TWI654824B - 用於操作切換式調節器的方法及電路 - Google Patents

用於操作切換式調節器的方法及電路

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大衛 克里斯丁 傑拉德 杜那托利
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英屬開曼群島商矽力杰股份公司
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Abstract

本發明包含用於控制一切換式調節器之操作的電路及方法。可控制閉合及敞開高側開關及低側開關，使得當兩個開關皆敞開時一電感器電流可用以充電及/或放電一中間切換節點。在一實施例中，一AC級之一低至高轉變與一高至低轉變之間的延遲可在一DC級之多個時期內循環。

Description

用於操作切換式調節器的方法及電路 相關申請案的交叉參考
本申請案主張於2013年11月26日申請之美國臨時專利申請案第61/909,041號之優先權，該案之全部內容以引用的方式併入本文中。本申請案主張於2014年6月26日申請之美國專利申請案第14/315,768號之優先權，該案之全部內容以引用的方式併入本文中。
本發明係關於電子系統及方法，且特定言之係關於用於操作一切換式調節器的電路及方法。
切換式調節器通常包含高側開關及低側開關。此等開關操作之方式可影響調節器之效率。例如，一電壓調節器之同步輸出級之最佳利用可取決於調整功率FET閘極信號之能力。效率損耗可由歸因於本體二極體導通及本體二極體反向回復之過長的死區時間(deadtime)(兩個FET皆關斷之時間)引起。或者，若死區時間過短(或負)，則兩個功率FET之同時導通亦可降低效率。
本發明包含用於操作一切換式調節器的電路及方法。本發明包含用於控制一切換式調節器之操作的電路及方法。可控制閉合及敞開高側開關及低側開關，使得當兩個開關皆敞開時可使用一電感器電流充電及/或放電一中間切換節點。在一實施例中，一AC級之一低至高 轉變與一高至低轉變之間的延遲可在一DC級之多個時期內循環。
以下詳細描述及隨附圖式提供對本發明之性質及優點之一更佳理解。
101‧‧‧高側開關
102‧‧‧低側開關
122‧‧‧電感器L
210‧‧‧時段/時間
211‧‧‧時段/時間
220‧‧‧波形
221‧‧‧波形
222‧‧‧波形
223‧‧‧波形
501‧‧‧波形
502‧‧‧波形
503‧‧‧波形
504‧‧‧波形
505‧‧‧波形
506‧‧‧波形
507‧‧‧波形
508‧‧‧波形
610‧‧‧高側DC切換
611‧‧‧DC時期內之DC電流
612‧‧‧DC時期內之AC電流
613‧‧‧AC級之HS切換/高側PWM驅動信號HSAC
614‧‧‧AC級之LS切換/低側PWM驅動信號LSAC
615‧‧‧6個不同的死區時間值
616‧‧‧6個不同的死區時間值
650‧‧‧正電感器電流之H2L延遲
651‧‧‧負電感器電流之H2L延遲
652‧‧‧正電感器電流之L2H延遲
653‧‧‧負電感器電流之L2H延遲
701‧‧‧回饋迴路
702‧‧‧比較器
703‧‧‧驅動控制電路/驅動控制
720‧‧‧L2H_DT計數器
721‧‧‧第一多工器(MUX)
730‧‧‧H2L_DT計數器
731‧‧‧第二多工器(MUX)
810‧‧‧第一可程式化延遲區塊
811‧‧‧及閘
820‧‧‧第二可程式化延遲區塊
821‧‧‧及閘
822‧‧‧反相器
1001至1008‧‧‧反相器
Cp‧‧‧寄生電容
D‧‧‧二極體
HS‧‧‧高側驅動信號
HSAC‧‧‧高側HS切換信號
HS_CTRL‧‧‧PWM信號
HS_CTRL*‧‧‧HS_CTRL之反相
HS.d‧‧‧HS_CTRL之一經延遲版本HS_CTRL*之一經延遲版本
IL‧‧‧電感器電流
ILAC‧‧‧AC級中之電流
LS‧‧‧低側驅動信號
LSAC‧‧‧低側LS切換信號
SW‧‧‧中間節點
SW(0)至SW(3)‧‧‧開關
SWAC‧‧‧節點
Vin‧‧‧第一電源電壓
Vo‧‧‧輸出電壓
圖1繪示與一切換式調節器中之一切換節點相關聯的充電及放電寄生電容。
圖2繪示根據一實施例之一切換式調節器之波形。
圖3繪示根據一實施例之包含死區時間控制之一切換式調節器。
圖4繪示根據一實施例之圖3中的切換式調節器之波形。
