TW201916559A - 用於對直流-直流轉換器的死區時間進行控制的控制電路 - Google Patents

用於對直流-直流轉換器的死區時間進行控制的控制電路 Download PDF

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Abstract

一種用於對直流-直流轉換器的死區時間進行控制的控制電路。所述控制電路包括：第一電晶體，包括與所述直流-直流轉換器的輸出電壓耦合的源極/汲極端子，所述第一電晶體被配置成基於所述輸出電壓來提供電流；數位遞增/遞減計數器，包括與所述直流-直流轉換器的延遲單元的輸入端子電耦合的輸出端子；以及電流感測電路，電耦合到所述數位遞增/遞減計數器的輸入端子，所述電流感測電路被配置成接收所述電流且基於所述電流來驅動所述數位遞增/遞減計數器。

Description

用於對直流-直流轉換器的死區時間進行控制的控制電路
本發明是有關於一種用於對死區時間進行控制的控制電路，且特別是有關於一種用於對直流-直流轉換器的死區時間進行控制的控制電路。
死區時間控制電路用於其中需要切換式控制電路系統的電子應用（例如，直流（direct current，DC）電路系統）。死區時間控制電路通過對電路系統組件的接通時間進行控制來實質上將流過電路系統的貫通（shoot-through）電流最小化或防止貫通電流流過電路系統。
本發明提供一種用於對直流-直流轉換器的死區時間進行控制的控制電路，所述控制電路包括：第一電晶體，包括與所述直流-直流轉換器的輸出電壓耦合的源極/汲極端子，所述第一電晶體被配置成基於所述輸出電壓來提供電流；數位遞增/遞減計數器，包括與所述直流-直流轉換器的延遲單元的輸入端子電耦合的輸出端子；以及電流感測電路，電耦合到所述數位遞增/遞減計數器的輸入端子，所述電流感測電路被配置成接收所述電流且基於所述電流來驅動所述數位遞增/遞減計數器。
以下公開內容提供用於實作所提供標的物的不同特徵的許多不同的實施例或實例。以下闡述元件及構造的具體實例以簡化本發明。當然，這些僅為實例且不旨在進行限制。例如，以下說明中將第一特徵形成在第二特徵之上或第二特徵上可包括其中第一特徵與第二特徵被形成為直接接觸的實施例，且也可包括其中第一特徵與第二特徵之間可形成有額外特徵、從而使得所述第一特徵與所述第二特徵可能不直接接觸的實施例。另外，本發明可能在各種實例中重複使用參考編號及/或字母。這種重複使用是出於簡潔及清晰的目的，而不是自身表示所論述的各種實施例及/或配置之間的關係。
直流（DC）電源用於各種電路應用中。電池是直流電源的實例。然而，在其他電路應用（包括但不限於半導體）中也可以見到有直流流動。在一些應用中，直流電源提供的電流及/或電壓可能超出所述直流電源所連接到的端點組件的輸入要求的範圍。為將直流電源的輸出調整成與端點組件相容的輸入，可將直流-直流（DC-DC）轉換器併入到電路系統中。更具體來說，直流-直流轉換器可將由直流電源（例如，電池）提供的電壓調整成另一直流電壓（例如，與直流電源的端點組件相容的直流電壓）。
然而，因“死區時間”過長/或不存在，直流-直流轉換器可經歷能量損耗及/或可將直流電源損壞。死區時間是直流-直流轉換器內的組件不運行的時間量。直流-直流轉換器內的組件不運行可導致能量浪費（例如，電流被轉換器消耗，但不用於形成作業輸出電壓）。另外，死區時間的不存在會導致直流-直流轉換器形成低電阻路徑，導致直流電源提供貫穿電流到直流-直流轉換器。貫穿電流趨向於行進穿過電阻最小的路徑，且可因往回行進穿過直流電源而可能潛在地將直流電源/或直流-直流轉換器損壞。
因各種組件的充電特性，在直流-直流轉換器中會出現死區時間。直流-直流轉換器內的組件在運行（例如，處於接通狀態）之前需要時間來進行充電或放電。換句話說，直流-直流轉換器內的組件不能瞬時從接通狀態轉變成關斷狀態或瞬時從關斷狀態轉變成接通狀態。而是，直流-直流轉換器內的組件在實現接通狀態或關斷狀態之前可需要斜升（ramp up）時間或斜降（ramp down）時間。在此死區時間期間，由於直流-直流轉換器內的組件處於中間充電/放電狀態，因此可發生能量損耗及/或直流電源損壞。可使用死區時間控制電路來將直流-直流轉換器內的死區時間最小化或趨近於0。
