DE10124411A1

DE10124411A1 - Nachschwingfreies Nulldurchgang-Schaltverfahren für Schalt-Spannungswandler

Info

Publication number: DE10124411A1
Application number: DE10124411A
Authority: DE
Inventors: Jim H Liang
Original assignee: Skynet Electronic Co Ltd
Current assignee: Skynet Electronic Co Ltd
Priority date: 2001-01-20
Filing date: 2001-05-18
Publication date: 2002-07-25
Also published as: GB2374989B; GB0110016D0; US6507500B2; GB2374989A; US20020126509A1; JP3797885B2; JP2002325442A

Abstract

Nachschwingfreies Nulldurchgangs-Schaltverfahren zur Verwendung in einem Schaltwandler mit einem Schaltzweig zum Schalten im Nulldurchgang mit hoher Leistung und Dichte sowie mit einem Transformator, wobei beim Schalten des Wandlers im Nulldurchgang ein schwingender LC-Kreis entsteht. Nach diesem Verfahren werden beim Auftreten von Nachschwingungen die Induktivität des LC-Kreises kurzgeschlossen und die Spannung über dem Kondensator des LC-Kreises unterdrückt, um die durch den Nulldurchgang-Schaltzweig erzeugten parasitären Nachschwingungen zu beseitigen. Dadurch werden effektiv der Leistungsverlust und die Sperrspannungsforderungen an die sekundärseitigen Gleichrichterbauteile gemindert und man kann mit höherer Arbeitsfrequenz und Leistungsdichte arbeiten. Elektromagnetische Störungen werden abgeschwächt und die Kühlkörper für die Leistungs-MOSFETs können kleiner ausgelegt werden, so dass der Schaltwandler internationale EMI-Bestimmungen erfüllt und auf miniaturisierte Elektronikprodukte anwendbar ist.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum nachschwingfreien Nulldurchgangschalten in schaltenden Leistungs- bzw. Durchfluß- oder Spannungswandlern und insbesondere ein Verfahren, das magnetische Verluste und Schaltverluste beim Schalten hoher Leistungen mit hoher Dichte in Schalt-Spannungswandlern erheblich verringert.

Beschreibung des Standes der Technik

Mit der Tendenz zur Miniaturisierung elektronischer Produkte ist das Ziel der Entwicklung in der Schaltwandlertechnologie, hohe Frequenzen, hohe Leistungen und hohe Packungsdichten der Schaltungselemente zu erreichen. Normalerweise ist die Schaltgeschwindigkeit von Leistungs-MOSFETs weit höher als die von bipolaren Transistoren. So werden Leistungs-MOSFETS in Spannungswandlern als Leistungsschalter verbreitet eingesetzt. Die in der parasitären Kapazität eines Leistungs-MOSFETs gespeicherte Energie erscheint jedoch bei jedem Durchschalten des Leistungs-MOSFETs als ohmsche Erwärmung. Je höher dabei die Schaltfrequenz ist, desto höher sind auch die Verluste.

Solange dieses Problem nicht gelöst ist, lassen sich mit Schaltwandlern weder hohe Arbeitsleistungen noch hohe Schaltfrequenzen erreichen.

Seit dem Bericht von C. P. Henze, H. C. Martin und D. W. Paraley in IEEE 1988 über das Schalten im Nulldurchgang sind mehrere praktische Schaltungen angegeben worden, um die Durchgangsverluste in herkömmlichen Leistungs-MOSFETs zu be seitigen. Beispiele für diese bekannten Techniken sollen im Folgenden umrissen werden.

(1) Im Nulldurchgang schaltende Durchflusswandler

Die in Fig. 1(a) gezeigte Schaltung ist der US-PS 5 019 957 entnommen. Nach dieser Patentschrift kann der Transformator durch entsprechende Ansteuerung in den Zonen positiver und negativer Magnetisierung arbeiten; bei gleicher Ausgangsleistung kann daher der Transformator im Verhältnis kleiner sein. Unter Verwendung dieser Schaltung hat Patrice R. Lethellier eine erste praktikable Schaltung entwickelt, bei der im Nulldurchgang geschaltet wird und auf die (vgl. Fig. 1(b)) im Oktober 1990 das US-Patent 4 975 821 erteilt wurde. Zum Schalten im Nulldurchgang arbeitet der Transformator mit lockerer Verkettung und enthält der Kern einen Spalt, um die Magnetisierungs- und die Leckinduktivität zu erreichen, die erforderlich sind, um mit der parallel zum Schalter SW1 liegenden parasitären Kapazität Cs einen LC-Resonanzkreis zu bilden, der es ermöglicht, den Schalter SW1 genau dann im Null durchgang zu schalten, wenn der Schalter SW2 öffnet.

Entsprechend ermöglicht die Resonanz des LC-Resonanzkreises, dass der Schalter SW2 genau dann im Nulldurchgang schaltet, wenn der Schalter SW1 öffnet. Jedoch würden der Spalt und die Leckinduktivität im Magnetkern des Transformators erhebliche magnetische Verluste bewirken, so dass beim Schalten im Nulldurchgang eine übermäßige Verlustwärme entsteht und die Leistung des Transformators sinkt.

Die Fig. 2(a) und 2(b) zeigen die Schaltungen der US-PS 5 245 520 (Paul Imbertson; eingereicht Oktober 1991, erteilt September 1993). Die Schaltung nach Fig. 2(a) läßt sich als "asymmetrische Halbbrücke mit Absetztransformator", die der Fig. 2(b) als "asymmetrische Vollbrücke mit Absetztransformator" bezeichnen. Diesen beiden Schaltungen ist eine Hilfsdrossel La mit einer der Leckinduktivität des Trans formators äquivalenten Induktivität hinzugefügt worden; daher beseitigt der Transformator das Problem der Überhitzung beim Schalten im Nulldurchgang. Die Hilfsdrossel La und die Streukapazität an den beiden Enden der Primärwicklung des Transformators würden jedoch zu einem erheblichen Nachschwingen führen. Da der Nachschwingstrom zwischen der Drossel und der Transformatorwicklung oszilliert, bewirkt er eine Induktionserwärmung des Magnetkerns und senkt dessen Leistung. Die parasitären Schwingungen verstärken die elektromagnetischen Störeinkopplungen in die Sekundärwicklung des Transformators; daher muss die Sperrspannung der sekundärseitigen Gleichrichterelemente um mindestens das 1,5-fache erhöht werden. Dies sind die Nachteile des Nachschwingens auf die Transformatorwicklungen der Imbertson-Schaltung. Das Nachschwingen auf der Primär- und der Sekundärwicklung des Transformators der Imbertson-Schaltung sind in der Fig. 3 gezeigt.

Die Fig. 4(a) und 4(b) zeigen die Schaltungen der US-PS 5 057 986 (Christopher P. Henze und Hubert C. Martin Jr.; erteilt Oktober 1991). Hier entfällt die Hilfsdrossel La. Zum Schalten im Nulldurchgang muss der Spalt des Transformators erheblich verbreitert werden, damit der Spitze-Spitze-Wert des Primär- Magnetisierungsstroms des Transformators größer ist als der von der Sekundär- auf die Primärseite reflektierte Laststrom. Ähnlich der für Patrice R. Lethellier patentierten Erfindung wird bei dieser Konstruktion der Transformator überhitzt. Daher muss der Transformator sehr viel größer gewählt werden, um seine Fähigkeit zur Wärmeabstrahlung zu verbessern.

Die Fig. 5(a) und 5(b) zeigen die Schaltungen nach der US-PS 5 402 329 (Wittenbreder, Jr. et al; erteilt März 1995). Da diese Schaltungen mit einer Hilfsinduktivität arbeiten, lässt sich mit ihnen ein Schalten im Nulldurchgang leicht erreichen, ohne dass der Spitze-Spitze-Wert des Primär-Magnetisierungsstroms des Transformators größer gemacht wird als der von der Sekundär- auf die Primärseite reflektierte Laststrom. Die Hilfsinduktivität kann die Leckinduktivität einer Verkettungswicklung des Transformators oder eine diskret hinzugefügte Drossel sein. Unabhängig davon, ob eine Hilfs induktivität in welchen Schaltungsarten vorliegt, kann dieses Patent das Problem der - wie im Imbertson-Patent - durch das Nachschwingen erzeugten Nebeneffekte nicht beseitigen. Die Fig. 6 zeigt das Nachschwingen auf der Primär- und der Sekundär wicklung des Transformators der Schaltungen gemäß der US-PS 5 402 329.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung soll ein Verfahren zum nachschwingfreien Schalten im Nulldurchgang zur Verwendung in Schaltwandlern schaffen, das eine induktive Erwärmung des Magnetkerns infolge parasitärer Nachschwingungen beim Schalten im Nulldurchgang sowie deren Auswirkungen auf die Anforderungen an die Sperrspannung von Gleichrichterkomponenten sowie elektromagnetische Störungen eliminiert.

Nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die Nulldurchgang-Schaltanordnung mit Hilfsinduktivität und Ausgleichskapazität eines herkömmlichen Schaltwandlers umgeordnet und der Schaltung mindestens eine Diode zum Kurz schließen des Stroms der Hilfsinduktivität hinzugefügt, um von der Streukapazität auf der Primärseite des Wandler- Transformators verursacht parasitäre Schwingungen zu un terdrücken und so zu verhindern, dass die Hilfsinduktivität und der Haupttransformator elektromagnetische Störungen erzeugen, um weiterhin die Soll-Sperrspannung von sekundärseitigen Gleichrichterkomponenten effektiv zu senken, um die Arbeits frequenz und Leistungsdichte erheblich zu erhöhen und um so zu erreichen, dass der Schaltwandler die internationalen Stör freiheitsbestimmungen erfüllt.

Nach einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden dem Serienzweig zwischen dem Transformator und den beiden Leistungs-MOSFETs die Hilfsinduktivität des Nulldurchgang-Schaltzweiges sowie der Verbindung zwischen der Primärwicklung des Transformators und der zusätzlichen Induk tivität mindestens eine Diode hinzugefügt, so dass die Diode gemeinsam mit dem entsprechenden Leistungs-MOSFET den elektrischen Strom der Hilfsinduktivität kurzschließt und die Spannung der Streukapazität auf der Primärseite des Transformators beim Nachschwingen der zusätzlichen Induktivität unterdrückt, so dass die Streukapazität am Schwingen gehindert wird und man bei hoher Leistung eine hochdichtes Schalten im Nulldurchgang bei nur schwachen elektromagnetischen Störungen erhält.

Weiterhin läßt das erfindungsgemäße nachschwingfreie Schaltverfahren sich in Sperr- sowie Boost-Durchfluss- und Boost-Sperrwandlern einsetzen, um ein Nachschwingen zu verhindern und so Leistungsverluste effektiv zu verringern, um die Soll-Sperrspannung der sekundärseitigen Gleichrichterkomponenten zu senken, um die Arbeitsfrequenz und die Leistungsdichte zu erhöhen, elektromagnetische Störungen zu unterdrücken, die Kühlkörper für die Leistungs-MOSFETs zu verkleinern und die Eignung der resultierenden Wandler für den Entwurf miniaturisierter Elektronikprodukte zu verbessern.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1(a) ist ein Stromlauf der Schaltung nach der US-PS 383 594;

Fig. 1(b) ist ein Stromlauf der Schaltung nach der US-PS 4 975 821;

Fig. 2(a) und 2(b) sind Stromläufe der Schaltungen nach der US- PS 5 245 520;

Fig. 3 zeigt parasitäres Nachschwingen auf der Primär- und der Sekundärwicklung der für Imbertson patentierten Schaltung;

Fig. 4(a) und 4(b) sind Stromläufe der Schaltungen nach der US- PS 5 057 986;

Fig. 5(a) und 5(b) sind Stromläufe der Schaltungen nach der US- PS 5 402 329;

Fig. 6 zeigt parasitäres Nachschwingen auf der Primär- und der Sekundärwicklung der für Wittenbreder, Jr., und Ernest H. patentierten Schaltung;

Fig. 7 ist ein Stromlauf der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 8 zeigt parasitäres Nachschwingen der Schaltung nach Fig. 7 ohne Nachschwingunterdrückung;

Fig. 9 ist ein an der Schaltung der Fig. 7 aufgenommenes Zeitdiagramm mit hinzugefügter Nachschwingunterdrückung; auf das fehlende Nach schwingen wird hingewiesen;

Fig. 10 zeigt die Stromläufe von 10 Ersatzschaltungen nach Fig. 7;

Fig. 11 zeigt an Ersatzschaltungen das Nachschwingen im erfindungsgemäßen unteren Teil der Unterdrückungsschaltung;

Fig. 12 zeigt in einem Zeitdiagramm den Spannungs- und Stromverlauf des Nachschwingens im erfindungsgemäßen unteren Teil der Unterdrückungssschaltung;

Fig. 13 zeigt an Ersatzschaltungen das Nachschwingen im erfindungsgemäßen unteren Teil der Unterdrückungsschaltung;

Fig. 14 zeigt in einem Zeitdiagramm den Spannungs- und Stromverlauf des Nachschwingens im oberen Teil der erfindungsgemäßen Unterdrückungsschaltung;

Fig. 15 zeigt an der Schaltung der Fig. 7 aufgenommene Last- Wirkungsgrad-Kurven;

Fig. 16 zeigt das mit der Schaltung nach Fig. 7 erreichte EMI-Verhalten;

Fig. 17 zeigt den Stromlauf der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 18 zeigt den Stromlauf der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 19 zeigt den Stromlauf der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 20 zeigt den Stromlauf der fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; und

Fig. 21 zeigt den Stromlauf der sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum nachschwingfreien Schalten im Nulldurchgang zur Verwendung in Schaltwandlern. Es soll den elektrischen Strom der Induktivität eines LC- Resonanzkreises kurzschließen, der beim Schalten im Null durchgang mit hoher Dichte auf der Primärseite eines Transformators im Wandler auftritt, um die Spannung an der Kapazität des LC-Resonanzkreises schon beim Anschwingen und so das parasitäre Nachschwingen der Schaltung effektiv zu un terdrücken.

In der Schaltung sind die Nulldurchgangsschaltzweige mit Hilfsinduktivität und Ausgleichskapazität des herkömmlichen Schaltwandlers umgeordnet. Die Erfindung liegt im Einfügen einer Hilfsinduktivität in den Serienzweig zwischen der Primärwicklung des Transformators und zwei Leistungs-MOSFETs und im Anschließen von einer oder zwei Kurzschluss-Dioden an den gemeinsamen Verbindungspunkt zwischen der Primärwicklung des Transformators und der zusätzlichen Hilfsinduktivität. Sobald der aus der zusätzlichen Hilfsinduktivität und der Streukapazität der Primärseite des Transformators gebildete LC- Resonanzkreis anschwingt, wirken die Kurzschluss-Dioden mit den entsprechenden Leistungs-MOSFETs zusammen, um den elektrischen Strom der hinzugefügten Hilfsinduktivität kurzzuschließen und die Spannung an der Streukapazität der Primärseite des Transformators zu unterdrücken, so dass die Streukapazität am Schwingen gehindert und das Auftreten von Schwingungen effektiv unterdrückt wird; der Wandler erreicht so ein Schalten im Nulldurchgang mit hoher Dichte und hoher Leistung bei niedrigem Störanteil.

Die Fig. 7 zeigt eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, in der das Verfahren zum nachschwingfreien Schalten im Nulldurchgang in einem Durchflusswandler in Halb brückenschaltung mit Vollweggleichrichtung Einsatz findet. Die Schaltung dieser Ausführungsform wird hier als nachschwingfreier Durchflusswandler in Halbbrückenschaltung mit Vollweggleichrichtung bezeichnet. Die Ausführungsform weist einen Eingangsfilterkondensator Cin sowie parallel zu diesem eine Reihenschaltung von Leistungs-MOSFETs Q1, Q2 auf. Mit dem Plus- und dem Minus-Pol liegt der Eingangsfilterkondensator Cin über dem Plus- und Minus-Anschluss einer Eingangsspannung Vin. Der zweite Leistungs-MOSFET Q2 ist mit seiner Drain-Elek trode an den Plus-Pol des Eingangs-Filterkondensators Cin und mit seiner Source-Elektrode an die Drain-Elektrode des ersten Leistungs-MOSFETs Q1, die Source-Elektrode des ersten. Leis tungs-MOSFETs Q1 an den Minus-Pol des Eingangsfilterkondensa tors Cin gelegt. Der Eingangsfilterkondensator Cin sorgt daher für eine stabile Eingangsspannung des Transformators. Mit dem Transformator ist Energie speicher- und abgebbar; er weist eine Primärwicklung Np und zwei Sekundärwicklungen Ns1, Ns2 auf. Die Induktivitätswerte der Wicklungen Np, Ns1 und Ns2 sind Lp, Ls1 bzw. Ls2. Die Primärwicklung Np ist mit einem Ende an den Minus-Pol eines Ausgleichskondensators Cb und mit dem entgegengesetzten Ende über eine Hilfsinduktivität La an den gemeinsamen Anschluss der Leistungs-MOSFETs Q1, Q2 gelegt. Der Plus-Pol des Ausgleichskondensators Cb ist an die Drain- Elektrode des zweiten Leistungs-MOSFETs Q2 gelegt. In dieser Ausführungsform ist der Schaltungszweig zwischen der Primärwicklung Np und der Hilfsinduktivität La über Dioden D4 und D3 an die Drain-Elektrode des zweiten Leistungs-MOSFETs Q2 bzw. an die Source-Elektrode des ersten Leistungs-MOSFETs Q1 gelegt, so dass die Diode D4 (bzw. D3) mit dem Leistungs-MOSFET Q2 (bzw. Q1) zusammen wirkt, um den elektrischen Strom i_La der Hilfsinduktivität La vom Leistungs-MOSFET Q2 und der Diode D4 (bzw. vom Leistungs-MOSFET Q1 und der Diode D3) kurzschließen zu lassen und so das Nachschwingen bereits im Entstehen zu beenden. Die Sekundärwicklungen Ns1, Ns2 sind jeweils mit einem Ende an den Minus-Pol eines Ausgangs-Filterkondensators Co und mit dem anderen Ende an den positiven Pol der Dioden D1, D2 gelegt. Mit dem negativen Pol sind die Dioden D1, D2 über eine Induktivität Lo an den Plus-Pol des Ausgangs-Filterkondensators Co gelegt, so dass der Ausgangsfilterkondensator Co der Last am Ausgang eine stabile Ausgangsgleichspannung liefert.

