器には、プライマリーコイルＮｐ、セカンダリーコイルＮｓ１、Ｎｓ２を設けられている。それらコイルの表示が図２３の示すようになる。プライマリーコイルＮｐの一端はバランスキャパシタＣｂの負極に接続され、もう一端は補助リアクトルＬａを経由して、二つの電力スイッチＱ１、Ｑ２の間における回路に接続される。該実施例では、プライマリーコイルＮｐと補助リアクトルＬａとの間における回路はダイオードＤ４、Ｄ３を経由して、それぞれ、電力スイッチＱ２のドレーン、Ｑ１のソースに接続される。そして、ダイオードＤ４（又はＤ３）はそれぞれ電力スイッチＱ１、Ｑ２に接続され、回路にリンギングが発生するときに、補助リアクトルＬａの電流ｉLaが電力スイッチＱ２、ダイオードＤ４（または電力スイッチＱ１、ダイオードＤ３）短絡され、リンギングを終止させる。セカンダリーコイルＮｓ１、Ｎｓ２の回路の接続方式は実施例（一）のセカンダリー一側の回路接続とまったく同じである。
【００４４】
図２４は本発明の具体的な実施例（三）である。主に、本発明のリンギングがない技術をハーフブリッジ正方向の半波整流回路の設計に応用する。ここで、ハーフブリッジブースト正方向のＺＶＳ半波整流回と呼ばれる。該実施例では、回路は入力電圧のフィルターキャパシタＣｉｎを含む。キャパシタＣｉｎの正極および負極を入力電圧Ｖｉｎの正極および負極に跨ぐ。それには、直列接続されている電力スイッチＱ１、Ｑ２を並列に配する。電力スイッチＱ２のドレーンがキャパシタＣｉｎの正極に接続され、電力スイッチＱ１のソースがキャパシタＣｉｎの負極に接続されるので、キャパシタＣｉｎが安定の入力電圧を変圧器の使用に提供できる。変圧器には主に、プライマリーコイルＮｐ、セカンダリーコイルＮｓが設けられている。それらコイルの表示が図２４に示すようになる。プライマリーコイルＮｐの一端はバランスキャパシタＣｂの負極に接続され、もう一端は補助リアクトルＬａを経由して、二つの電力スイッチＱ１、Ｑ２の間における回路に接続される。キャパシタＣｂの正極が電力スイッチＱ２のドレーンに接続される。該実施例では、プライマリーコイルＮｐと補助リアクトルＬａとの間における回路はダイオードＤ４を経由して、それぞれ、電力スイッチＱ２のドレーンに接続される。そして、ダイオードＤ４は電力スイッチＱ２に接続され、回路にリンギングが発生するときに、補助リアクトルＬａの電流ｉLaが電力スイッチＱ２、ダイオードＤ４に短絡され、リンギングを終止させる。セカンダリーコイルＮｓの一端はそれぞれ順序に、ダイオードＤ２の正端、出力電圧のフィルターキャパシタＣｏの負極に接続され、他端はそれぞれ順に、ダイオードＤ１およびリアクトルＬｏを経由して、キャパシタＣｏの正極に接続される。ダイオードＤ２の負端はダイオードＤ１とキャパシタＣｏとの間の回路に接続される。実施例（三）は半波整流を利用するので、リンギングがＤ１のカットオフのときだけに起きる。よって、ダイオードＤ４だけを追加すると、リンギングがない目的を実現可能となる。
【００４５】
図２５は本発明の具体的な実施例（四）である。主に、本発明のリンギングがない技術をハーフブリッジブースト正方向の半波整流回路の設計に応用する。ここで、ハーフブリッジブースト正方向のＺＶＳ半波整流回路と呼ばれる。該実施例では、回路が入力電圧のフィルターキャパシタＣｉｎを含む。キャパシタＣｉｎの正極および負極を入力電圧Ｖｉｎの正極および負極に跨がせる。直列接続されている電力スイッチＱ１、Ｑ２およびキャパシタＣｂを並列に配する。キャパシタＣｂの負極がキャパシタＣｉｎの正極に接続され、正極が電力スイッチＱ２のドレーンに接続される。