圖1繪示根據一些實施例用於將直流-直流轉換器110的死區時間最小化的系統架構100的示例性圖。系統架構100包括直流-直流轉換器110、直流電源120、一個或多個死區時間控制電路130、140、以及直流端點組件150、及脈寬調變（pulse width modulation，PWM）產生器160。直流-直流轉換器110被設計成將來自直流電源120的輸入直流電壓轉換成直流端點組件150的預期直流電壓準位。直流-直流轉換器110包括一個或多個組件，所述一個或多個組件可因與轉換器組件相關聯的充電/放電時間而造成轉換器的死區時間。將參照圖2進一步闡述此類組件。根據一些實施例，來自脈寬調變產生器160的脈寬調變信號與來自直流電源120的直流電壓一起被提供到直流-直流轉換器110，以被轉換成與直流端點組件150相容的另一電壓（例如，Vcoil ）。在一個實施例中，脈寬調變信號是方波信號。脈寬調變信號具有固定頻率及可變工作循環（duty cycle）。脈寬調變信號還具有決定提供振幅電壓的循環時間相對於完整循環所占的百分比的工作循環。舉例來說，完整循環將為電壓輸出以零電壓開始、上升到振幅電壓並返回到零電壓。
死區時間控制電路130、140可向直流-直流轉換器110提供控制信號，以將電壓轉換過程期間的死區時間實質上最小化或趨近於0。所述控制信號使直流-直流轉換器內的組件延遲/或縮短工作循環（duty cycle），以修改會造成死區時間的直流-直流轉換器組件的斷開及導通時間。舉例來說，考慮具有兩個組件的直流-直流轉換器。各組件共同地決定直流-直流轉換器的直流輸出電壓（例如，Vcoil ）。兩個組件以固定的頻率及交錯的工作循環運行，這將意味著：兩個組件將存在一段同時處於不運行狀態（例如，一個組件關斷與另一組件導通）的時間，此時間即為死區時間。當一個組件的工作循環時間被延遲（例如，接收死區時間控制電路輸出信號）可縮短與另一組件導通的時間。基於各組件實質上類似的操作，通過調控一個組件的工作循環與另一組件的工作循環交錯時間，可使直流-直流轉換器提供實質上連續的輸出電壓。此種交錯會將兩個組件不運行（例如，兩者均關斷）的時間量最小化。通過使直流-直流轉換器內的組件實質上連續地運行，死區時間得以實質上最小化或趨近於0。
圖2繪示根據一些實施例具有死區時間控制電路210、220的受控型直流-直流轉換器200的示例性圖。在一些實施例中，死區時間控制電路210、220與死區時間控制電路130、140類似。死區時間控制電路210、220控制延遲單元230、240的延遲線，將結合圖4及圖6至圖7進一步對此進行說明。死區時間控制電路210、220可在各種運行條件（例如，不同的溫度、電壓、電流）下將直流-直流轉換器的死區時間實質上最小化或消除。另外，死區時間控制電路210、220可在因作為電路系統組件而佔據小面積的同時提高直流-直流轉換器的功率效率。使直流-直流轉換器組件連續地維持運行還可有助於形成一個低於直流電源上的電流傳輸的低電阻路徑，從而將對直流電源的損壞最小化或趨近於0。
參照圖2，受控型直流-直流轉換器200包括延遲單元230、240、邏輯閘232、242、一個或多個反相器234、236、244、246、以及一個或多個n通道金屬氧化物半導體（n channel metal oxide semiconductor，nMOS）電晶體248及p通道金屬氧化物半導體（p channel metal oxide semiconductor，pMOS）電晶體238。受控型直流-直流轉換器200可包括因對應的組件充電/放電時間而造成死區時間的組件。舉例來說，n通道金屬氧化物半導體電晶體248無法瞬時在接通狀態與關斷狀態之間切換。電晶體（例如，n通道金屬氧化物半導體電晶體248）具有與從關斷狀態轉變成接通狀態相關聯的對應充電時間。類似地，電晶體具有與從接通狀態轉變成關斷狀態相關聯的對應放電時間。與電晶體為切換狀態而進行的充電及/或放電相關聯的時間（例如，n通道金屬氧化物半導體電晶體248及p通道金屬氧化物半導體電晶體238未處於為實現最優的轉換器200功能而期望的接通狀態或關斷狀態的時間）造成直流-直流轉換器的死區時間。