Um den Effekt des Nachschwingens darzustellen, entfernt man die beiden Kurzschluss-Dioden D3, D4 von der Induktivität La und nimmt mit einem Oszilloskop die Spannungs- und Stromverläufe im eingeschwungenen Zustand der Schaltung auf. Die aufgenommenen Verläufe sind in Fig. 8 gezeigt. Wie dort gezeigt, tritt das Nachschwingen nach den Zeitpunkten t3 und t8 auf. Die Fig. 9 zeigt die Verläufe nach dem Wiedereinbau der Dioden D3, D4. Wie die Fig. 9 zeigt, tritt das Nachschwingen im Anfangsstadium nach den Zeitpunkten t3 und t8 auf; es wird aber mit dem Erreichen der Zeitpunkte t4 und t9 unterdrückt; nach den Zeit punkten t5 und t10 ist das Nachschwingen unerheblich. Wie oben festgestellt, verwendet die Erfindung zwei Dioden zum Kurzschließen des elektrischen Stroms des LC-Kreises und zum weiteren Unterdrücken der Spannung am Kondensators und seiner Schwingungen, so dass Nachschwingungen wirksam unterdrückt werden.

Zur Erläuterung der Wechselwirkung zwischen den Leistungs- MOSFETS Q1, Q2 und den Dioden D3, D4 beim Unterdrücken von Nachschwingungen beim Durchschalten der Leistungs-MOSFETs Q1 bzw. Q2 sind die Verläufe der Fig. 9(a) vergrößert und in 10 Zeitintervalle unterteilt und die jeweiligen Ersatzschaltungen in der Fig. 10 dargestellt. In den Ersatzschaltungen der Fig. 10 stellen die dick durchgezogenen Linienzüge die jeweils arbeitenden, die dünn durchgezogenen Linienzüge die jeweils nicht arbeitenden Schaltungszweige dar. Die gestrichelten Linienzüge zeigen den Zustand der Schaltungsänderung beim Schalten im Nulldurchgang. Die Schaltungswirkung in den jeweiligen Zeitabschnitten sind im folgenden erläutert:

(1) Zeitintervall t10-t1

Dieses und das letzte Zeitintervall liegen im Energieabgabeintervall; vergl. die Ersatzschaltung der Fig. 10- 1(a). In diesem Zeitintervall sind der Leistungs-MOSFET Q1 und die Diode D1 durchgeschaltet; elektrischer Strom tritt am Plus- Anschluss des Stromanschlusses Vin ein und fließt über den Ausgleichskondensator Cb, die Primärwicklung Np, die Hilfsinduktivität La und den Leistungs-MOSFET Q1 zurück zum Mi nus-Anschluss der Stromquelle Vin. In diesem Intervall werden der Ausgleichskondensator Cb und der Kondensator Co elektrisch geladen und die Hilfsinduktivität La auf der Primärseite wie auch die Induktivität Lo magnetisch erregt.

(2) Zeitintervall t1-t2

Dieses Intervall ist das Resonanzstadium, in dem der Leistungs- MOSFET Q2 im Nulldurchgang geschaltet werden kann; vergl. die Ersatzschaltung der Fig. 10-1(b). Es sperre der Leistungs- MOSFET Q1 zur Zeit t1; dann bilden die Hilfsinduktivität La, die Ersatzinduktivität L_NP auf der Primärseite des Transformators und die parasitären Kapazitäten C_Q1, C_Q2 der Leistungs-MOSFETs Q1, Q2 einen LC-Resonanzkreis, der mit dem elektrischen Strom i_La der Hilfsinduktivität La zur Zeit t1 als Anfangsresonanzstrom die parasitären Kapazitäten C_Q1 bzw. C_Q2 lädt. Diese Resonanz ermöglicht es, die Leistungs-MOSFET Q2, im Nulldurchgang zu schalten. Fällt die Spannung an der Primärwicklung Np auf null, schalten die Diode D1, D2 durch und schließen die Sekundärwicklung des Transformators kurz. Mittels der Hilfsinduktivität La werden dann die parasitären Kapazi täten C_Q1, C_Q2 kontinuierlich geladen. Die parasitäre Diode D_Q2 schaltet durch, wenn die Spannung Vds an der Kapazität C_Q1 Vin übersteigt, was Gelegenheit zum Schalten des Leistungs-MOSFET Q2 im Nulldurchgang schafft.

(3) Zeitintervall t2-t3

In diesem Intervall ändert sich die Richtung des elektrischen Stroms i_La in der Hilfsinduktivität La; vergl. die Ersatzschaltung der Fig. 10-2(a). Die Dioden D1, D2 sind durchgeschaltet, so dass keine Spannung über der Primärwicklung Np steht. Da die parasitäre Diode D_Q2 und der Leistungs-MOSFET Q2 durchgeschaltet sind, ist die Spannung an der Hilfsinduktivität La gleich der Spannung Vcb am Kondensator Cb; die Steigung des elektrischen Stroms i_La beträgt (-Vcb/La). Bei positivem elektrischem Strom i_La wird der Kondensator Cb geladen. Bei negativem Strom i_La beginnt der Kondensator Cb, sich zu entladen.

(4) Zeitintervall t3-t4

In diesem Zeitintervall finden Schwingungen im oberen Schaltungsteil statt; vergl. die Ersatzschaltung der Fig. 10- 2(b). Zur Zeit t3 wird der Kondensator Cb entladen und die Spannung an der Primärwicklung Np geht von null ins Negative, so dass die Diode D1 sperrt; die Hilfsinduktivität La bildet mit der Streukapazität C_NP auf der Primärseite des Transformators einen Resonanzkreis. Zu dieser Zeit wird die Streukapazität C_NP ge- und entladen, so dass ohne die Diode D4 der Schaltungszweig schwingt.

(5) Zeitintervall t4-t5

Es finden Schwingungen im oberen kurzgeschlossenen Schaltungsteil statt; vergl. die Ersatzschaltung in Fig. 10- 3(a). Wird die Diode D2 in diesem Intervall gesperrt, steigt die Spannung Vd3 schnell an. Sobald Vd3 die Eingangsspannung Vin (zur Zeit t4) übersteigt, schaltet die Diode D4 durch und wird der elektrische Strom in der Hilfsinduktivität La vom Leistungs-MOSFET Q2 und der Diode D4 kurzgeschlossen, so dass die Schwingungen beendet werden und der obere Schaltungsteil schwingungsfrei bleibt. Reicht zur Zeit t5 der elektrische Strom in der Diode D4 nicht aus, um sie durchzuschalten, kann die Energie in der Hilfsinduktivität La nur unbedeutende Schwingungen erzeugen, ohne das normale Arbeiten der Schaltung zu beeinträchtigen.

(6) Zeitintervall t5-t6

In diesem und dem nächsten Zeitintervall wird Energie abgegeben; vergl. die Ersatzschaltung der Fig. 10-3(b). Hier sind der Leistungs-MOSFET Q2 und die Diode D2 durchgeschaltet; es fließt Strom vom Plus-Pol des Kondensators Cb durch den Leistungs-MOSFET Q2, die Hilfsinduktivität La und die Primärwicklung Np zum Minus-Pol des Kondensators Cb. In diesem Intervall wird die Energie aus dem Kondensator Cb auf die Sekundärseite des Transformators übergekoppelt, um über die Diode D2 die Induktivität Lo zu erregen und den Kondensator Co zu laden.

(7) Zeitintervall t6-t7

Die Ersatzschaltung in Fig. 10-4(a) zeigt das Resonanzstadium, in dem der Leistungs-MOSFET Q1 im Nulldurchgang geschaltet werden kann. Wird zur Zeit t6 der Leistungs-MOSFET Q2 gesperrt, bilden die Hilfsinduktivität La, die Ersatzinduktivität L_NP der Primärseite des Transformators und die parasitären Kapazitäten C_Q1, C_Q2 einen LC-Resonanzkreis, bei dem der elektrische Strom i_La der Hilfsinduktivität La zur Zeit t6 als Anfangsresonanzstrom die parasitären Kapazitäten C_Q1, C_Q lädt. Diese Resonanz erlaubt das Schalten des Leistungs-MOSFETS Q1 im Nulldurchgang. Fällt die Spannung an der Primärwicklung Np auf null, schließen die durchgeschalteten Dioden D1, D2 gemeinsam die Sekundärwicklung des Transformators kurz. Mit Hilfe der Hilfsinduktivität La werden die parasitären Kapazitäten C_Q1, C_Q2 kontinuierlich entladen. Die parasitäre Diode D_Q1 schaltet durch, wenn die Spannung Vds der Kapazität C_Q1 unter null abfällt, was Gelegenheit zum Schalten des Leistungs-MOSFETs Q1 im Nulldurchgang bietet.