圖5繪示根據一實施例之圖3中的切換式調節器之額外波形。
圖6繪示根據一實施例之圖3之切換式調節器之額外波形。
圖7繪示根據一實施例之用於控制死區時間之一例示性電路。
圖8繪示根據一實施例之用於產生高側及低側驅動信號之一電路。
圖9繪示根據一實施例之圖8之電路之波形。
圖10繪示根據一實施例之一例示性可程式化延遲電路。
圖11展示用於控制正及負(重疊)死區時間之一例示性電路，其包含用以控制負死區時間之額外可程式化延遲元件。
圖12繪示負死區時間之波形。
本發明係關於切換式調節器。在以下描述中，出於解釋目的，闡述數種實例及特定細節以提供對本發明之一透徹理解。然而，熟習此項技術者將顯而易見，如申請專利範圍中所表達之本發明可單獨包含此等實例中之特徵之一些者或全部者或與下文描述之其他特徵組合，且可進一步包含本文中描述之該等特徵及概念之修改及等效物。
本發明之實施例包含用於操作一切換式調節器的電路及方法。 圖1繪示一切換式調節器中之充電及放電電容。切換式調節器包含一第一電源電壓Vin與一中間節點SW之間的一高側開關101，及節點SW與一第二電源電壓(此處，接地)之間的一低側開關102。可使用例如MOS電晶體實施開關101及102。節點SW可具有歸因於該等MOS裝置之源極或汲極電容之一相關聯寄生電容Cp。此外，一二極體D可形成於接地與節點SW之間(例如，於一MOS裝置之本體中)。二極體D可促成節點SW之寄生電容。
在操作期間，高側驅動信號HS可敞開及閉合開關101，且低側驅動信號LS可敞開及閉合開關102。通常，當開關101閉合時，Vin耦合至節點SW以增加電感器L 122中之電流。在該時段期間，開關102敞開。類似地，當開關102閉合時，節點SW耦合至接地以減低電感器L 122中之電流。在該時段期間，開關101敞開。
圖2繪示根據一實施例之一切換式調節器之波形。圖2展示一高側開關信號HS為高(開關101閉合，如220處所示)，而低側開關信號LS為低(開關102敞開，如221處所示)。當LS為高(開關102閉合)時，HS為低(開關101敞開)。圖2進一步繪示時段210及211，本文中稱為「死區時間」。一時間210表示當開關101閉合(且開關102敞開)時之一狀態與當開關102閉合(且開關101敞開)時之一狀態之間的一時段。類似地，時間211表示當開關102閉合(且開關101敞開)時之一狀態與當開關101閉合(且開關102敞開)時之一狀態之間的一時段。此等時段可影響系統效能。例如，若此等死區時間過短(或負)，則兩個開關可同時閉合，使得Vin直接耦合至接地，引起導致耗散功率(wasted power)之一「貫通」電流效應。
圖1及圖2繪示關於死區時間的另一問題。如圖2中所繪示，當HS為高時，節點SW在Vin處(如222處所示)，且電感器中之電流增加(如223處所示)。當HS變低時，Vin將因一正電感器電流ILpos放電SW而開 始降低。若死區時間過長，則正電感器電流可放電電容Cp且使二極體D導通，引起SW上之電壓降低而低於接地。若SW上之電壓降低低於接地，則當LS變高時，必須透過接地充電Cp(包含二極體D之接面電容)，此進一步促成耗散功率。
本發明之實施例包含：在一高至低轉變(亦即，斷開開關101且導通開關102之一轉變)期間使用一正電感器電流放電一中間節點SW之電容；或在一低至高轉變(亦即，開關102斷開且開關101接通之一轉變)期間使用一負電感器電流充電中間節點SW之電容。本發明之實施例可設定一高側開關斷開與一低側開關導通之間的一時段，使得在該時段期間正電流將一中間節點SW放電至其中跨一低側開關之電壓為零伏特之一電壓(例如，Vsw=gnd)。類似地，本發明之實施例可設定一低側開關斷開與高側開關導通之間的一時段，使得在該時段期間負電流將一中間節點SW充電至其中跨一高側開關之一電壓為零伏特之一電壓(例如，Vsw=Vin)。在跨開關之電壓(例如，一源極至汲極電壓)為零伏特時導通低側開關及/或高側開關可例如降低減損功率且改良切換式調節器之效率。