根據一些實施例，脈寬調變信號從脈寬調變產生器（例如，脈寬調變產生器160）及直流電源（例如，直流電源120）被提供到受控型直流-直流轉換器200。受控型直流-直流轉換器200可提供輸出電壓Vcoil ，輸出電壓Vcoil 基於來自高側（high side，HS）電路系統及低側（low side，LS）電路系統的輸出。舉例來說，受控型直流-直流轉換器200的高側電路系統可包括延遲單元230、邏輯閘232、反相器234、236、及p通道金屬氧化物半導體電晶體238。邏輯閘232接收脈寬調變信號的兩個實例作為輸入。在邏輯閘232的一個輸入處，接收脈寬調變信號。在邏輯閘232的第二輸入處，提供延遲單元230的輸出。延遲單元230接收脈寬調變信號，且可在向邏輯閘232提供輸出之前對脈寬調變信號進行修改及/或時間延遲，如在圖7中進一步所述。在一些實施例中，輸入到邏輯閘232中的脈寬調變信號可保持不被修改或實質上類似於脈寬調變信號。根據一些實施方案，延遲單元230被預設成對脈寬調變信號提供最大延遲。邏輯閘232的輸出電耦合到被串聯耦合在一起的兩個反相器234、236。反相器236的輸出電耦合到p通道金屬氧化物半導體電晶體238的閘極端子。
受控型直流-直流轉換器200的低側電路系統可包括延遲單元240、邏輯閘242、一個或多個反相器244、246、及n通道金屬氧化物半導體電晶體248。邏輯閘242接收脈寬調變信號的兩個實例。在邏輯閘242的一個輸入處，接收脈寬調變信號。在邏輯閘242的第二輸入處，提供延遲單元240的輸出。延遲單元240接收脈寬調變信號，且可在向邏輯閘242提供輸出之前對脈寬調變信號進行修改及/或時間延遲，如在圖7中進一步所述。在一些實施例中，輸入到邏輯閘242中的脈寬調變信號可保持不被修改或實質上類似於脈寬調變信號。根據一些實施方案，延遲單元240被預設成對脈寬調變信號提供最大延遲。邏輯閘242的輸出電耦合到被串聯耦合在一起的兩個反相器244、246。反相器246的輸出電耦合到n通道金屬氧化物半導體電晶體248的閘極端子。P通道金屬氧化物半導體電晶體238的源極/汲極端子電耦合到n通道金屬氧化物半導體電晶體248的源極/汲極端子且提供受控型直流-直流轉換器200的輸出電壓Vcoil 。輸出電壓Vcoil 可作為被提供到死區時間控制電路210、220的輸入信號。死區時間控制電路210、220又可如在圖7中進一步所述來驅動延遲單元230、240。
圖3繪示根據一些實施例的圖2所示受控型直流-直流轉換器200的輸出電壓波形310以及對應的信號波形320、330（例如，分別為圖2所示的NG及PG）的示例性圖300。如輸出波形310所示，圖2所示輸出電壓Vcoil 可在跨越內接二極體（body diode）閾值電壓Vt 和零的多個電壓之間切換。如對應的信號波形320、330（例如，圖2所示的NG及PG）所示，當PG 330為高且NG 320為低時，輸出電壓Vcoil 小於內接二極體閾值電壓Vt 。作為另一選擇，當PG 330為低或NG 320為高時，輸出電壓Vcoil 大於電壓閾值Vt 。
圖4繪示根據一些實施例的自動校準型死區時間控制電路400的示例性圖。自動校準型死區時間控制電路400可例如用作圖2所示死區時間控制電路210、220中的一者或多者的實施方案。根據一些實施例，自動校準型死區時間控制電路400包括一個或多個電晶體（例如，n通道金屬氧化物半導體電晶體411、412）、電流感測電路410、一個或多個電容器（例如，電容器415）、一個或多個開關（例如，開關416）、及數位遞增/遞減計數器420。根據一些實施例，數位遞增/遞減計數器420的輸出作為輸入被提供到一個或多個延遲單元230、240中。n通道金屬氧化物半導體電晶體411的源極/汲極端子電耦合到受控型直流-直流轉換器200的輸出電壓Vcoil 。與輸出電壓Vcoil 的連接通過連續的即時電壓測量（例如，動態地更新）而實現受控型直流-直流轉換器200的自動校準。n通道金屬氧化物半導體電晶體411的閘極電耦合到參考電壓Vref 。n通道金屬氧化物半導體電晶體411的另一源極/汲極端子耦合到n通道金屬氧化物半導體電晶體412的源極/汲極端子。n通道金屬氧化物半導體電晶體412的閘極端子電耦合到電壓電源，從而被施加有微小電壓或不被施加電壓（例如，0 V）。