電力スイッチＱ２のソースがＱ１のドレーンに接続される。電力スイッチＱ１のソースがキャパシタＣｉｎの負極に接続されるので、キャパシタＣｉｎが安定した入力電圧を変圧器の使用に提供できる。変圧器には、プライマリーコイルＮｐ、セカンダリーコイルＮｓが設けられている。それらコイルの表示が図２５に示すようになる。プライマリーコイルＮｐの一端はキャパシタＣｂの負極に接続され、他端は補助リアクトルＬａを経由して、二つの電力スイッチＱ１、Ｑ２の間の回路に接続される。該実施例では、プライマリーコイルＮｐと補助リアクトルＬａとの間における回路はダイオードＤ４を経由して、それぞれ、電力スイッチＱ２のドレーンに接続される。
【００４６】
そして、ダイオードＤ４は電力スイッチＱ２に接続され、回路にリンギングが発生するときに、補助リアクトルＬａの電流が電力スイッチＱ２、ダイオードＤ４に短絡され、リンギングを終止させる。セカンダリーコイルＮｓの回路接続は実施例（三）のセカンダリー側の回路接続と同様である。実施例（四）は半波整流を利用するので、リンギングがＤ１のカットオフのときだけに起きる。よって、ダイオードＤ４だけを追加すると、リンギングがない目的を実現することができる。
【００４７】
図２６は本発明の具体的な実施例（五）である。主に、本発明のリンギングがない技術をハーフブリッジフライバック切り換え回路の設計に応用する。ハーフブリッジフライバックリンギングがないＺＶＳ回路と呼ばれる。該実施例では、回路が入力電圧のフィルターキャパシタＣｉｎを含む。キャパシタＣｉｎの正極および負極を入力電圧Ｖｉｎの正極および負極に跨がせる。直列接続されている電力スイッチＱ１、Ｑ２を並列に配する。電力スイッチＱ２のドレーンがキャパシタＣｉｎの正極に接続され、正極が電力スイッチＱ１のドレーンに接続される。電力スイッチＱ１のソースがキャパシタＣｉｎの負極に接続されるので、キャパシタＣｉｎが安定した入力電圧を変圧器Ｔ１の使用に提供可能となる。
【００４８】
変圧器Ｔ１には、プライマリーコイルＮｐ、セカンダリーコイルＮｓが設けられている。コイルの表示は図２６に示すようになる。プライマリーコイルＮｐの一端はキャパシタＣｂの負極に接続され、他端は補助リアクトルＬａ、ダイオードＤ３を経由して、二つの電力スイッチＱ１、Ｑ２の間の回路および電力スイッチＱ１のソースに接続される。該実施例では、プライマリーコイルＮｐと補助リアクトルＬａとの間の回路はダイオードＤ３を経由して、それぞれ、電力スイッチＱ１のソースに接続される。そして、ダイオードＤ３は電力スイッチＱ１に接続され、回路にリンギングが発生するときに、補助リアクトルＬａの電流ｉLaが電力スイッチＱ１、ダイオードＤ３に短絡され、リンギングを終止させる。セカンダリーコイルＮｓの一端がそれぞれ順に、ダイオードＤ１を経由して、出カフィルターキャパシタＣｏの正極に接続され、他端はキャパシタＣｏの負極に接続されるので、キャパシタＣｏは安定した直流電圧Ｖｏを出力端に接続した負荷に提供可能となる。実施例（五）は半波整流を利用するので、リンギングがＤ１のカットオフのときだけに起きる。よって、ダイオードＤ３だけを追加すると、リンギングがない目的の実現が可能となる。
【００４９】