(8) Zeitintervall t7-t8

Hier erfolgt die Richtungsänderung des elektrischen Stroms i_La der Hilfsinduktivität La; vergl. die Ersatzschaltung der Fig. 10-4(b). Die Dioden D1, D2 sind durchgeschaltet; über der Primärwicklung Np liegt also keine Spannung. Da die parasitäre Diode D_Q1 und der Leistungs-MOSFET Q1 durchgeschaltet sind, ist die Spannung an der Hilfsinduktivität La gleich der Spannungs differenz (Vin - Vcb) zwischen der Eingangsspannung Vin und der Spannung Vcb am Kondensator Cb; die Steigung des Stroms i_La beträgt (Vin - Vcb)/La. Geht der Strom i_La ins Negative, bedeutet dies, dass der Kondensator Cb sich gerade entlädt. Wird der Strom i_La positiv, bedeutet dies das Laden des Kondensators Cb.

(9) Zeitintervall t8-t9

Im unteren Schaltungsteil treten Nachschwingungen auf; vgl. die Ersatzschaltung der Fig. 10-5(a). Zur Zeit t8 wird der Kondensator Cb geladen und geht die Spannung an der Primärwicklung Np von null ins Positive, so dass die Diode D2 in Rückwärtsrichtung vorgespannt und daher gesperrt wird. Daher bildet die Hilfsinduktivität La mit der Streukapazität C_NP auf der Primärseite des Transformators einen Resonanzkreis. Die Streukapazität C_NP wird ge- und entladen, so dass der Schaltungsteil ohne die Diode D3 schwingt.

(10) Zeitintervall t9-t10

In diesem Intervall treten im unteren Schaltungsteil Schwingungen auf; vergl. die Ersatzschaltung der Fig. 10-5(b). Wird in diesem Intervall die Diode D2 gesperrt, fällt die Spannung Vd3 rasch ab. Fällt diese Spannung (zur Zeit t9) unter null, schaltet die Diode D3 durch und wird der Strom in der Hilfsinduktivität La vom Leistungs-MOSFET Q1 und der Diode D3 kurzgeschlossen, so dass die Schwingungen unterdrückt werden und der untere Schaltungsteil schwingungsfrei bleibt. Reicht zur Zeit t10 der Strom in der Diode D3 zum Durchschalten nicht aus, kann die Energie in der Hilfsinduktivität La nur so schwache Schwingungen anregen, dass der Normalbetrieb der Schaltung nicht beeinträchtigt wird.

Wie oben festgestellt, wird im Zeitintervall (t4-t5) der Schwingungsstrom im oberen Schaltungsteil und im Zeitintervall (t9-t10) der im unteren Schaltungsteil kurzgeschlossen. In dieser Ausführungsform erfolgt also ein schwingungsfreies Schalten im Nulldurchgang.

Wie weiterhin oben ausgeführt, umfasst der Schwingungseffekt, der beim Schalten im Nulldurchgang bei einem herkömmlichen Schalt-Stromwandler entsteht, Schwingungen im oberen und solche im unteren Schaltungsteil. Die Prinzipien und Vorteile der Er findung, mit denen diese beiden Schwingeffekte sich unterdrücken lassen, sind hier anhand der Ersatzschaltungen der Fig. 11-14 umrissen.

(a) Schwingungsunterdrückung im unteren Schaltungsteil und deren Vorteile (1) Zeitintervall t7-t8

In diesem Intervall ändert der Strom i_La in der Hilfsinduktivität seine Richtung; vergl. die Ersatzschaltung der Fig. 11(a). Der Transformator wird von den Dioden D2, D1 zur Zeit t7 kurzgeschlossen und der Strom i_La der Hilfsinduktivität La steigt schnell an. Zur Zeit t7a wechselt der Strom i_La von einem negativen auf einen positiven Wert. Nach der Zeit t8 steigt der Strom i_La mit verhältnismäßig flacherer Steigung stetig an.

(2) Zeitintervall t8-t9

In diesem Intervall erfolgt ein Anschwingen im unteren Schaltungsteils. Vergl. die Ersatzschaltung der Fig. 11(b) sowie auch die Fig. 12, die den Spannungs- und Stromverlauf der Schwingungen in der unteren Unterdrückungsschaltung zeigt. Wie dargestellt, wird der elektrische Strom i_La der Hilfsinduktivität La in zwei Teilen kurzgeschlossen. Der Wert des Stromanteils i_p, der durch die Primärwicklung des Trans formators fließt, betrifft nur die Last und beeinflusst das Schwingen nicht. Der Wert des Stromanteils i_Cs und i_D3 durch die Streukapazität Cs und die Diode D3 auf der Primärseite hat nichts mit der Last zu tun, beeinflusst aber die Schwingungen. Sperrt die Diode D2 zur Zeit t8, wird der Kurzschluss vom Transformator abgenommen. Die Hilfsinduktivität La und die Streukapazität auf der Primärseite des Transformators bilden einen LC-Resonanzkreis, der unter den Anfangsbedingungen V(La) = (Vin - Vcb) und V(Cs) = 0 anschwingt. Da die Streukapazität Cs geladen wird, fällt die Spannung Vd3 an der Diode D3 schnell ab. Wird sie negativ, schaltet die Diode D3 durch und schaltet zusammen mit dem Leistungs-MOSFET Q1 den Resonanzstrom der Hilfsinduktivität La sofort kurz, so dass die Schwingungen unterdrückt werden. Zur Zeit t9 ist die in der Streukapazität Cs gespeicherte Energie gleich der in der Hilfsinduktivität La:

E(Cs) = E(La) = (1/2)(Cs (Vin - Vcb)² (1)

(3) Zeitintervall t9-t10

Schwingungen im unteren Schaltungsteil werden unterdrückt; vergl. die Ersatzschaltung der Fig. 11(c). Werden die Schwingungen nicht von der Diode D3 unterdrückt und ist das Dämpfungsverhältnis gleich null, lädt sich die Streukapazität Cs auf der Primärseite des Transformators auf das Doppelte von (Vin - Vcb) auf, so dass die Streukapazität Cs eine maximale Energie von

E(Cs) = (1/2)Cs[2(Vin - Vcb)]² (2)

speichert.

Werden weiterhin die Schwingungen nicht von der Diode D3 unterdrückt und fügt man eine RC-Löschschaltung hinzu, kann diese den Schwingeffekt nur unterdrücken, wenn sie die in der Streukapazität Cs gespeicherte Energie vollständig übernimmt. Unterdrückt die Diode D3 die Schwingungen im unteren Schaltungsteil, wird die in der Hilfsinduktivität zur Zeit t9 gespeicherte Energie im Intervall t9-t10 vollständig ver braucht. Da die Schwingungen im unteren Schaltungsteil unterdrückt werden, verringern sich die Schaltungsverluste; die reduzierten Verluste ergeben sich aus der Gleichung (2) minus der Gleichung (1):

Verlustminderung = (3/2)Cs(Vin - Vcb)² (3)

Nach dieser Analyse reduziert die Anwendung der Schwingungsunterdrückung in der oben erläutertem Ausführungsform die von Schwingungen im unteren Schaltungsteil verursachten Energieverluste um drei Viertel.

(b) Schwingungsunterdrückung im oberen Schaltungsteil und deren Vorteile

Das Prinzip der Schwingungsunterdrückung im oberen Schaltungsteil entspricht dem für den unteren Schaltungsteil mit Ausnahme eines anderen Energieverlusts, der wie folgt ausführlich beschrieben ist:

(1) Zeitintervall t2-t3

In diesem Intervall ändert der Strom i_La in der Hilfsinduktivität La seine Richtung; vergl. die Ersatzschaltung der Fig. 13(a). Der Transformator wird zur Zeit t2 von den Dioden D1 und D2 kurzgeschlossen; daher fällt der Strom i_La der Hilfsinduktivität La rasch ab. Zur Zeit t2a wechselt der Strom vom Positiven ins Negative. Nach dem Zeitpunkt t3 fällt wegen der gesperrten Diode D1 der Strom kontinuierlich mit relativ flacherer Steigung ab.