根據一些實施例，電流感測電路410包括p通道金屬氧化物半導體電晶體413、414。n通道金屬氧化物半導體電晶體412的源極/汲極端子電耦合到p通道金屬氧化物半導體電晶體413、414的閘極端子及p通道金屬氧化物半導體電晶體413的源極/汲極端子。p通道金屬氧化物半導體電晶體413、414的閘極端子彼此電耦合。p通道金屬氧化物半導體電晶體413的另一源極/汲極端子電耦合到p通道金屬氧化物半導體電晶體414的源極/汲極端子。p通道金屬氧化物半導體電晶體414的另一源極/汲極端子電耦合到電容器415。電容器415與開關416並聯電耦合。電容器415與開關416的並聯連接的一個節點電耦合到數字遞增/遞減計數器420的輸入。電容器415與開關416的並聯連接的另一節點電耦合到地。
以參考電壓Vref （例如，~0.7 V）對n通道金屬氧化物半導體電晶體411進行嵌位（clamping）可保護n通道金屬氧化物半導體電晶體412免受電損壞（例如，電壓、電流）。當受控型直流-直流轉換器200的p通道金屬氧化物半導體電晶體238（例如，高側HS）及受控型直流-直流轉換器200的n通道金屬氧化物半導體電晶體248（例如，低側LS）兩者均處於關斷狀態（例如，PG 330為高且NG 320為低）時，內接二極體將被迫成為接通狀態且輸出電壓Vcoil 小於大約-0.7 V。在輸出電壓Vcoil 小於大約-0.7 V的情況下，自動校準型死區時間控制電路400的n通道金屬氧化物半導體電晶體411、412處於接通狀態。在n通道金屬氧化物半導體電晶體411、412處於接通狀態的情況下，電流將行進穿過n通道金屬氧化物半導體電晶體412及p通道金屬氧化物半導體電晶體413、414，以在節點Vx 處產生鏡像電流（mirror current）。鏡像電流將電容器415充電，且開關416保持處於斷開狀態。在電容器415被充電的情況下，進入數位遞增/遞減計數器420中的輸入信號將觸發數位遞增/遞減計數器420的輸出使延遲單元降壓。此種輸出將減小受控型直流-直流轉換器200的下一循環的延遲時間，以將受控型直流-直流轉換器200的死區時間實質上最小化或消除。
當輸出電壓Vcoil 大於大約-0.7 V時（包括零電壓在內），n通道金屬氧化物半導體電晶體412處於關斷狀態。開關416處於閉合狀態，從而使電容器415短路。當開關416處於閉合狀態時，電容器415將不進行充電。在開關416閉合的情況下被提供到數位遞增/遞減計數器420的信號指示數位遞增/遞減計數器420的輸出應被增加或維持（例如，增加或維持受控型直流-直流轉換器200的死區時間）。
圖5繪示使用死區時間控制電路系統的各種實施例（例如，自動校準型死區時間控制電路400）的受控型直流-直流轉換器200的死區時間效率曲線圖500的示例性圖。曲線510示出通過在受控型直流-直流轉換器200內用自動校準型死區時間控制電路400代替死區時間控制電路210、220而得到的死區時間電流負載（例如，0至800 mA）-效率（例如，80%至89%）曲線圖。曲線520示出通過在受控型直流-直流轉換器200內將延遲單元230、240人工延遲（例如，代替使用死區時間控制電路210、220）大約50 ps而得到的電流負載（例如，0至800 mA）-效率（例如，80%至89%）曲線圖。曲線530示出通過在受控型直流-直流轉換器200內將延遲單元230、240人工延遲（例如，代替使用死區時間控制電路210、220）大約200 ps而得到的電流負載（例如，0至800 mA）-效率（例如，80%至89%）曲線圖。如死區時間效率曲線圖500所示，在負載為大約200 mA時，曲線510具有約88%的最高效率。在電流負載為大約200 mA時，曲線520具有約87.8%的最高效率。如曲線圖500所示，在負載為大約200 mA時，曲線530具有約86.7%的最高效率。因此，在一些實施例中，在電流負載為大約200 mA時，死區時間控制電路400的最高效率大於對延遲單元230、240進行人工延遲所得的最高效率。類似地，在電流負載為大約400 mA時，曲線510具有約86.9%的對應效率且大於曲線520、530的效率，曲線520、530分別具有約86.8%及84.8%的對應效率。