図２７は本発明の具体的な実施例（六）であり、ハーフブリッジプーストフライバック切り換え回路の設計に応用する。ここではハーフブリッジプーストフライバックリンギングがないＺＶＳ回路と呼ばれる。該実施例では、回路が入力電圧のフィルターキャパシタＣｉｎを含む。キャパシタＣｉｎの正極および負極を入力電圧Ｖｉｎの正極および負極に跨がせる。直列接続されている電力スイッチＱ１、Ｑ２をキャパシタＣｂと並列に配する。キャパシタＣｂの負極がキャパシタＣｉｎの正極に接続され、正極が電力スイッチＱ２のドレーンに接続される。電力スイッチＱ２のソースがＱ１のドレーンに接続される。電力スイッチＱ１のソースがキャパシタＣｉｎの負極に接続されるので、キャパシタＣｉｎは安定した入力電圧を変圧器Ｔ１の使用に提供可能となる。変圧器Ｔ１には、プライマリーコイルＮｐ、セカンダリーコイルＮｓが設けられている。それらコイルの表示はが図２７に示すようになる。プライマリーコイルＮｐの一端はキャパシタＣｂの負極に接続され、他端は補助リアクトルＬａおよびダイオードＤ３を経由して、二つの電力スイッチＱ１、Ｑ２の間の回路および電力スイッチＱ１のソースに接続される。そして、ダイオードＤ３は電力スイッチＱ１に接続され、回路にリンギングが発生するときに、補助リアクトルＬａの電流が電力スイッチＱ１、ダイオードＤ３に短絡され、リンギングを終止させる。セカンダリーコイルＮｓの回路接続は実施例（五）のセカンダリー側の回路接続と同様である。実施例（六）は半波整流を利用するので、リンギングがＤ１のカットオフのときだけに起きる。よって、ダイオードＤ３だけを追加すると、リンギングがない目的を実現することができる。
【００５０】
【発明の効果】
以上の内容をまとめると、本発明のリンギングがないＺＶＳ方法を応用したら、それら電力転換装置は高周波の環境で、ＺＶＳ切り換えを行っても、補助リアクトルが寄生発振で招いた異常発熱の問題を避ける。一方、電力の損失を有効的に低降させ、セカンダリー素子の耐圧定額の要求を有効的に軽減させる。また、作業周波及び電力密度を大幅に向上させ、電磁気の干渉ノイズ、電力スイッチの累積した熟のエネルギー、放熱板体積の大きさを減らすことが可能となる。電力の転換装置は国際電気、磁気の干渉規定の要求を通過しやすいと共に、色々な小型化電手製品の設計にも応用されやすい。
しかしながら、上述の実施例は本発明を説明する理想的な実施例だけで、本発明になにらの形式の制限もない。そのために、該技術習熟者が発明の同じ精神で、どんな改善、変更をしても、すべて本発明の保護される範囲に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 米国特許No．３８３，５９４および米国特許No．４，９７５，８２１の回路を示す図である。
【図２】 米国特許No．５，２４５，５２０の主な回路を示す図である。
【図３】 Ｌｍｂｅｒｓｏｎの特許に開示された回路により発生した、寄生リンギングを示す図である。
【図４】 米国特許No．５，０５７，９８６の主な回路を示す図である。
【図５】 米国特許No．５，４０２，３２９の主な回路を示す図である。
【図６】 Ｗｉｔｔｅｎｂｒｅｄｅｒ，Ｊｒ, とＥｒｎｅｓｔ Ｈ、の回路に発生した寄生リンギングを示す図である。
【図７】 本発明の具体的な実施例（一）を示す回路図である。
【図８】 図７のリンギングを抑制する回路を入れない場合に起こる寄生リンギングを示す図である。
【図９】 図７にリンギングを抑制する回路を入れた場合の、寄生リンギングが消失する波形を示す図である。
【図１０】 図７を１０期間に分けたうちのｔ１０−ｔ１−ｔ２を示すイコール回路図である。
【図１１】 図７を１０期間に分けたうちのｔ２−ｔ３−ｔ４を示すイコール回路図である。
【図１２】 図７を１０期間に分けたうちのｔ４−ｔ５−ｔ６を示すイコール回路図である。