圖2繪示一例示性切換式調節器之操作。當HS為高且LS為低時，節點SW處於Vin處且電感器電流為正且增加。當HS變低時，開關101敞開，且SW上之電壓因正電感器電流放電節點SW及Cp而減低。在SW上之電壓減低而低於輸出電壓Vo之後，電感器中之電流開始減低。在一實施例中，電路經組態以在SW接近零伏特時(例如，在二極體D變為正向偏壓且開始傳導電流之前)將LS驅動為高。類似地，當LS為高且HS為低時，節點SW處於接地(0V)且電感器電流為負且減低。當LS變低時，開關102敞開，且SW上之電壓因負電感器電流流至節點SW及Cp中而增加。在SW上之電壓增加而高於輸出電壓Vo之後，電感器中之電流開始增加。在一實施例中，電路經組態以在SW接近 Vin時將HS驅動為高。應了解，上述技術可個別地用於不同電路中，其中一切換式調節器可產生如上述般放電SW而不充電SW之一時段210，且其中另一切換式調節器可產生如上述般充電SW而不放電SW之一時段211。在下文描述之一例示性實施例中，一切換式調節器可包含例如用於產生充電及放電SW且改良系統之效率之兩個時段210及211之電路。
上述技術之一例示性應用在於：一種如圖3中所示之具有一AC級(或相)及一DC級(或相)之切換式調節器。具有AC級及DC級之一切換式調節器之操作描述於命名David Christian Gerard Tournatory及Kevin Kennedy Johnstone為發明人之標題為「SWITCHING REGULATOR CIRCUITS AND METHODS」之共同擁有的美國專利申請案第14/144,169號中，該案之全部內容以引用的方式併入本文中。在一些降壓調節器應用中，在Vin大於Vout之情況下，電流通常始終為正。因此，使用上述充電及放電技術可不切實際。然而，在一些實施例中，在中負載及高負載時，AC級可消除DC級漣波，且在輕負載時，DC級可關閉且AC級可用以將電流供應至負載(例如，未執行漣波消除)，如命名David Christian Gerard Tournatory及Nicolas Stephane Monier為發明人之標題為「SWITCHING REGULATOR CIRCUITS AND METHODS」之共同擁有同時申請之美國專利申請案第_____________________號(代理人檔案號000139-000202US)中所描述，該案之全部內容以引用的方式併入本文中。在此等情況中，電感器電流可為正且可為負。
圖4繪示根據一實施例之圖3中的切換式調節器之波形。在此實例中，AC級用以主動消除DC級之漣波電流。在此情況中，AC級不支援任何負載電流，且其電感器電流以零為中心且可用以例如在兩個轉變期間充電或放電AC級之輸出節點。相應地，在一些實施例中，AC 級中之電流ILAC可為正且可為負。因此，一些實施例可包含：例如，用以產生一高側開關斷開與一低側開關導通之間的一死區時間以使用一正電感器電流放電節點SW使其低至零伏特，及用以產生一低側開關斷開與一高側開關導通之間的一死區時間以使用一負電感器電流充電節點SW使其高達Vin之電路。
圖5繪示根據一實施例之圖3中的切換式調節器之額外波形。當電感器電流在SWAC節點之一高至低轉變期間為正時，該正電感器電流將SWAC節點放電至接地(如501至504處所示)。另一方面，當電感器電流在SWAC節點之一低至高轉變期間為負時，該負電感器電流將SWAC節點充電至Vin(如505至508處所示)。圖5繪示用以使SWAC自Vin降低至接地之一高至低(H2L)死區時間，及用以使SWAC自接地增加至Vin之一低至高(L2H)死區時間，此可例如改良切換式調節器之效率。
圖6繪示根據一實施例之圖3之切換式調節器之額外波形。在一些例示性應用中，一AC級無法支援DC電流且可以零為中心。此繪示於圖6中，圖6在610處展示高側DC切換，在611處展示一DC時期內之DC電流，在612處展示DC時期內之AC電流，且分別在613及614處展示AC級之HS切換及LS切換。例如，在重負載或全負載期間，AC級執行漣波消除，其中電感器電流可變為正且可變為負。如圖6中所繪示，電感器電流ILAC對於跨一全循環的不同轉變可不同。在此實例中，電感器電流在DC級的多個全循環內呈現重複的正值及負值以消除DC漣波。因此，可針對各循環預測不同HS/LS轉變的最佳死區時間應該為何。預測可例如經由模擬或特性化而發生，且可儲存針對特定轉變設定不同受控時段的所得參數以在操作期間使用。因此，用以產生此等重複電流的PWM信號亦在DC級之一全循環之後重複。圖6繪示例如在DC級之時期之後以每循環六(6)個PWM時期重複之一高側PWM 驅動信號HSAC 613。類似地，圖6繪示例如在DC級之一時期之後以每循環六(6個)PWM時期重複之一低側PWM驅動信號LSAC 614。因為AC電感器電流保持集中於零附近而無關於DC電感器攜載之電流量，所以在DC級之一循環內可預測各轉變之最佳死區時間。可儲存死區時間且在DC級之多個循環內重複死區時間以最佳化對SWAC節點上之寄生電容之充電及放電。例如，當DC級主動且AC級用以消除DC級之電流漣波時，可執行死區時間之循環。