在電流負載為大約100 mA時，將延遲單元230、240人工延遲大約50 ps所得的效率水準（例如，曲線520）與自動校準型死區時間控制電路400的效率水準（曲線510）看上去具有約為86%的相同效率。在此實例中，曲線510、520的效率超過延遲單元230、240人工延遲大約200 ps所得的效率（例如，曲線530），延遲單元230、240人工延遲大約200 ps具有約85.2%的對應效率。如曲線圖500所示，在許多情況中，在各種電流負載條件下，使用自動校準型死區時間控制電路400均得到相對於對延遲單元230、240進行人工延遲所得的效率提高的效率。效率的此種提高起因於死區時間控制電路210、220基於受控型直流-直流轉換器200的連續即時電壓輸出而注入到延遲單元230、240中的自動校準型延遲（例如，自動校準型死區時間控制電路400、自動校準型死區時間控制電路600）。
圖6繪示根據一些實施例的自動校準型死區時間控制電路600的另一示例性圖。根據一些實施例，自動校準型死區時間控制電路600可用作圖2所示死區時間控制電路210、220中的一者或多者的實施方案。自動校準型死區時間控制電路600包括n通道金屬氧化物半導體電晶體610、620、電流感測電路系統630、重置切換式p通道金屬氧化物半導體電晶體641、642、重置反相器640、及數字遞增/遞減計數器650。死區時間控制電路600將受控型直流-直流轉換器200的輸出電壓Vcoil 與參考電壓Vref 進行比較。在一些實施例中，參考電壓Vref 被設定成內接二極體的正向電壓（forward voltage）（例如，~0.7 V）。基於輸出電壓Vcoil 與參考電壓Vref 的比較，數位遞增/遞減計數器650被充電到電壓VDD。數位遞增/遞減計數器650的輸出提供輸入信號以控制一個或多個延遲單元230、240。
輸出電壓Vcoil 電耦合到n通道金屬氧化物半導體電晶體610的源極/汲極端子。n通道金屬氧化物半導體電晶體610的閘極端子被接地，以為n通道金屬氧化物半導體電晶體610提供電保護（例如，電壓保護、電流保護）。n通道金屬氧化物半導體電晶體610的另一源極/汲極端子電耦合到電流感測電路630（例如，交叉耦合的p通道金屬氧化物半導體電晶體631、632）。p通道金屬氧化物半導體電晶體632的閘極端子電耦合到n通道金屬氧化物半導體電晶體610的源極/汲極端子及p通道金屬氧化物半導體電晶體631的源極/汲極端子。p通道金屬氧化物半導體電晶體631的另一源極/汲極端子電耦合到p通道金屬氧化物半導體電晶體632的源極/汲極端子。p通道金屬氧化物半導體電晶體632的另一源極/汲極端子電耦合到p通道金屬氧化物半導體電晶體631的閘極端子及n通道金屬氧化物半導體電晶體620的源極/汲極端子。n通道金屬氧化物半導體電晶體620的另一源極/汲極端子電耦合到地。n通道金屬氧化物半導體電晶體620的閘極端子電耦合到參考電壓Vref 。
電流感測電路630由重置p通道金屬氧化物半導體電晶體641、642控制。重置p通道金屬氧化物半導體電晶體由與每一p通道金屬氧化物半導體電晶體的閘極端子連接的輸入信號（例如，RSTB）控制。重置反相器640通過在每一重置（RESET）循環上將p通道金屬氧化物半導體電晶體641、642的電壓重置到電壓VDD來控制輸入信號。當輸入信號（例如，RSTB）為低（例如，0）時，p通道金屬氧化物半導體電晶體631、632處於接通狀態。在數字遞增/遞減計數器650的輸入處存在高電壓，且數位遞增/遞減計數器650被重置。當輸入信號（例如，RSTB）為高（例如，1）時，p通道金屬氧化物半導體電晶體631、632處於關斷狀態。n通道金屬氧化物半導體電晶體610（例如，輸出電壓Vcoil ）與n通道金屬氧化物半導體電晶體620（例如，參考電壓Vref ）之間的比較結果被提供到數字遞增/遞減計數器650。數位遞增/遞減計數器650的輸出通過向延遲單元230及/或延遲單元240提供輸入來決定延遲週期（如果有）。所述延遲週期決定了去往受控型直流-直流轉換器200或在受控型直流-直流轉換器200內的信號是否被延遲以修改死區時間。