【図１３】 図７を１０期間に分けたうちのｔ６−ｔ７−ｔ８を示すイコール回路図である。
【図１４】 図７を１０期間に分けたうちのｔ８−ｔ９−ｔ１０を示すイコール回路図である。
【図１５】 図７を１０期間に分けたうちのｔ７−ｔ８−ｔ９を示すイコール回路図である。
【図１６】 図７を１０期間に分けたうちのｔ９−ｔ１０を示すイコール回路図である。
【図１７】 リンギングを抑制する下半回路の電圧、電流波形を示す図である。
【図１８】 図７を１０期間に分けたうちのｔ２−ｔ３−ｔ４を示すイコール回路図である。
【図１９】 図７の上半側のリンギングが抑制される期間を示すイコール回路図である。
【図２０】 リンギングを抑制する上半回路の電圧、電流波形を示す図である。
【図２１】 図７の実施例により、獲得した効率成果を示す図である。
【図２２】 本発明の図７の具体的な実施例において、獲得した電磁気干渉の成果を示す図である。
【図２３】 本発明による、具体的な実施例（二）である。
【図２４】 本発明による、具体的な実施例（三）を示す図である。
【図２５】 本発明による、具体的な実施例（四）示す図である。
【図２６】 本発明による、具体的な実施例（五）示す図である。
【図２７】 本発明による、具体的な実施例（六）示す図である。
【符号の説明】
Ｃｂ バランスキャパシタ
Ｃｉｎ 入力電圧のフィルターキャパシタ
Ｄ１ ダイオード
Ｄ３ 短絡ダイオード
Ｌａ 補助リアクトル
Ｎｐ プライマリーコイル
Ｎｓ１ セカンダリーコイル
Ｑ１ 電力スイッチ
Ｖｉｎ 電圧
Ｖｏ 直流出力電圧
Claims (23)
- 電力転換装置のＺＶＳ回路において高効率および高密度でリンギングのないＺＶＳを行う方法であって、
変圧器のプライマリーの発振用Ｌ−Ｃ共振回路がリンギングを発生する際、前記ＺＶＳ回路から発生するリンギングを有効に除くために、リアクトルの電流を短絡させ、キャパシタの電圧を低下させることを特徴とするＺＶＳ方法。 - 前記発振用Ｌ−Ｃ回路のキャパシタは前記変圧器のプライマリーのストレーキャパシタであることを特徴とする請求項１記載のＺＶＳ方法。
- 前記発振用Ｌ−Ｃ回路のリアクトルは補助リアクトルであり、前記補助リアクトルは前記変圧器のプライマリーコイルと二つの電力スイッチの直列接点との間に設置されることを特徴とする請求項１記載のＺＶＳ方法。
- 前記電力スイッチはパワーＭＯＳＦＥＴｓであることを特徴とする請求項３記載のＺＶＳ方法。
- 前記変圧器のプライマリーコイルと補助リアクトルとの間の回路接点に短絡用のダイオードが設置され、
前記ダイオードは、前記発振用Ｌ−Ｃ回路のリンギングが始まる際、それぞれ対応した電力スイッチとともに前記変圧器のプライマリーコイルとの回路接点にダイオードが設置された補助リアクトルの電流を短絡させ、ストレーキャパシタの電圧を低下させ、前記発振用Ｌ−Ｃ回路の発振を制止することを特徴とする請求項２から４のいずれか一項記載のＺＶＳ方法。 - 入力電圧のフィルターキャパシタと、変圧器とを備え、リンギングのないハーフブリッジ正方向のＺＶＳ全波整流回路によるＺＶＳ電力転換装置であって、
前記入力電圧のフィルターキャパシタの正極および負極は入力電圧の正極および負極に接続され、直列接続されている二つの電力スイッチが並列接続され、前記電力スイッチの一方のドレーンは入力電圧のフィルターキャパシタの正極に接続され、ソースはもう一方の前記電力スイッチのドレーンに接続され、もう一方の前記電力スイッチのソースは前記入力電圧のフィルターキャパシタの負極に接続され、