(2) Zeitintervall t3-t4

In diesem Intervall schwingt der obere Schaltungsteil an; vergl. die Ersatzschaltung der Fig. 13(b). Vergl. auch die Fig. 14, die den Spannungs- und Stromverlauf beim Schwingen in der Unterdrückungsschaltung des oberen Schaltungsteils zeigt. Wie dargestellt, wird der elektrische Strom i_La der Hilfsinduktivität La zu zwei Teilen aufgeteilt. Der Wert des Stromanteils i_p in der Primärwicklung des Transformators betrifft nur die Last und beeinflusst das Schwingverhalten nicht. Der Stromanteil i_Cs und i_D4 hat nichts mit der Last zu tun, beeinflusst aber das Schwingverhalten. Wird zur Zeit t3 die Diode D1 gesperrt, entfällt der Kurzschluss des Transformators. Die Hilfsinduktivität La und die primärseitige Streukapazität Cs am Transformator bilden einen LC-Re sonanzkreis, der unter den Anfangsbedingungen V(La) = Vin, V(Cs) = 0 zu schwingen beginnt. Da die Streukapazität Cs sich lädt, steigt die Spannung Vd3 an der Diode D3 rasch an. Übersteigt Vde die Eingangsspannung Vin, schaltet die Diode D4 durch und wird der Resonanzstrom der Hilfsinduktivität La sofort von der Diode D4 und dem Leistungs-MOSFET Q2 kurgeschlossen, so dass die Schwingungen unterdrückt werden. Zur Zeit t4 ist die in der Streukapazität Cs gespeicherte Energie gleich der in der Hilfsinduktivität La:

E(Cs) = E(La) = (1/2)CsVcb² (4)

(3) Zeitintervall t4-t5

In diesem Intervall wird das Schwingen im oberen Schaltungsteil unterdrückt; vergl. die Ersatzschaltung der Fig. 13(c). Werden die Schwingungen nicht von der Diode D4 unterdrückt und ist das Dämpfungsverhältnis gleich null, wird die primärseitige Streukapazität Cs des Transformators auf das Doppelte von Vcb geladen und speichert so eine maximale Energie von

E(Cs) = 2CsVcb² (5)

Wird weiterhin das Schwingen nicht von der Diode D4 unterdrückt und ein RC-Löschzweig hinzugefügt, wird dieser das Schwingen nur unterdrücken, wenn er die in der Streukapazität Cs gespeicherte maximale Energie vollständig verbraucht. Wird das Schwingen im unteren Schaltungsteil von der Diode D4 unterdrückt, verbraucht die Diode D4 im Intervall t4-t5 die in der Hilfsinduktivität La zur Zeit t4 gespeicherte Energie. Da die Schwingungen im oberen Schaltungsteil unterdrückt werden, verringern sich die Schaltungsverluste; die Verlustminderung ergibt sich aus der Gleichung (5) minus der Gleichung (4):

Verlustminderung = (3/2)CsVcb² (6)

Nach obiger Analyse reduziert die Anwendung der Schwingungsunterdrückung auf die genannte Ausführungsform die von Schwingungen im oberen Schaltungsteil erzeugten Energieverluste um drei Viertel.

Fasst man Gleichung (2) und Gleichung (5) zusammen, beträgt der Gesamt-Energieverlust durch die Schwingungen im unteren und im oberen Schaltungsteil:

Gesamtverlust durch Schwingungen = 2(Cs[(Vin - Vcb)² + Vcb²] (7)

Fasst man Gleichung (1) und Gleichung (4) zusammen, beträgt der Gesamt-Energieverlust bei Unterdrückung der Schwingungen im unteren und oberen Schaltungsteil:

Gesamtverlust bei Schwingungsfreiheit = (1/2)Cs[(Vin - Vcb)² + Vcb²] (8)

Beträgt in der vorgenannten Ausführungsform die primärseitige Streukapazität Cs des Transformators 100 pF, die Eingangsspannung 400 V und die Spannung Vcb am Kondensators Cb 100 V und werden die Schwingungen des Schaltwandlers mit einem RC-Löschkreis unterdrückt, beträgt der Gesamt-Energieverlust 20 J, bei Schwingungsunterdrückung jedoch 5,0 J. Der Energieverlust bei Schwingungsfreiheit wird also um 15 J verringert. Arbeitet der Schaltwandler unter 100 kHz, beträgt der Leistungsverlust der RC-Löschschaltung 2,0 W, bei Schwingungsfreiheit jedoch 0,5 W; der Leistungsverlust bei Schwingungsfreiheit ist also um 1,5 W reduziert. Wird die Arbeitsfrequenz auf 200 kHz erhöht, beträgt der Leistungsverlust des RC-Löschzweiges 4,0 W, der Leistungsverlust bei Schwingungsfreiheit jedoch 1,0 W, so dass der Leistungsverlust bei Schwingungsfreiheit um 3,0 W verringert ist. Wie festgestellt, sind die Schwingungsverluste der Arbeitsfrequenz direkt proportional. Dies ist ein we sentlicher Faktor dafür, dass bei herkömmlichen Schaltwandlern mit Schalten im Nulldurchgang die Arbeitsfrequenz sich nicht beliebig erhöhen läßt. Mit dem System zur Schwingungsunterdrückung sind schwingungsbedingte Energieverluste weitaus geringer und lassen die Arbeitsfrequenz der Nulldurchgang-Schaltanordnung und die Leistungsdichte des Schaltwandlers sich verbessern.

Die Fig. 15 zeigt Wirkungsgrad-Last-Kurven zur Erläuterung der mit der Ausführungsform nach Fig. 7 erreichten Verbesserung. In dieser Ausführungsform war die Eingangsspannung Vin = 370 V₌, die Ausgangsspannung Vout = 12 V (5 A, die Arbeitsfrequenz 60 kHz, die Primär-Induktivität Lp des Haupttransformators 1,2 mH, die Leckinduktivität 4,5 H und die zusätzliche Hilfsinduktivität La = 35 H. Die erste Kurve erhält man bei Benutzung einer Löschschaltung zur Schwingungsunterdrückung; man erreicht einen Wirkungsgrad von 91%. Für die zweite Kurve gelten die gleichen Arbeitsbedingungen wie für die erste mit Ausnahme der Verwendung von Dioden D3, D4 zur Schwingungsunterdrückung. Da ein Energie verbrauchender Löschzweig fehlt, verbessert der Wirkungsgrad sich auf 92%. Die dritte Kurve ergibt sich bei den gleichen Arbeitsbedingungen wie für die zweite, aber bei Benutzung einer 100 V-Schottky-Diode mit Vf = 0,65 V Spannungsabfall in Fluss richtung; der Wirkungsgrad verbessert sich auf 94%.

Die Fig. 16 zeigt die Leistungsfähigkeit der Ausführungsform nach Fig. 7 hinsichtlich elektromagnetischer Störungen (EMI). Dabei stellt das obere Diagramm das Frequenzspektrum mit und das untere dasjenige ohne Schwingungen dar. Eine Verbesserung von etwa 6 dB bei 2,5 MHz ist erkennbar. Dabei ist 2,5 MHz an genähert die Schwingungsfrequenz. Werden die Schwingungen unterdrückt, verschwinden auch die zugehörigen Störungen aus dem Frequenzspektrum.

In der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wie sie in Fig. 17 gezeigt ist, ist die erfindungsgemäße Technik zur Schwingungsunterdrückung auf einen im Nulldurchgang schaltenden Boost-Durchflusswandler in Halbbrückenschaltung mit Vollweggleichrichtung angewandt. Er läßt sich daher als nachschwingfrei im Nulldurchgang schaltender Boost- Durchflusswandler in Halbbrückenschaltung mit Vollweg gleichrichtung bezeichnen. Er weist einen Filterkondensator Cin über der Eingangsspannung sowie parallel zu diesem eine Reihenschaltung aus den Leistungs-MOSFETs Q1, Q2 und einem Kondensator Cb auf. Der Eingangsfilterkondensator Cin ist mit seinem Plus- und seinem Minus-Pol an den Plus- bzw. den Minus- Anschluss der Eingangsspannung Vin, der Kondensator Cb mit seinem Minus-Pol an den Plus-Pol des Kondensators Cin und mit seinem Plus-Pol an die Drain-Elektrode des Leistungs-MOSFETs Q2 gelegt. Die Source-Elektrode des Leistungs-MOSFETs Q2 ist mit der Drain-Elektrode des Leistungs-MOSFETS Q1 verbunden, die Source-Elektrode des Leistungs-MOSFETs Q1 mit dem Minus-Pol des Kondensators Cin. Der Eingangsfilterkondensator Cin liefert dem Transformator daher eine stabile Eingangsspannung. Der Transformators hat eine Primärwicklung Np und zwei Sekundär wicklungen Ns1, Ns2 (vergl. Fig. 17). Die Primärwicklung Np ist mit einem Ende an den Minus-Pol des Kondensators Cb und mit dem entgegengesetzten Ende über eine Hilfsinduktivität La an den Schaltungszweig zwischen den Leistungs-MOSFETS Q1, Q2 gelegt. Nach dieser Ausführungsform ist der Schaltungszweig zwischen der Primärwicklung Np und der Hilfsinduktivität La über Dioden D4 und D3 so an die Drain-Elektrode des Leistungs- MOSFETs Q2 und die Source-Elektrode des Leistungs-MOSFETs Q1 gelegt, dass die Diode D4 (bzw. D3) mit dem Leistungs-MOSFET Q2 (bzw. Q1) zusammen den Strom i_La der Hilfsinduktivität La kurzschließt und damit Schwingungen bereits im Entstehen unterdrückt. Die Verschaltung der Sekundärwicklungen Ns1, Ns2 entspricht der sekundärseitigen Schaltung der genannten ersten Ausführungsform.