在一實施例中，高至低轉變及低至高轉變之預定時段(死區時間)可經儲存及循環以產生一系列死區時間值(例如，延遲)以最佳化轉變。在圖6中所示之實例中，一電路經設計而具有12個參數，該12個參數可在起動時程式化且個別調整以最佳化死區時間以降低損耗。儲存及循環最佳值。例如，對於低至高轉變(L2H_DT)，可從頭到尾循環六(6)個不同的死區時間值(如615處所示)。類似地，對於高至低轉變(H2L_DT)，可從頭到尾循環六(6)個不同的死區時間值(如616處所示)。L2H_DT值在LSAC信號之下降邊緣上(例如，當低側開關斷開且SW變高時)可為有效，且H2L_DT值在HSAC信號之下降邊緣上(例如，當高側開關導通且SW變低時)可為有效。如圖6中所繪示，不同的低至高轉變具有對應的死區時間值，且不同的高至低轉變具有對應的死區時間值。在下文更詳細描述之一例示性實施例中，死區時間值係用以程式化延遲之數位值。自圖6可見四(4)種情境：(1)正電感器電流之H2L延遲650(延遲>0)，(2)負電感器電流之H2L延遲651(延遲接近於零但大於零以防止貫通電流)，(3)正電感器電流之L2H延遲652(延遲接近於零但大於零以防止貫通電流)，及(4)負電感器電流之L2H延遲653(延遲>0)。
圖7繪示根據一實施例之用於控制死區時間之一例示性電路。在一實施例中，一切換式調節器可包含驅動一比較器702以產生一PWM 信號之一回饋迴路701(FB迴路)。PWM信號可透過一驅動控制電路703分別耦合至例如所產生的高側HS切換信號HSAC及低側LS切換信號LSAC。驅動控制電路703可包含如下文更詳細描述之可程式化延遲。在此實例中，一第一多工器(MUX)721接收低至高死區時間之N個預定值，該N個預定值可用以控制驅動控制703中之可程式化延遲。可使用由HSAC信號之一下降邊緣計時之一L2H_DT計數器720將死區時間值循序提供至驅動控制電路703之輸入端。HSAC信號之下降邊緣指示高側開關何時斷開、對應於一高至低轉變，其係不需要低至高死區時間且可改變至序列中之下一值之一時間。使用高側DC級之上升邊緣重設L2H_DT計數器720，此指示序列之重新開始。
類似地，一第二多工器(MUX)731接收高至低死區時間之另外N個預定值，該另外N個預定值可用以控制驅動控制703中之可程式化延遲。可使用由HSAC信號之一上升邊緣計時之一H2L_DT計數器730將死區時間值循序提供至驅動控制電路703之輸入端。HSAC信號之上升邊緣指示高側開關何時導通、對應於一低至高轉變，其係不需要高至低死區時間且可改變至序列中之下一值之一時間。使用高側DC級之上升邊緣重設H2L_DT計數器730，此指示序列之重新開始。在一例示性實施方案中，各自針對H2L_DT死區時間延遲及L2H_DT死區時間延遲使用4個位元提供12個死區時間值。此外，一符號位元可用於負死區時間以消除例如貫穿低側驅動器之長於高側驅動器之延遲。
圖8繪示根據一實施例之用於產生高側及低側驅動信號之一電路。圖8之電路係具有用於控制低至高死區時間及高至低死區時間之可程式化延遲電路之一驅動控制電路之一實例。在此實例中，PWM信號HS_CTRL經耦合通過一高側通道以產生一高側驅動信號HS，且通過一低側通道以產生一低側驅動信號LS。高側通道包含接收L2H_DT之一第一可程式化延遲區塊810，其延遲高側信號HS導通之 時間，此引起節點SW自低至高之一轉變。在此實例中，HS_CTRL耦合至一及閘811之一輸入端。HS_CTRL之一經延遲版本(表示為「HS.d」)耦合至及閘811之另一輸入端。因此，HS僅在由及閘811接收到HS_CTRL及HS.d兩者時變高。如上文所描述，L2H_DT包括死區時間(或延遲)值。因此，L2H_DT可用以控制HS_CTRL與HS.d之間的延遲，此控制HS及高側開關的時序。
類似地，低側通道包含反相器822及接收H2L_DT之一第二可程式化延遲區塊820，其延遲低側信號LS導通之時間，此引起節點SW自高至低之一轉變。在此實例中，HS_CTRL*(HS_CTRL之反相)耦合至一及閘821之一輸入端。HS_CTRL*之一經延遲版本(表示為「LS.d」)耦合至及閘821之另一輸入端。因此，LS僅在由及閘821接收到HS_CTRL*及LS.d兩者時變高。如上文所描述，H2L_DT包括死區時間(或延遲)值。因此，H2L_DT可用以控制HS_CTRL*與LS.d之間的延遲，此控制LS及低側開關的時序。