前記変圧器には、プライマリーコイルが設けられ、前記プライマリーコイルの一端はキャパシタの負極に接続され、他端は補助リアクトルを経由して、前記二つの電力スイッチの間に配置されている回路に接続され、前記キャパシタの正極は前記電力スイッチのドレーンに接続され、前記プライマリーコイルと前記補助リアクトルとの間の回路は二つのダイオードを経由し、それぞれ一方の前記電力スイッチのドレーンならびにもう一方の前記電力スイッチのソースに接続され、前記ダイオードはそれぞれ前記電力スイッチと接続され、回路にリンギングが発生する際、前記補助リアクトルの電流は前記電力スイッチおよび前記ダイオードに短絡され、リンギングを低減させることを特徴とするＺＶＳ電力転換装置。 - セカンダリーコイルをさらに備え、
前記セカンダリーコイルの一端は出力電圧のフィルターキャパシタの負極に接続され、他端はそれぞれセカンダリーダイオードの正端に接続され、前記セカンダリーダイオードの負端はリアクトルを経由して、前記出力電圧のフィルターキャパシタの正極に接続され、前記出力電圧のフィルターキャパシタは安定した出力電圧を出力端に接続される負荷に提供することを特徴とする請求項６記載のＺＶＳ電力転換装置。 - 前記電力スイッチはパワーＭＯＳＦＥＴｓであることを特徴とする請求項６または７記載のＺＶＳ電力転換装置。
- 入力電圧のフィルターキャパシタと、変圧器とを備え、リンギングのないハーフブリッジブースト正方向のＺＶＳ全波整流回路によるＺＶＳ電力転換装置であって、
前記入力電圧のフィルターキャパシタの正極および負極は入力電圧の正極および負極に接続され、直列接続されている二つの電力スイッチ及びキャパシタが並列に配置され、前記キャパシタの負極は前記入力電圧のフィルターキャパシタの正極に接続され、前記キャパシタの正極は一方の前記電力スイッチのドレーンに接続され、その一方の前記電力スイッチのソースはもう一方の前記電力スイッチのドレーンに接続され、もう一方の前記電力スイッチのソースは前記入力電圧のフィルターキャパシタの負極に接続され、
前記変圧器には、プライマリーコイルが設けられ、前記プライマリーコイルの一端は前記キャパシタの負極に接続され、他端は補助リアクトルを経由して、二つの前記電力スイッチの間の回路に接続され、前記プライマリーコイルと前記補助リアクトルとの間の回路は二つのダイオードを経由して、それぞれ一方の前記電力スイッチのドレーンならびにもう一方の前記電力スイッチのソースに接続され、前記ダイオードはそれぞれ前記電力スイッチに接続され、回路にリンギングが発生した際、前記補助リアクトルの電流は前記電力スイッチおよび前記ダイオードに短絡され、リンギングを低減させることを特徴とするＺＶＳ電力転換装置。 - セカンダリーコイルをさらに備え、
前記セカンダリーコイルの一端は出力電圧のフィルターキャパシタの負極に接続され、他端はそれぞれセカンダリーダイオードの正端に接続され、前記セカンダリーダイオードの負極はリアクトルを経由して、前記出力電圧のフィルターキャパシタの正極に接続され、前記出力電圧のフィルターキャパシタにより安定した出力電圧が出力端に接続された負荷に提供されることを特徴とする請求項９記載のＺＶＳ電力転換装置。 - 前記電力スイッチはパワーＭＯＳＦＥＴｓであることを特徴とする請求項９または１０記載のＺＶＳ電力転換装置。
- 入力電圧のフィルターキャパシタ（Ｃｉｎ）と、変圧器とを備え、リンギングのないハーフブリッジ正方向のＺＶＳ半波整流回路によるＺＶＳ電力転換装置であって、