圖7繪示根據一些實施例的延遲單元700的示例性圖。延遲單元700包括放大器710、一個或多個電容器722、732、742、及一個或多個開關724、734、744。放大器710可接收脈寬調變信號作為輸入，如前面在圖2中所述。基於電容器722、732、742與地的連接，放大器710的輸出被提供成將一個或多個電容器722、732、742進行充電或被提供來作為延遲單元700的定向輸出。每一電容器722、732、742與地的連接是基於由死區時間電路（例如，自動校準型死區時間控制電路210、220、400、600）提供的輸入延遲信號（例如，Q＜4＞~Q＜0＞）。舉例來說，如果延遲單元700被預設成提供最大延遲，則開關724、734、744閉合。在開關724、734、744閉合的情況下，放大器710的輸出將電容器722、732、742進行充電。類似於電晶體，電容器具有相關聯的充電/放電時間。因此，延遲單元700的電壓輸出低於直接來自放大器710的輸出。電壓輸出較低又將增加延遲單元700所連接到的對應電路系統（例如，直流-直流轉換器的低側電路系統、高側電路系統）的操作中的延遲。
根據一些實施例，開關724、734、744由數位遞增/遞減計數器（例如，數字遞增/遞減計數器420、數位遞增/遞減計數器650）的輸出控制。基於由數位遞增/遞減計數器針對與開關724、734、744對應的地址位置所提供的計數，所述開關被斷開或閉合。延遲單元700的最大延遲時間會減慢對應的低側電路系統或高側電路系統接收電壓及電流的速率。被閉合的開關越多，延遲單元700的輸出電壓就越低。延遲單元700的輸出電壓越低，就會使得低側電路系統或高側電路系統內的電晶體（例如，電晶體238、248）的充電時間越長，從而增加組件操作的延遲時間。作為另一選擇，當開關724、734、744均處於斷開狀態時，會提供延遲單元700的最小延遲時間。在開關724、734、744斷開的情況下，電容器722、732、742是浮動的（例如，不連接到地）且不進行充電。在此實例中，放大器710的電壓輸出即為延遲單元700的輸出，延遲單元700的輸出被提供到對應的低側電路系統或高側電路系統。與最大延遲（例如，開關724、734、744被閉合）相比，延遲時間被減小，且p通道金屬氧化物半導體電晶體238及/或n通道金屬氧化物半導體電晶體248進行充電的速率比延遲單元700以最大延遲運行時快。
圖8繪示示例性流程圖800，其繪示根據一些實施例的死區時間控制電路的自動校準過程。儘管圖8所示過程適用於許多不同的結構，然而為易於理解，會參照圖1、圖2、圖4、及圖6至圖7所示的結構來闡述所述過程。在步驟810處，可通過將受控型直流-直流轉換器200的輸出電壓提供到第一電晶體來控制受控型直流-直流轉換器200的死區時間。在步驟820處，使用電流感測電路，基於第一電晶體的電壓來確定控制電流。在步驟830處，使用數位遞增/遞減計數器，基於控制電流來確定延遲計數。在步驟840處，將延遲計數提供到延遲單元。根據一些實施例，電流被提供到電耦合在第一電晶體與電流感測電路之間的第二電晶體，所述第二電晶體的閘極端子被嵌位在大約零伏。基於控制電路，電容器被充電。電容器電耦合在電流感測電路與數位遞增/遞減計數器的輸入端子之間。根據一些實施例，與電容器並聯電耦合的開關基於控制電流而閉合。根據一些實施例，電流被提供到與電流感測電路電耦合的第二電晶體，所述第二電晶體的閘極端子電耦合到參考電壓。
本文所述的系統及方法可提供性能得以改進的自動校準型死區時間控制電路（例如，死區時間控制電路400、死區時間控制電路600）。利用數位遞增/遞減計數器及電流感測電路系統，通過將直流-直流轉換器的死區時間實質上最小化或消除會實現性能改進。本文所述的自動校準型死區時間控制電路利用數位遞增/遞減計數器及電流感測電路系統來連續地監測並分析直流-直流轉換器（例如，直流-直流轉換器110、受控型直流-直流轉換器200）的輸出電壓Vcoil 。使用即時輸出電壓（例如，Vcoil ），死區時間控制電路可控制直流-直流轉換器的低側電路系統及高側電路系統以為相應的電路系統增加、減小或維持延遲時間。由於直流-直流轉換器內的組件可在其他組件正進行充電或放電且連續地提供輸出電壓Vcoil 的同時始終處於接通狀態，因此此種延遲可減小電路中的死區時間。如圖5中所示，自動校準型死區時間控制電路的使用可產生比對直流-直流轉換器內的組件進行人工延遲所得的效率更高的效率。