圖9繪示根據一實施例之圖8之電路之波形。如圖9中所繪示，LS之一下降邊緣(低側開關斷開)與HS之上升邊緣(高側開關導通)之間的時間延遲-亦即，一低至高轉變-受控於L2H_DT之一可程式化值。類似地，HS之一下降邊緣(高側開關斷開)與LS之上升邊緣(低側開關導通)之間的時間延遲-亦即，一高至低轉變-受控於H2L_DT之一可程式化值。
圖10繪示根據一實施例之一例示性可程式化延遲電路。在此實例中，反相器1001至1008用作延遲元件。該等反相器如所示般組態。開關SW(0)至SW(3)經組態以增加或減低延遲。例如，一最小延遲可閉合SW(0)且敞開全部其他開關。藉由閉合SW(1)且敞開全部其他開關可獲得一逐步延長的延遲。信號路徑中反相器之數目及對應延遲可相應地增加。更長延遲可改良效率，此係因為電路正使用電感器中之 電流充電SW節點，且未使用SW節點上的電荷。短延遲產生較低死區時間，且電路僅使用延遲電路中確切所需之死區時間。例如，較低延遲使用更少反相器及更少電力。
圖11展示用於控制正及負(重疊)死區時間之一例示性電路，其包含用以控制負死區時間之額外可程式化延遲元件。為產生一負(或重疊)H2L死區時間，延遲H2L_DT等於零(H2L_DT=0)且延遲H2L_N_DT不等於零(H2L_N_DT！=0)。為產生一負(或重疊)L2H死區時間，延遲L2H_DT=0且延遲L2H_N_DT！=0。圖12繪示負死區時間之波形。上述電路可提供正延遲控制及負延遲控制兩者以將邊緣組態至例如最大效率。
進一步例示性實施例
本發明之不同實施例及例示性實施方案可採取多種形式。在一實施例中，本發明包含一種方法，該方法包括：斷開一切換式調節器中之一第一開關；在斷開該第一開關之後，導通該切換式調節器中之一第二開關，其中在一受控時段之後導通該第二開關，其中一電感器中之一電流改變該第一開關之一第一端子與該第二開關之一第一端子之間的一節點上之一電壓，且其中該受控時段經組態使得在該受控時段之後當該第二開關導通時，該第一開關與該第二開關之間的節點上之電壓近似等於該第二開關之一第二端子上之一電壓。
在一實施例中，本發明包含一種切換式調節器電路，其包括：一第一開關，其具有耦合至一第一電壓之一第一端子及耦合至一切換節點之一第二端子；一第二開關，其具有耦合至該切換節點之一第一端子及耦合至一第二電壓之一第二端子；一電感器，其具有耦合至該切換節點之一第一端子及耦合至一切換式調節器輸出節點之一第二端子；及驅動電路，其產生一第一信號以導通及斷開該第一開關，且產生一第二信號以導通及斷開該第二開關，其中在斷開該第一開關之後 導通該第二開關，其中斷開該第一開關與導通該第二開關之間的一時段係一受控時段，其中該電感器中之一電流改變該切換節點上之一電壓，且其中該受控時段經組態使得在該受控時段之後當導通該第二開關時，該切換節點上之電壓近似等於該第二開關之第二端子上之一電壓。
在一實施例中，該切換式調節器電路進一步包括用以產生該受控時段之一可程式化延遲電路。
在一實施例中，該切換式調節器包括一AC級及一DC級，該AC級包括：該第一開關及該第二開關，且其中在一第一操作模式中，該AC級消除該DC級中之漣波；且進一步包括DC級之一時期內之複數個受控時段，其中不同受控時段對應於在複數個轉變期間AC級中之不同電感器電流。
在一實施例中，第一複數個受控時段對應於在AC級中之一切換節點之第一複數個高至低轉變期間AC級中之不同電感器電流，且其中第二複數個受控時段對應於在AC級中之該切換節點之第二複數個低至高轉變期間AC級中之不同電感器電流。
在一實施例中，在低至高轉變期間組態該第一複數個受控時段，且在高至低轉變期間組態該第二複數個受控時段。
在一實施例中，在DC級之複數個時期內重複複數個時段。
在一實施例中，該複數個時段儲存為複數個數位值。
在一實施例中，該複數個數位值用以程式化複數個延遲。
在一實施例中，該第一開關及該第二開關係MOS電晶體。
在一實施例中，第一開關係一高側開關且第二開關係一低側開關，且其中電感器中之電流降低節點上的電壓。
在一實施例中，第一開關係一低側開關且第二開關係一高側開關，且其中電感器中之電流增加節點上之電壓。