前記入力電圧のフィルターキャパシタ（Ｃｉｎ）の正極および負極は入力電圧の正極および負極に接続され、直列接続されている二つの電力スイッチが並列に配置され、一方の前記電力スイッチのドレーンは前記入力電圧のフィルターキャパシタ（Ｃｉｎ）の正極に接続され、ソースはもう一方の前記電力スイッチのドレーンに接続され、もう一方の前記電力スイッチのソースは前記入力電圧のフィルターキャパシタの負極に接続され、
前記変圧器にはプライマリーコイルが設けられ、前記プライマリーコイルの一端はキャパシタの負極に接続され、他端は補助リアクトルを経由して、前記二つの電力スイッチ間の回路に接続され、前記キャパシタの正極は前記電力スイッチのドレーンに接続され、前記プライマリーコイルと前記補助リアクトルとの間の回路はダイオードを経由し、それぞれ前記電力スイッチのドレーンに接続され、前記ダイオ一ドは前記電力スイッチに接続され、回路にリンギングが発生した際、前記補助リアクトルの電流は直ちに前記電力スイッチおよび前記ダイオードに短絡され、リンギングを低減させることを特徴とするＺＶＳ電力転換装置。 - セカンダリーコイルをさらに備え、
前記セカンダリーコイルの一端はそれぞれ順に、プライマリーのダイオードの正端から出力電圧のフィルターキャパシタの負極に接続され、他端はそれぞれ順に、前記プライマリーのダイオードおよびリアクトルを経由して、前記出力電圧のフィルターの正極に接続され、セカンダリーダイオードの負端はもう一つのセカンダリーダイオードと前記出力電圧のフィルターキャパシタとの間の回路に接続されることを特徴とする請求項１２記載のＺＶＳ電力転換装置。 - 前記電力スイッチはパワーＭＯＳＦＥＴｓであることを特徴とする請求項１２または１３記載のＺＶＳ電力転換装置。
- 入力電圧のフィルターキャパシタと、変圧器とを備え、リンギングのないハーフブリッジブースト正方向のＺＶＳ半波整流回路によるＺＶＳ電力転換装置であって、
前記入力電圧のフィルターキャパシタの正極および負極は入力電圧の正極および負極に接続され、直列接続されている二つの電力スイッチおよびキャパシタが並列に配置され、前記キャパシタの負極は前記入力電圧のフィルターキャパシタの正極に接続され、前記キャパシタの正極は一方の前記電力スイッチのドレーンに接続され、その一方の前記電力スイッチのソースはもう一つの前記電力スイッチのドレーンに接続され、もう一つの前記電力スイッチのソースは前記入力電圧のフィルターキャパシタの負極に接続され、
前記変圧器にはプライマリーコイルが設けられ、前記プライマリーコイルの一端は前記キャパシタの負極に接続され、他端は補助リアクトルを経由して、二つの前記電力スイッチ間の回路に接続され、前記プライマリーコイルと前記補助リアクトルとの間の回路はダイオードを経由して、それぞれ前記電力スイッチのドレーンに接続され、前記ダイオードは前記電力スイッチに接続され、回路にリンギングが発生した際、前記補助リアクトルの電流は直ちに前記電力スイッチおよび前記ダイオードに短絡され、リンギングを低減させることを特徴とするＺＶＳ電力転換装置。 - セカンダリーコイルをさらに備え、前記セカンダリーコイルの一端はそれぞれ順に、プライマリーのダイオードの正端から出力電圧のフィルターキャパシタの負極に接続され、他端はそれぞれ順に、前記プライマリーのダイオードおよびリアクトルを経由して、前記出力電圧のフィルターの正極に接続され、セカンダリーダイオードの負端はもう一つのセカンダリーダイオードと前記出力電圧のフィルターキャパシタとの間の回路に接続されることを特徴とする請求項１５記載のＺＶＳ電力転換装置。
- 前記電力スイッチはパワーＭＯＳＦＥＴｓであることを特徴とする請求項１５または１６記載のＺＶＳ電力転換装置。