Die dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wendet die Technik zur Schwingungsunterdrückung auf einen im Nulldurchgang schaltenden Durchflusswandler in Halbbrückenschaltung mit Halbweggleichrichtung an. Er läßt sich also als nachschwingfrei im Nulldurchgang schaltenden Durchflusswandler in Halbbrückenschaltung mit Halbweggleichrichtung bezeichnen. Die in Fig. 18 gezeigte Ausführungsform weist einen Eingangsfilterkondensator Cin und parallel hierzu eine Reihenschaltung von Leistungs-MOSFETS Q1, Q2 auf. Der Plus- und der Minus-Pol des Eingangsfilterkondensators Cin sind an den Plus- bzw. den Minus-Anschluss der Eingangsspannung Vin gelegt. Der Leistungs- MOSFET Q2 ist mit seiner Drain-Elektrode an den Plus-Pol des Kondensators Cin und an den Minus-Pol eines Kondensators Cb sowie mit seiner Source-Elektrode an die Drain-Elektrode des Leistungs-MOSFETs Q1 gelegt. Die Source-Elektrode des Leistungs-MOSFETs Q1 ist an den Minus-Pol des Kondensators Cin gelegt. Der Eingangsfilterkondensator Cin liefert dem Transfor mator eine stabile Eingangsspannung. Der Transformator hat eine Primärwicklung Np und eine Sekundärwicklung Ns (vergl. Fig. 18). Die Primärwicklung Np ist mit einem Ende an den Minus-Pol des Kondensators Cb und mit dem entgegengesetzten Ende über eine Hilfsinduktivität La an den Schaltungszweig zwischen den Leistungs-MOSFETs Q1, Q2 gelegt. Der Plus-Pol des Kondensators Cb ist mit der Drain-Elektrode des Leistungs-MOSFETs Q2 verbunden. In dieser Ausführungsform ist der Schaltungszweig zwischen der Primärwicklung Np und der Hilfsinduktivität La über eine Diode D4 an die Drain-Elektrode des Leistungs-MOSFETs Q2 gelegt, so dass diese Diode D4 mit dem Leistungs-MOSFET Q2 zusammen den Strom i_La der Hilfsinduktivität La kurzschließt und so Schwingungen bereits im Entstehen unterdrückt. Die Sekundärwicklung Ns ist mit einem Ende an den Plus-Pol einer Diode D2 und den Minus-Pol eines Ausgangsfilterkondensators Co sowie mit dem entgegengesetzten Ende über eine Diode D1 und eine Drossel Lo an den Plus-Pol des Kondensators Co gelegt. Der Minus-Pol der Diode D2 ist an den gemeinsamen Anschluss der Diode D1 und der Drossel Lo gelegt. Da in dieser Schaltung eine Halbweggleichrichtung stattfindet, schwingt die Schaltung nur bei gesperrter Diode D1. Daher ist nur die Diode D4 nötig, um ein nachschwingfreies Schalten zu erreichen.

In der vierten Ausführungform der vorliegenden Erfindung ist die Technik des nachschwingfreien Schaltens im Nulldurchgang auf einen im Nulldurchgang geschalteten Boost-Durchflusswandler in Halbbrückenschaltung mit Halbweggleichrichtung angewandt. Diese in Fig. 19 gezeigte Ausführungsform läßt sich als nach schwingfrei im Nulldurchgang geschalteter Boost- Durchflusswandler in Halbbrückenschaltung mit Halbweggleichrichtung bezeichnen. Sie weist einen Eingangsfilterkondensator Cin und parallel hierzu eine Reihenschaltung aus den Leistungs-MOSFETs Q1, Q2 und einem Kondensator Cb auf. Der Kondensator Cb ist mit seinem Minus-Pol an den Plus-Pol des Kondensators Cin und mit seinem Plus-Pol an die Drain-Elektrode des Leistungs-MOSFETs Q2 gelegt. Die Source-Elektrode des Leistungs-MOSFETs Q2 liegt an der Drain- Elektrode des Leistungs-MOSFETs Q1. Die Source-Elektrode des Leistungs-MOSFETs Q1 liegt am Minus-Pol des Kondensators Cin. Der Eingangsfilterkondensator Cin liefert daher dem Transformator eine stabile Eingangsspannung. Der Transformator Fig. 19). Die Primärwicklung Np ist mit einem Ende an den Minus-Pol des Kondensators Cb und mit dem entgegengesetzten Ende über eine Hilfsinduktivität La an den gemeinsamen Anschluss der Leistungs-MOSFETs Q1, Q2 gelegt. In dieser Aus führungsform ist der Schaltungszweig zwischen der Primärwicklung Np und der Hilfsinduktivität La über eine Diode D4 mit der Drain-Elektrode des Leistungs-MOSFETs Q2 verbunden, so dass die Diode D4 gemeinsam mit dem MOSFET Q2 den Strom i_La der Hilfsinduktivität La kurzschließt und Schwingungen daher bereits im Entstehen beendet. Die Beschaltung der Sekundärwicklung Ns entspricht der der dritten Ausführungsform. Da in dieser Ausführungsform eine Halbweggleichrichtung stattfindet, treten Nachschwingungen nur bei gesperrter Diode D1 auf. Zum nachschwingfreien Schalten reicht also das Hinzufügen der Diode D4 aus.

In der fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist die Technik zum nachschwingfreien Schalten im Nulldurchgang auf einen im Nulldurchgang schaltenden Sperrwandler in Halbbrückenschaltung angewandt. Diese Schaltung, wie sie die Fig. 20 zeigt, läßt sich also als nachschwingfrei im Nulldurchgang schaltender Sperrwandler in Halbbrückenschaltung bezeichnen. Diese Ausführungsform hat einen Eingangs filterkondensator Cin und parallel zu diesem eine Reihenschaltung von Leistungs-MOSFETs Q1, Q2. Der Leistungs- MOSFET Q2 ist mit seiner Drain-Elektrode an den Plus-Pol des Kondensators Cin und den Minus-Pol eines Kondensators Cb sowie mit seiner Source-Elektrode an die Drain-Elektrode des Leistungs-MOSFETs Q1 gelegt. Die Source-Elektrode des Leistungs-MOSFETs Q1 ist mit dem Minus-Pol des Kondensators Cin verbunden, so dass der Eingangsfilterkondensator Cin dem Transformator T1 eine stabile Eingangsspannung liefert. Der Transformator T1 hat eine Primärwicklung Np und eine Sekundärwicklung Ns (vergl. Fig. 20). Die Primärwicklung ist mit einem Ende an den Minus-Pol des Kondensators Cb und mit dem entgegengesetzten Ende über eine Hilfsinduktivität La und eine Diode D3 an den gemeinsamen Anschluss der Leistungs-MOSFETs Q1, Q2 bzw. die Source-Elektrode des Leistungs-MOSFETs Q1 gelegt. In dieser Ausführungsform ist der Schaltungszweig zwischen der Primärwicklung Np und der Hilfsinduktivität La über die Diode D3 mit der Source-Elektrode des Leistungs-MOSFETs Q1 verbunden, so dass die Diode D3 und der Leistungs-MOSFET Q1 gemeinsam den Strom i_La der Hilfsinduktivität La kurzschließen und Schwin gungen so bereits im Entstehen beenden können. Die Sekundär wicklung Ns ist mit einem Ende über eine Diode D1 an den Plus- Pol des Ausgangsfilterkondensators Co und mit dem entgegengesetzten Ende an den Minus-Pol des Kondensators Co gelegt, der der ausgangsseitigen Last eine stabile Ausgangs gleichspannung liefert. In dieser Ausführungsform findet eine Halbweggleichrichtung statt; daher treten Nachschwingungen nur bei gesperrter Diode D1 auf. Zum nachschwingfreien Schalten ist so nur das Hinzufügen der Diode D3 erforderlich.

In der sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist die Technik zum nachschwingfreien Schalten im Nulldurchgang auf einen im Nulldurchgang schaltenden Boost-Sperrwandler in Halb brückenschaltung angewandt. Die Ausführungsform der Fig. 21 läßt sich also als nachschwingfrei im Nulldurchgang schaltender Boost-Sperrwandler in Halbbrückenschaltung bezeichnen. Diese Ausführungsform weist einen Eingangsfilterkondensator Cin und parallel zu diesem eine Reihenschaltung aus den Leistungs- MOSFETs Q1, Q2 und einem Kondensator Cb auf. Der Kondensator Cb ist mit seinem Minus-Pol mit dem Plus-Pol des Kondensators Cin und mit seinem Plus-Pol mit der Drain-Elektrode des Leistungs- MOSFETs Q2 verbunden. Die Source-Elektrode des Leistungs-MOS FETs Q2 ist mit der Drain-Elektrode des Leistungs-MOSFETs Q1 verbunden. Die Source-Elektrode des Leistungs-MOSFETs Q1 ist mit dem Minus-Pol des Kondensators Cin verbunden. Der Eingangsfilterkondensator Cin liefert dem Transformator T1 daher eine stabile Eingangsspannung. Der Transformator T1 hat eine Primärwicklung Np und eine Sekundärwicklung Ns (vergl. Fig. 21). Die Primärwicklung Np ist mit einem Ende an den Minus-Pol des Kondensators Cb und mit dem entgegengesetzten Ende über eine Hilfsinduktivität La und eine Diode D3 an den gemeinsamen Anschluss der Leistungs-MOSFETs Q1, Q2 bzw. die Drain-Elektrode des Leistungs-MOSFETs Q1 gelegt. In dieser Ausführungsform ist der Schaltungszweig zwischen der Primär wicklung Np und der Hilfsinduktivität La über eine Diode D3 mit der Source-Elektrode des Leistungs-MOSFETs Q1 verbunden, so dass die Diode D3 und der Leistungs-MOSFET Q1 gemeinsam den Strom i_La in der Hilfsinduktivität La kurzschließen und Schwin gungen so im Entstehen beenden können. Die Verschaltung der Sekundärwicklung Ns entspricht der in der genannten fünften Ausführungsform. Da die vorliegende Ausführungsform mit Halbweggleichrichtung arbeitet, treten Nachschwingungen nur bei gesperrter Diode D1 auf. Daher genügt zum nachschwingfreien Schalten das Hinzufügen der Diode D3.