在一實施例中，本發明包含一種方法，該方法包括：斷開一切換式調節器中之一第一開關；在斷開該第一開關之後導通該切換式調節器中之一第二開關，其中在一受控時段之後導通該第二開關，其中一電感器中之一電流改變該第一開關之一第一端子與該第二開關之一第一端子之間的一節點上之一電壓，且其中該受控時段經組態使得在該受控時段之後當導通該第二開關時，該第一開關與該第二開關之間的節點上之電壓近似等於該第二開關之一第二端子上之一電壓。
在一實施例中，該切換式調節器包括一AC級及一DC級，該AC級包括該第一開關及該第二開關，且其中該受控時段包括該DC級之一時期內之複數個時段。
在另一實施例中，在DC級之各時期內重複該複數個受控時段。
在另一實施例中，該第一開關及該第二開關係MOS電晶體。
在另一實施例中，本發明包含一種電路，該電路包括：一切換式調節器，其包括一第一開關、一第二開關及一電感器；驅動電路，其產生一第一信號以導通及斷開該第一開關，且產生一第二信號以導通及斷開該第二開關；及一可程式化延遲電路，其產生一受控時段。在斷開該第一開關之後導通該第二開關，且在一受控時段之後導通該第二開關。電感器中之一電流改變該第一開關之一第一端子與該第二開關之一第一端子之間的一節點上之一電壓，且該受控時段經組態使得在該受控時段之後當導通該第二開關時，該第一開關與該第二開關之間的該節點上之電壓近似等於該第二開關之一第二端子上之一電壓。
上述描述繪示本發明之各種實施例以及可如何實施該等特定實施例之態樣之實例。上述實例不應被視為僅有的實施例，且經呈現以繪示由以下申請專利範圍定義之特定實施例之靈活性及優點。基於上述揭示及以下申請專利範圍，在不脫離由申請專利範圍界定之本發明 之範疇之情況下，可採用其他配置、實施例、實施方案及等效物。

Claims (21)

  1. 一種用於控制切換式調節器之方法，其包括：斷開一切換式調節器之一第一級中之一第一開關，該切換式調節器進一步包括一第二級；在斷開該第一開關之後，導通該切換式調節器之該第一級中之一第二開關，其中該第一級用於消除該第二級中之漣波，其中在複數個受控時段之一者之後導通該第二開關，該複數個受控時段發生在該第二級之一時期內，其中一電感器中之一電流改變該第一開關之一第一端子與該第二開關之一第一端子之間的一節點上之一電壓，且其中該等受控時段根據不同輸出電流組態使得在各受控時段之後當導通該第二開關時，該第一開關與該第二開關之間的該節點上之該電壓近似等於該第二開關之一第二端子上之一電壓。
  2. 如請求項1之方法，其中不同受控時段對應於在複數個轉變期間該第一級中之不同電感器電流。
  3. 如請求項1之方法，其中第一複數個受控時段對應於在該第一級中之一切換節點之第一複數個高至低轉變期間該第一級中之不同電感器電流，且其中第二複數個受控時段對應於在該第一級中之該切換節點之第二複數個低至高轉變期間該第一級中之不同電感器電流。
  4. 如請求項3之方法，其中在低至高轉變期間組態該第一複數個受控時段，且其中在高至低轉變期間組態該第二複數個受控時段。
  5. 如請求項1之方法，其中在該第二級之複數個時期內重複該複數 個受控時段。
  6. 如請求項1之方法，其中該複數個受控時段儲存為複數個數位值。
  7. 如請求項6之方法，其中該複數個數位值用以程式化複數個延遲。
  8. 如請求項1之方法，其中該第一開關及該第二開關係MOS電晶體。
  9. 如請求項1之方法，其中該第一開關係一高側開關且該第二開關係一低側開關，且其中該電感器中之該電流降低該節點上之該電壓。
  10. 如請求項1之方法，其中該第一開關係一低側開關且該第二開關係一高側開關，且其中該電感器中之該電流增加該節點上之該電壓。
  11. 一種切換式調節器電路，其包括一第一級及一第二級，該第一級包括：一第一開關，其具有耦合至一第一電壓之一第一端子及耦合至一切換節點之一第二端子；一第二開關，其具有耦合至該切換節點之一第一端子及耦合至一第二電壓之一第二端子；一電感器，其具有耦合至該切換節點之一第一端子及耦合至一切換式調節器輸出節點之一第二端子；及驅動電路，其用以產生一第一信號以導通及斷開該第一開關，且產生一第二信號以導通及斷開該第二開關，其中該第一級用於消除該第二級中之漣波，其中在斷開該第一開關之後導通該第二開關，該複數個受控時段發生在該第二級之一時期內，其中該第一開關斷開與該第二開關導通之間的 一時段係複數個受控時段之一者，其中該電感器中之一電流改變該切換節點上之一電壓，且其中該等受控時段根據不同輸出電流組態，使得在該受控時段之後當導通該第二開關時，該切換節點上之該電壓近似等於該第二開關之該第二端子上之一電壓。