在一個實施例中，一種用於對直流-直流轉換器的死區時間進行控制的控制電路包括第一電晶體，所述第一電晶體包括與所述直流-直流轉換器的輸出電壓耦合的源極/汲極端子，所述第一電晶體被配置成基於所述輸出電壓來提供電流。所述控制電路還包括數位遞增/遞減計數器，所述數位遞增/遞減計數器包括與所述直流-直流轉換器的延遲單元的輸入端子電耦合的輸出端子。另外，所述控制電路包括電流感測電路，所述電流感測電路電耦合到所述數位遞增/遞減計數器的輸入端子，所述電流感測電路被配置成接收所述電流且基於所述電流來驅動所述數位遞增/遞減計數器。
在一實施例中，所述第一電晶體被配置成基於所述輸出電壓與所述第一電晶體的閘極電壓之間的比較而運行，所述電流感測電路進一步被配置成修改或維持所述數字遞增/遞減計數器的計數，且所述數字遞增/遞減計數器修改或維持所述延遲單元的延遲時間以將所述直流-直流轉換器的所述死區時間最小化或消除。
在一實施例中，所述的控制電路進一步包括：第二電晶體，電耦合在所述第一電晶體與所述電流感測電路之間，所述第二電晶體的閘極端子被嵌位在大約零伏；以及電容器，電耦合在所述電流感測電路與所述數位遞增/遞減計數器的所述輸入端子之間。
在一實施例中，所述的控制電路進一步包括與所述電容器並聯電耦合的開關。
在一實施例中，所述電流感測電路包括：第三電晶體及第四電晶體，通過每一所述電晶體的閘極端子及源極/汲極端子而彼此電耦合，其中所述第三電晶體通過所述第三電晶體的所述閘極端子及所述第二電晶體的源極/汲極端子而電耦合在所述第二電晶體與所述第四電晶體之間。
在一實施例中，所述第一電晶體的閘極端子電耦合到參考電壓。
在一實施例中，所述的控制電路進一步包括：第二電晶體，電耦合到所述電流感測電路，所述第二電晶體的閘極端子電耦合到參考電壓。
在一實施例中，所述電流感測電路包括：第三電晶體及第四電晶體，交叉耦合在所述第一電晶體與所述第二電晶體之間，其中：所述第二電晶體的源極/汲極端子電耦合到所述第四電晶體的源極/汲極端子及所述第三電晶體的閘極端子，且所述第一電晶體的另一源極/汲極端子電耦合到所述第三電晶體的源極/汲極端子及所述第四電晶體的閘極端子。
在一實施例中，所述的控制電路進一步包括：第一重置電晶體，與所述第三電晶體並聯電耦合；第二重置電晶體，與所述第四電晶體並聯電耦合；以及重置反相器，電耦合到每一所述重置電晶體的閘極端子。
在一實施例中，所述第一電晶體的閘極端子電耦合到地。
在另一實施例中，一種用於對直流-直流轉換器的死區時間進行控制的方法包括將直流-直流轉換器的輸出電壓提供到第一電晶體。通過電流感測電路基於所述第一電晶體的電壓來確定控制電流。通過數位遞增/遞減計數器基於所述控制電流來確定延遲計數。將所述延遲計數提供到延遲單元。
在另一實施例中，所述的方法進一步包括：將電流提供到電耦合在所述第一電晶體與所述電流感測電路之間的第二電晶體，所述第二電晶體的閘極端子被嵌位在大約零伏；以及基於所述控制電流將電耦合在所述電流感測電路與所述數位遞增/遞減計數器的輸入端子之間的電容器進行充電。
在另一實施例中，所述的方法進一步包括基於所述控制電流來將與所述電容器並聯電耦合的開關閉合。
在另一實施例中，所述電流感測電路包括：第三電晶體及第四電晶體，通過每一所述電晶體的閘極端子及源極/汲極端子而彼此電耦合，其中所述第三電晶體通過所述第三電晶體的所述閘極端子及所述第二電晶體的源極/汲極端子而電耦合在所述第二電晶體與所述第四電晶體之間。
在另一實施例中，所述第一電晶體的閘極端子電耦合到參考電壓。
在另一實施例中，所述的方法進一步包括：將電流提供到與所述電流感測電路電耦合的第二電晶體，所述第二電晶體的閘極端子電耦合到參考電壓。
在另一實施例中，所述電流感測電路包括：第三電晶體及第四電晶體，交叉耦合在所述第一電晶體與所述第二電晶體之間，其中：所述第二電晶體的源極/汲極端子電耦合到所述第四電晶體的源極/汲極端子及所述第三電晶體的閘極端子，且所述第一電晶體的另一源極/汲極端子電耦合到所述第三電晶體的源極/汲極端子及所述第四電晶體的閘極端子。
在另一實施例中，所述電流感測電路進一步包括：第一重置電晶體，與所述第三電晶體並聯電耦合；第二重置電晶體，與所述第四電晶體並聯電耦合；以及重置反相器，電耦合到每一所述重置電晶體的閘極端子。
在另一實施例中，所述第一電晶體的閘極端子電耦合到地。