Wie oben ausgeführt, ermöglicht es die erfindungsgemäße Schalt technik, im Nulldurchgang schaltende Wandler mit hoher Schaltfrequenz zu entwerfen, bei denen die Hilfsinduktivität sich nicht infolge parasitärer Schwingungen übermäßig erhitzt; damit werden Leistungsverluste und die Anforderungen an die Sperrspannung der Bauteile der sekundärseitigen Gleichrichterschaltung wirksam verringert. Die Arbeitsfrequenz und die Leistungsdichte lassen sich erheblich erhöhen, EMI- Störungen abschwächen und die zur Wärmeabgabe der LEISTUNGS- MOSFETs erforderlichen Kühlkörper erheblich verkleinern, so dass die Schaltwandler den internationalen Störfreiheitsbestim mungen genügen und für miniaturisierte Elektronik geeignet sind.

Ein Prototyp der nachschwingfreien Nulldurchgangs-Schalttechnik wurde mit den Merkmalen nach Fig. 7-21 aufgebaut. Die Technik arbeitete dabei problemlos unter Erzielung aller oben diskutierten Vorteile.

Obgleich oben zur Erläuterung bestimmte Ausführungsformen der Erfindung ausführlich beschrieben sind, lassen sich an den beschriebenen Einzelheiten verschiedenen Änderungen und Modifikationen durchführen, ohne den Grundgedanken und Umfang der Erfindung zu verlassen. Die Erfindung ist daher nur durch die beigefügten Ansprüche eingeschränkt.

Claims

1. Verfahren zum nachschwingfreien Schalten zur Verwendung in im Nulldurchgang schaltenden Leistungs-Schaltwandlern, um ein Schalten im Nulldurchgang mit hoher Leistung und hoher Dichte zu erreichen, wobei der Schalter einen Transformator aufweist, der beim Schalten des Wandlers im Nulldurchgang primärseitig einen schwingenden LC-Kreis bildet, gekennzeichnet durch den Schritt des Kurzschließens der Induktivität des LC-Kreises beim Auftreten von Nachschwingungen sowie des Unterdrückens der Spannung an der Kapazität des LC-Kreises, um vom Null durchgangschaltzweig erzeugte parasitäre Nachschwingungen zu beseitigen.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Kapazität des LC-Kreises eine Streukapazität auf der Primärseite des Transformators ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität des LC-Kreises eine Hilfsinduktivität ist, die mit dem Schaltungszweig zwischen einer Primärwicklung des Transformators und zwei in Reihe an die Primärwicklung des Transformators angeschlossenenen Leistungsschaltern verbunden ist.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Leistungsschalter Leistungs-MOSFETs sind.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass an den Schaltungszweig zwischen der Primärwicklung des Transformators und der Hilfsinduktivität mindestens eine Kurzschlussdiode gelegt ist, die mit den Leistungs- MOSFETs gemeinsam die Hilfsinduktivität kurzschließt sowie die Spannung der Streuapazität unterdrückt und so ein Schwingen der Hilfsinduktivität und der Streukapazität verhindert.

6. Nachschwingfrei im Nulldurchgang schaltender Durchfluss wandler in Halbbrückenschaltung mit Vollweggleichrichtung, gekennzeichnet durch
einen Eingangsfilterkondensator, der mit seinem Plus- und seinem Minus-Pol über den Plus- und den Minus-Anschluss einer Eingangsspannung gelegt ist, und eine zu diesem parallel gelegte Reihenschaltung eines ersten und eines zweiten Leistungsschalters, wobei der zweite Leistungsschalter mit seiner Drain-Elektrode an den Plus- Pol des Eingangsfilterkondensators und mit seiner Source- Elektrode an die Drain-Elektrode des ersten Leistungsschalters gelegt ist und der erste Leistungs schalter mit seiner Source-Elektrode an den Minus-Pol des Eingangsfilterkondensators gelegt ist, und durch
einen Transformator, der auf einer Seite eine Primärwicklung und auf der anderen Seite zwei Sekundärwicklungen aufweist, wobei die Primärwicklung mit einem Ende mit dem Minus-Pol eines primärseitigen Kondensators und mit einem entgegengesetzten Ende über eine Hilfsinduktivität mit dem Schaltungszweig zwischen dem ersten und dem zweiten Leistungsschalter verbunden ist und wobei der primärseitige Kondensator mit seinem Plus- Pol mit der Drain-Elektrode des zweiten Leistungsschalters und der Schaltungszweig zwischen der Primärwicklung und der Hilfsinduktivität über jeweils eine Diode mit der Drain-Elektrode des zweiten Leistungsschalters und der Source-Elektrode des ersten Leistungsschalters verbunden sind, so dass diese Dioden mit den Leistungsschaltern zusammenwirken, um den Strom in der Hilfsinduktivität durch den jeweiligen Leistungsschalter und die jeweilige Diode kurzzuschließen und so ein Nachschwingen im Entstehen zu beenden.

7. Nachschwingfreier Durchflusswandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Sekundärwicklungen jeweils mit einem Ende mit dem Minus-Pol eines Ausgangsfilterkondensators und mit einem entgegengesetzten Ende an die Plus-Pole von zwei Dioden gelegt sind, deren Minus-Pol jeweils über eine Induktivität mit dem Plus-Pol des Ausgangsfilterkondensators verbunden ist, so dass der Ausgangsfilterkondensator der Last am Ausgang eine stabile Gleichspannung liefert.

8. Nachschwingfreier Durchflusswandler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Leistungsschalter Leistungs-MOSFETs sind.

9. Nachschwingfrei im Nulldurchgang schaltender Boost- Durchflusswandler in Halbbrückenschaltung mit Vollweggleichrichtung, gekennzeichnet durch
einen Eingangsfilterkondensator mit einem Plus- und einem Minus-Pol, die an den Plus- bzw. den Minus-Anschluss einer Eingangsspannung gelegt sind, und eine zu diesem parallel gelegte Reihenschaltung eines ersten und eines zweiten Leistungsschalters und eines primärseitigen Kondensators, wobei der primärseitige Kondensator mit seinem Minus-Pol mit dem Plus-Pol des Eingangsfilterkondensators und mit seinem Plus-Pol mit der Drain-Elektrode des zweiten Leistungsschalter verbunden ist und der zweite Leistungsschalter mit seiner Source-Elektrode mit der Drain-Elektrode des ersten Leistungsschalters und der erste Leistungsschalter mit seiner Source-Elektrode mit dem Minus-Pol des Eingangsfilterkondensators verbunden sind, und durch
einen Transformator, der eine Primärwicklung und zwei Sekundärwicklungen aufweist, wobei die Primärwicklung mit einem Ende mit dem Minus-Pol des primärseitigen Kondensators und mit einem entgegengesetzten Ende über eine Hilfsinduktivität mit dem Schaltungszweig zwischen dem ersten und dem zweiten Leistungsschalter verbunden ist und wobei der Schaltungszweig zwischen der Primärwicklung und der Hilfsinduktivität über jeweils eine Diode mit der Drain-Elektrode des zweiten Leistungsschalters und der Source-Elektrode des ersten Leistungsschalters verbunden ist, so dass die Dioden mit den Leistungsschaltern zusammenwirken, um die Hilfsinduktivität durch den jeweiligen Leistungsschalter und die jeweilige Diode kurzzuschließen und so ein Nachschwingen im Entstehen zu beenden.

10. Nachschwingfreier Durchflusswandler nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Sekundärwicklungen jeweils mit einem Ende mit dem Minus-Pol eines Ausgangs filterkondensators und mit einem entgegengesetzten Ende mit den Plus-Polen von zwei Dioden verbunden sind, deren Minus-Pol jeweils über eine Induktivität am Plus-Pol des Ausgangsfilters liegt, so dass der Ausgangsfilterkonden sator der Last am Ausgang eine stabile Gleichspannung liefert.

11. Nachschwingfreier Durchflusswandler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Leistungsschalter Leistungs-MOSFETs sind.