  12. 如請求項11之切換式調節器電路，其進一步包括用以產生該受控時段之一可程式化延遲電路。
  13. 如請求項11之切換式調節器電路，其中不同受控時段對應於在複數個轉變期間該第一級中之不同電感器電流。
  14. 如請求項11之切換式調節器電路，其中第一複數個受控時段對應於在該第一級中之該切換節點之第一複數個高至低轉變期間該第一級中之不同電感器電流，且其中第二複數個受控時段對應於在該第一級中之該切換節點之第二複數個低至高轉變期間該第一級中之不同電感器電流。
  15. 如請求項14之切換式調節器電路，其中在低至高轉變期間組態該第一複數個受控時段，且其中在高至低轉變期間組態該第二複數個受控時段。
  16. 如請求項11之切換式調節器電路，其中在該第二級之複數個時期內重複該複數個受控時段。
  17. 如請求項11之切換式調節器電路，其中該複數個受控時段儲存為複數個數位值。
  18. 如請求項17之切換式調節器電路，其中該複數個數位值用以程式化複數個延遲。
  19. 如請求項11之切換式調節器電路，其中該第一開關及該第二開關係MOS電晶體。
  20. 如請求項11之切換式調節器電路，其中該第一開關係一高側開關 且該第二開關係一低側開關，且其中該電感器中之該電流降低該節點上之該電壓。
  21. 如請求項11之切換式調節器電路，其中該第一開關係一低側開關且該第二開關係一高側開關，且其中該電感器中之該電流增加該節點上之該電壓。
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9537400B2 (en) * 2014-08-29 2017-01-03 Infineon Technologies Austria Ag Switching converter with dead time between switching of switches
US9547322B1 (en) * 2014-11-13 2017-01-17 Gazelle Semiconductor, Inc. Configuration modes for optimum efficiency across load current
TWI767852B (zh) * 2021-04-01 2022-06-11 立錡科技股份有限公司 藉雙重切換達到軟性切換之切換式電源電路及其控制電路

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5929692A (en) 1997-07-11 1999-07-27 Computer Products Inc. Ripple cancellation circuit with fast load response for switch mode voltage regulators with synchronous rectification
TW200505144A (en) 2003-07-10 2005-02-01 Seiko Instr Inc Switching regulator control circuit
CN101345474A (zh) 2007-06-01 2009-01-14 国际整流器公司 智能死区时间控制
CN102170228A (zh) 2011-04-29 2011-08-31 电子科技大学 一种用于dc-dc变换器的死区时间控制电路
US20120256671A1 (en) 2010-08-06 2012-10-11 Shen Xu Switch level circuit with dead time self-adapting control

Family Cites Families (32)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
IT1215247B (it) 1985-03-13 1990-01-31 Ates Componenti Elettron Dispositivo e procedimento per azzerare un segnale di uscita in un amplificatore a commutazione.