在又一實施例中，一種直流-直流電路包括：一個或多個延遲單元；控制電路，包括與所述一個或多個延遲單元的輸入電耦合的輸出，所述控制電路被配置成控制所述一個或多個延遲單元；以及高側電路及低側電路，耦合到所述一個或多個延遲單元且被配置成提供輸出電壓。所述高側電路及所述低側電路兩者均包括邏輯閘、一個或多個反相器、及電晶體。所述邏輯閘、所述一個或多個反相器、及所述電晶體被串聯電耦合在一起。
以上內容概述了若干實施例的特徵以使所屬領域中的技術人員可更好地理解本發明的各方面。所屬領域中的技術人員應瞭解，他們可易於使用本發明作為基礎來設計或修改其他工藝及結構以施行本文所介紹實施例的相同目的及/或實現本文所介紹實施例的相同優點。所屬領域中的技術人員還應認識到，此種等效構造並不背離本發明的精神及範圍，且在不背離本發明的精神及範圍的條件下，他們可對本文作出各種改變、替代、及變更。
100‧‧‧系統架構
110‧‧‧直流-直流轉換器
120‧‧‧直流電源
130、140‧‧‧死區時間控制電路
150‧‧‧直流端點組件
160‧‧‧脈寬調變產生器
200‧‧‧受控型直流-直流轉換器/轉換器
210、220、400、600‧‧‧自動校準型死區時間控制電路/死區時間控制電路
230、240、700‧‧‧延遲單元
232、242‧‧‧邏輯閘
234、236、244、246‧‧‧反相器
238‧‧‧p通道金屬氧化物半導體電晶體/電晶體
248‧‧‧n通道金屬氧化物半導體電晶體/電晶體
300‧‧‧示例性圖
310‧‧‧輸出電壓波形/輸出波形
320‧‧‧信號波形/NG
330‧‧‧信號波形/PG
410‧‧‧電流感測電路
411、412、610、620‧‧‧n通道金屬氧化物半導體電晶體
413、414、631、632‧‧‧p通道金屬氧化物半導體電晶體
415、722、732、742‧‧‧電容器
416、724、734、744‧‧‧開關
420、650‧‧‧數字遞增/遞減計數器
500‧‧‧死區時間效率曲線圖/曲線圖
510、520、530‧‧‧曲線
630‧‧‧電流感測電路系統/電流感測電路
640‧‧‧重置反相器
641、642‧‧‧重置切換式p通道金屬氧化物半導體電晶體/重置p通道金屬氧化物半導體電晶體/p通道金屬氧化物半導體電晶體
710‧‧‧放大器
800‧‧‧示例性流程圖
810、820、830、840‧‧‧步驟
HS‧‧‧高側
LS‧‧‧低側
Q＜4＞~Q＜0＞‧‧‧輸入延遲信號
RSTB‧‧‧輸入信號
Vcoil‧‧‧輸出電壓
Vref‧‧‧參考電壓
Vt‧‧‧內接二極體閾值電壓/電壓閾值
Vx‧‧‧節點
PG、NG‧‧‧信號
結合附圖閱讀以下詳細說明，會最佳地理解本發明的各方面。應注意，根據業內標準慣例，各種特徵並非按比例繪製。事實上，為使論述清晰起見，可任意增大或減小各種特徵的尺寸。 圖1繪示根據一些實施例用於將直流-直流（DC-DC）轉換器的死區時間最小化的系統架構的示例性圖。 圖2繪示根據一些實施例使用死區時間控制電路的受控型直流-直流轉換器的示例性圖。 圖3繪示根據一些實施例的圖2所示直流-直流轉換器的輸出電壓波形以及對應的信號波形的示例性圖。 圖4繪示根據一些實施例的自動校準型死區時間控制電路的示例性圖。 圖5繪示使用死區時間控制電路系統的各種實施例的受控型直流-直流轉換器的死區時間效率曲線圖的示例性圖。 圖6繪示根據一些實施例的自動校準型死區時間控制電路的另一示例性圖。 圖7繪示根據一些實施例的延遲單元的示例性圖。 圖8繪示示例性流程圖，其繪示根據一些實施例的死區時間控制電路的自動校準過程。

Claims (1)

  1. 一種用於對直流-直流轉換器的死區時間進行控制的控制電路，包括： 第一電晶體，包括與所述直流-直流轉換器的輸出電壓耦合的源極端子或汲極端子，所述第一電晶體被配置成基於所述輸出電壓來提供電流； 數位遞增遞減計數器，包括與所述直流-直流轉換器的延遲單元的輸入端子電耦合的輸出端子；以及 電流感測電路，電耦合到所述數位遞增遞減計數器的輸入端子，所述電流感測電路被配置成接收所述電流且基於所述電流來驅動所述數位遞增遞減計數器。
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