12. Nachschwingfrei im Nulldurchgang schaltender Durchfluss wandler in Halbbrückenschaltung mit Halbweggleichrichtung, gekennzeichnet durch
einen Eingangsfilterkondensator mit einem Plus- und einem Minus-Pol, die an den Plus- bzw. den Minus-Anschluss einer Eingangsspannung gelegt sind, sowie einer Reihenschaltung eines ersten und eines zweiten Leistungsschalters, die parallel zu dem Eingangsfilterkondensators gelegt ist,
wobei der zweite Leistungsschalter mit seiner Source- Elektrode mit dem Plus-Pol des Kondensators und mit seiner Drain-Elektrode mit der Source-Elektrode des ersten Leistungsschalters und der erste Leistungsschalter mit seiner Source-Elektrode mit dem Minus-Pol des Eingangsfilterkondensators verbunden sind, und durch einen Transformator mit einer Primär- und einer Sekundärwicklung, wobei die Primärwicklung mit einem Ende mit der Minus-Pol eines primärseitigen Kondensators und mit einem entgegengesetzten Ende über eine Hilfsinduktivität mit dem Schaltungszweig zwischen dem ersten und dem zweiten Leistungsschalter verbunden ist, der zweite Leistungsschalter mit seiner Drain-Elektrode mit dem Plus-Pol des primärseitigen Kondensators verbunden ist und der Schaltungszweig zwischen der Primärwicklung und der Hilfsinduktivität über eine Diode mit der Drain- Elektrode des zweiten Leistungsschalters verbunden ist, so dass die Diode mit dem zweiten Leistungsschalter zusammen die Hilfsinduktivität kurzschalten kann, um ein Nach schwingen im Entstehen zu beenden.

13. Nachschwingfreier Durchflusswandler nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Sekundärwicklung mit einem Ende mit dem Plus-Pol einer ersten sekundärseitigen Diode und dem Minus-Pol eines Ausgangsfilterkondensators sowie mit einem ent gegengesetzten Ende über eine zweite Diode auf der Se kundärseite des Transformators und eine Drossel mit dem Plus-Pol des Ausgangsfilterkondensators verbunden ist, zwischen der zweiten sekundärseitigen Diode und dem Ausgangsfilterkondensators verbunden ist.

14. Nachschwingfreier Durchflusswandler nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der erste und der zweite Leistungsschalter Leistungs-MOSFETs sind.

15. Nachschwingfrei im Nulldurchgang schaltender Boost- Durchflusswandler in Halbbrückenschaltung mit Halbweggleichrichtung, gekennzeichnet durch
einen Eingangsfilterkondensator mit einem Plus- und einem Minus-Pol, die über den Plus- und den Minus-Anschluss einer Eingangsspannung gelegt sind, sowie einer Reihenschaltung eines ersten und eines zweiten Leistungsschalters und eines primärseitigen Kondensators, die parallel zu dem Eingangsfilterkondensators gelegt ist, wobei der primärseitige Kondensator mit seinem Minus-Pol mit dem Plus-Pol des Eingangsfilterkondensators und mit seinem Plus-Pol mit der Drain-Elektrode des zweiten Leistungsschalters verbunden ist, der zweite Leistungschalter mit seiner Source-Elektrode mit der Drain-Elektrode des ersten Leistungsschalters verbunden ist und der erste Leistungsschalter mit seiner Source- Elektrode mit dem Minus-Pol des Eingangsfilterkondensators verbunden ist, und durch
einen Transformator mit einer Primär- und einer Sekundärwicklung, wobei die Primärwicklung mit einem Ende mit dem Minus-Pol des primärseitigen Kondensators und mit einem entgegengesetzten Ende über eine Hilfsinduktivität mit dem Schaltungszweig zwischen dem ersten und dem zweiten Leistungsschalter verbunden ist, der zweite Leis tungsschalter mit seiner Drain-Elektrode mit dem Plus-Pol des primärseitigen Kondensators verbunden ist und der Schaltungszweig zwischen der Primärwicklung und der Hilfs induktivität über eine Diode mit der Drain-Elektrode des zweiten Leistungsschalters verbunden ist, so dass die Diode mit dem zweiten Leistungsschalter gemeinsam die Hilfsinduktivität kurzschalten kann, um ein Nachschwingen im Entstehen zu beenden.

16. Nachschwingfreier Durchflusswandler nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Sekundärwicklung mit einem Ende in der richtigen Reihenfolge mit dem Plus- Pol einer ersten Diode auf der Sekundärseite des Transfor mators und mit dem Minus-Pol eines Ausgangsfilterskondensators sowie mit ihrem ent gegengesetzten Ende in der richtigen Reihenfolge über eine zweite Diode auf der Sekundärseite des Transformators und eine Drossel mit dem Plus-Pol des Ausgangs filterkondensators verbunden sind, wobei die erste Diode auf der Sekundärseite des Transformators mit ihrem Minus- Pol mit dem Schaltungszweig zwischen der zweiten. Diode auf der Sekundärseite des Transformators und dem Ausgangsfilterkondensator verbunden ist.

17. Nachschwingfreier Durchflusswandler nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der erste und der zweite Leistungsschalter Leistungs-MOSFETs sind.

18. Nachschwingfrei im Nulldurchgang schaltender Sperrwandler in Halbbrückenschaltung, gekennzeichnet durch
einen Eingangsfilterkondensator, der mit seinem Plus- und seinem Minus-Pol an den Plus- bzw. den Minus-Anschluss einer Eingangsspannung gelegt ist, sowie einer Reihenschaltung eines ersten und eines zweiten Leistungsschalters und eines primärseitigen Kondensators, die parallel zum Eingangsfilterkondensators gelegt ist, wobei der zweite Leistungschalter mit seiner Drain- Elektrode mit dem Plus-Pol des Eingangsfilterkondensators und mit seiner Source-Elektrode mit der Drain-Elektrode des ersten Leistungsschalters verbunden ist und wobei der erste Leistungsschalter mit seiner Source-Elektrode mit dem Minus-Pol des Eingangsfilterkondensators verbunden ist und durch
einen Transformator, der eine Primär- und eine Sekundärwicklung aufweist, wobei die Primärwicklung mit einem Ende mit dem Minus-Pol eines primärseitigen Kondensators und mit einem entgegengesetzten Ende über eine Hilfsinduktivität mit dem Schaltungszweig zwischen dem ersten und dem zweiten Leistungsschalter verbunden ist, der zweite Leistungsschalter mit seiner Drain- Elektrode mit dem Plus-Pol des primärseitigen Kondensators verbunden ist und wobei der Schaltungszweig zwischen der Primärwicklung und der Hilfsinduktivität über eine Diode mit der Source-Elektrode des ersten Leistungsschalters verbunden ist, so dass die Diode mit dem ersten Leistungsschalter gemeinsam die Hilfsinduktivität kurzschalten kann, um ein Nachschwingen im Entstehen zu beenden.

19. Nachschwingfreier Sperrwandler nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass ein Ende der Sekundärwicklung über eine Diode auf der Sekundärseite des Transformators mit dem Plus-Pol eines Ausgangsfilterkon densators und ein entgegengesetztes Ende derselben mit dem Minus-Pol des Ausgangsfilterkondensators verbunden ist, so dass der Ausgangsfilterkondensator der Last am Ausgang eine stabile Gleichspannung liefern kann.

20. Nachschwingfreier Sperrwandler nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass der erste und der zweite Leistungsschalter Leistungs-MOSFETs sind.

21. Nachschwingfrei im Nulldurchgang schaltender Boost-Sperr wandler in Halbbrückenschaltung, gekennzeichnet durch
einen Eingangsfilterkondensator mit einem Plus- und einem Minus-Pol, die an den Plus- bzw. den Minus-Anschluss einer Eingangsspannung gelegt sind, sowie einer Reihenschaltung eines ersten und eines zweiten Leistungsschalters und eines primärseitigen Kondensators, die parallel zum Eingangsfilterkondensators gelegt ist, wobei der primärseitige Kondensator mit seinem Minus-Pol mit dem Plus-Pol des Eingangsfilterkondensators und mit seinem Plus-Pol mit der Drain-Elektrode des zweiten Leistungsschalter verbunden ist, der zweite Leistungsschalter mit seiner Source-Elektrode mit der Drain-Elektrode des ersten Leistungsschalter verbunden ist und wobei der erste Leistungsschalter mit seiner Source- Elektrode mit dem Minus-Pol des Eingangsfilterkondensators verbunden ist, und durch
einen Transformator, der eine Primär- und eine Sekundärwicklung aufweist, wobei die Primärwicklung mit einem Ende mit dem Minus-Pol eines primärseitigen Kondensators und mit einem entgegengesetzten Ende über eine Hilfsinduktivität mit dem Schaltungszweig zwischen dem ersten und dem zweiten Leistungsschalter verbunden ist, wobei der Schaltungszweig zwischen der Primärwicklung und der Hilfsinduktivität über eine Diode mit der Source- Elektrode des ersten Leistungsschalters verbunden ist, so dass die Diode mit dem ersten Leistungsschalter gemeinsam die Hilfsinduktivität kurzschalten kann, um ein Nach schwingen im Entstehen zu beenden.

22. Nachschwingfreier Sperrwandler nach Anspruch 21, da durch gekennzeichnet, dass die Sekundärwicklung mit einem Ende über eine Diode auf der Sekundärseite des Transformators mit dem Plus-Pol eines Aus gangsfilterkondensators und mit einem entgegengesetzten Ende mit dem Minus-Pol des Ausgangsfilterkondensators verbunden ist, so dass der Ausgangsfilterkondensator der Last am Ausgang eine stabile Gleichspannung liefern kann.

23. Nachschwingfreier Sperrwandler nach Anspruch 22, da durch gekennzeichnet, dass der erste und der zweite Leistungsschalter Leistungs-MOSFETs sind.