US5418707A (en) 1992-04-13 1995-05-23 The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy High voltage dc-dc converter with dynamic voltage regulation and decoupling during load-generated arcs
US5570276A (en) 1993-11-15 1996-10-29 Optimun Power Conversion, Inc. Switching converter with open-loop input voltage regulation on primary side and closed-loop load regulation on secondary side
JP3260024B2 (ja) 1993-11-15 2002-02-25 株式会社東芝 電源回路
US5615093A (en) 1994-08-05 1997-03-25 Linfinity Microelectronics Current synchronous zero voltage switching resonant topology
US5592071A (en) 1995-01-11 1997-01-07 Dell Usa, L.P. Method and apparatus for self-regeneration synchronous regulator
US5770940A (en) 1995-08-09 1998-06-23 Switch Power, Inc. Switching regulator
US6396137B1 (en) 2000-03-15 2002-05-28 Kevin Mark Klughart Integrated voltage/current/power regulator/switch system and method
EP1172924A3 (en) 2000-07-11 2002-02-13 Sony Corporation Switching power supply having an improved power factor by voltage feedback
US6674274B2 (en) * 2001-02-08 2004-01-06 Linear Technology Corporation Multiple phase switching regulators with stage shedding
US6987380B1 (en) 2001-11-06 2006-01-17 Linear Technology Corporation Time-based current control in switching regulators
CN100480940C (zh) 2002-04-03 2009-04-22 国际整流器公司 同步降压转换器改进
DE10231183A1 (de) 2002-07-10 2004-01-29 Infineon Technologies Ag Verstärkerschaltung
US7432614B2 (en) 2003-01-17 2008-10-07 Hong Kong University Of Science And Technology Single-inductor multiple-output switching converters in PCCM with freewheel switching
US7250746B2 (en) 2004-03-31 2007-07-31 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Current mode switching regulator with predetermined on time
US7499682B2 (en) 2005-05-24 2009-03-03 Skyworks Solutions, Inc. Dual voltage regulator for a supply voltage controlled power amplifier in a closed power control loop
US7538535B2 (en) 2006-01-13 2009-05-26 Dell Products L.P. Error voltage ripple compensation to extend bandwidth of a feedback loop in a DC-to-DC converter
US7459951B2 (en) * 2006-02-22 2008-12-02 Exar Corporation Self-calibrating digital pulse-width modulator (DPWM)
US8081785B2 (en) 2006-03-21 2011-12-20 Fairchild Semiconductor Corporation High efficiency converter providing switching amplifier bias
US7486060B1 (en) 2006-03-30 2009-02-03 Western Digital Technologies, Inc. Switching voltage regulator comprising a cycle comparator for dynamic voltage scaling
US8482270B2 (en) * 2006-05-02 2013-07-09 Advanced Analogic Technologies Incorporated Reverse current comparator for switching regulators
US7730340B2 (en) 2007-02-16 2010-06-01 Intel Corporation Method and apparatus for dynamic voltage and frequency scaling
US20110101938A1 (en) 2007-11-21 2011-05-05 The Arizona Board Of Regents On Behalf Of The University Of Arizona Adaptive-gain step-up/down switched-capacitor dc/dc converters
US8085020B1 (en) 2008-06-13 2011-12-27 Western Digital Technologies, Inc. Switching voltage regulator employing dynamic voltage scaling with hysteretic comparator
US8248152B2 (en) 2009-02-25 2012-08-21 International Business Machines Corporation Switched capacitor voltage converters
US8274264B2 (en) 2010-02-19 2012-09-25 Exar Corporation Digital control method for improving heavy-to-light (step down) load transient response of switch mode power supplies
FR2959072B1 (fr) 2010-04-15 2012-05-25 Inst Polytechnique Grenoble Systeme de gestion d'une association serie d'elements de generation ou de stockage d'energie electrique base sur une pluralite de bras d'onduleur de tension
EP2493060A1 (en) 2011-02-22 2012-08-29 ST-Ericsson SA Low ripple step-up/step-down converter
US8890502B2 (en) 2012-02-17 2014-11-18 Quantance, Inc. Low-noise, high bandwidth quasi-resonant mode switching power supply
US8952753B2 (en) 2012-02-17 2015-02-10 Quantance, Inc. Dynamic power supply employing a linear driver and a switching regulator
US9240721B2 (en) * 2012-07-12 2016-01-19 Infineon Technologies Austria Ag Multiphase digital current mode controller with dynamic current allocation
CN102801305B (zh) 2012-08-14 2015-07-08 成都芯源系统有限公司 峰值电流信号产生电路,开关电源电路及其方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5929692A (en) 1997-07-11 1999-07-27 Computer Products Inc. Ripple cancellation circuit with fast load response for switch mode voltage regulators with synchronous rectification
TW200505144A (en) 2003-07-10 2005-02-01 Seiko Instr Inc Switching regulator control circuit
CN101345474A (zh) 2007-06-01 2009-01-14 国际整流器公司 智能死区时间控制
US20120256671A1 (en) 2010-08-06 2012-10-11 Shen Xu Switch level circuit with dead time self-adapting control
CN102170228A (zh) 2011-04-29 2011-08-31 电子科技大学 一种用于dc-dc变换器的死区时间控制电路

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Publication number Publication date
TW201531001A (zh) 2015-08-01
WO2015080892A1 (en) 2015-06-04
US9866104B2 (en) 2018-01-09
CN105917564A (zh) 2016-08-31
US20150145331A1 (en) 2015-05-28
CN105917564B (zh) 2018-12-04

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