- 入力電圧のフィルターキャパシタと、変圧器とを備え、リンギングのないハーフブリッジフライバックのＺＶＳ電力転換装置であって、
前記入力電圧のフィルターキャパシタの正極および負極は入力電圧の正極および負極に接続され、直列接続されている二つの電力スイッチが並列に配置され、その一方の前記電力スイッチのドレーンは前記入力電圧のフィルターキャパシタの正極に接続され、ソースはもう一方の前記電力スイッチのドレーンに接続され、もう一方の前記電力スイッチのソースは前記入力電圧のフィルターキャパシタの負極に接続され、
前記変圧器には、プライマリーコイルが設けられ、前記プライマリーコイルの一端はキャパシタの負極に接続され、他端は補助リアクトルおよびダイオードを経由して、二つの前記電力スイッチ間の回路ならびに前記もう一方の電力スイッチのソースに接続され、前記ダイオードは前記もう一方の電力スイッチに接続され、回路にリンギングが発生した際、前記補助リアクトルの電流は直ちに前記電力スイッチおよび前記ダイオードに短絡され、リンギングを終止させることを特徴とするＺＶＳ電力転換装置。 - セカンダリーコイルをさらに備え、
前記セカンダリーコイルの一端はプライマリーダイオードを経由して、出力電圧のフィルターキャパシタの正極に接続され、他端は前記出力電圧のフィルターキャパシタの負極に接続され、前記出力電圧のフィルターキャパシタは安定した出力電圧を出力端に接続される負荷に提供することを特徴とする請求項１８記載のＺＶＳ電力転換装置。 - 前記電力スイッチはパワーＭＯＳＦＥＴｓであることを特徴とする請求項１８または１９記載のＺＶＳ電力転換装置。
- 入力電圧のフィルターキャパシタと、変圧器とを備え、リンギングのないハーフブリッジブーストフライバックのＺＶＳ電力転換装置であって、
前記入力電圧のフィルターキャパシタの正極および負極は入力電圧の正極および負極に接続され、直列接続されている二つの電力スイッチおよびキャパシタが並列に配置され、前記キャパシタの負極は前記入力電圧のフィルターキャパシタの正極に接続され、前記キャパシタの正極は一方の前記電力スイッチのドレーンに接続され、一方の前記電力スイッチのソースはもう一方の前記電力スイツチのドレーンに接続され、前記もう一方の電力スイッチのソースは前記入力電圧のフィルターキャパシタの負極に接続され、
前記変圧器にはプライマリーコイルが設けられ、前記プライマリーコイルの一端は前記キャパシタの負極に接続され、他端は補助リアクトルおよびダイオードを経由して、前記二つの電力スイッチ間の回路および前記もう一方電力スイッチのソースに接続され、前記ダイオードは前記もう一方の電力スイッチに接続され、回路にリンギングが発生した際、前記補助リアクトルの電流は直ちに前記電力スイッチおよび前記ダイオードに短絡され、リンギングを低減させることを特徴とするＺＶＳ電力転換装置。 - セカンダリーコイルをさらに備え、前記セカンダリーコイルの一端はプライマリーダイオードを経由して、出力電圧のフィルターキャパシタの正極に接続され、他端は前記出力電圧のフィルターキャパシタの負極に接続され、前記出力電圧のフィルターキャパシタは安定した出力電圧を出力端に接続された負荷に提供することを特徴とする請求項２１記載のＺＶＳ電力転換装置。
- 前記電力スイッチはパワーＭＯＳＦＥＴｓであることを特徴とする請求項２１または２２記載のＺＶＳ電力転換装置。
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