JP2008092729A - 鉄道車両のバッテリ用充放電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 鉄道車両に搭載したバッテリに高速走行時における回生時の電力で充電する為の変換器を小型化でき、回生ブレーキにより発生する回生電力の回収効率を高めることができ、しかもバッテリに充電した電力の有効利用が図れるようにすることである。
【解決手段】 ＤＣＬＩＮＫ４とバッテリ１１との間に、３相全波整流型のサイリスタ変換器２５と、このサイリスタ変換器２５の為の３相交流電源２６とを有する電圧補償装置１６が接続され、充放電制御装置１７はこの電圧補償装置１６を制御する。サイリスタ変換器２５は、３相交流電源２６から正弦波交流を受け、６組のサイリスタＳ１〜Ｓ１２の制御位相角の変更により、正弦波交流の平均電圧を連続的に昇圧側と降圧側へ調整し、要求に応じた充電電流でバッテリ１１に充電する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、鉄道車両に搭載したバッテリに制動時に発生した回生電力で充電する一方、このバッテリに充電した電力を放電させて走行駆動用電動機を回転駆動するようにした鉄道車両のバッテリ用充放電装置に関する。

従来、鉄道車両に充放電可能なバッテリと、このバッテリに対して充電及び放電が可能な充放電回路を装備し、惰性走行中或いは停車中にバッテリにフル充電しておき、力行時或いは架線からの給電が不可能な場合に、バッテリに充電した電力を放電させて、走行状態を円滑化できるようにした鉄道車両が種々提案されている。

例えば、特許文献１に記載の電気車の制御装置は、２つのスイッチング素子を直列に接続した充放電回路と、この充放電回路に直流リアクトルを介して接続された蓄電器とを設け、車両が正常に走行している状態において、一方のスイッチング素子のオン・オフを一定周期で繰返して、架線から供給された直流電力の一部をバッテリに充電する充電制御を行う一方、車両が正常に走行していない状態においては、他方のスイッチング素子のオン・オフを一定周期で繰返して、蓄電器に充電されている直流電力をＶＶＶＦインバータに放電するようにしてある。
特開２００６−１４３９５号公報（第５〜６頁、図１）

一般に、電気車に搭載するバッテリに充電する電流時間積は、例えば、１５０〜２００ＡＨにもなる。そこで、特許文献１に記載の電気車の制御装置においては、バッテリへの充電に際して、一方のスイッチング素子のオン・オフを一定周期で繰返す、所謂、定電圧充電方式により、ほぼ架線電圧に近い高圧の直流をバッテリに直接印加させるようにして、バッテリに充電するようにしている。

そのため、充電用スイッチング素子の容量が大きくなってスイッチング素子が大型化、つまり充放電装置自体が大型化し且つ高価になるとともに、スイッチング素子からの発熱量が大きくなり、充電時の充電ロスや電力ロスが顕著になる。その為、充電効率が悪く、省エネ向きではない。しかも、バッテリには、架線電圧以上の電圧にまで及んで充電することができないという問題がある。

本発明の目的は、鉄道車両に搭載したバッテリに高速走行時における回生時の電力で充電する為の変換器を小型化でき、回生ブレーキにより発生する回生電力の回収効率を高めることができ、しかもバッテリに充電した電力の有効利用が図れるようにすることである。

請求項１の鉄道車両のバッテリ用充放電装置は、走行駆動用電動機と、この電動機に架線からの電力を変換供給可能な変換装置と、制動時に電動機で回生した電力を蓄電可能なバッテリとを備えた鉄道車両におけるバッテリに対する充放電装置であって、架線に電気的に接続されるＤＣＬＩＮＫとバッテリとに接続された電圧補償手段であって、制動時の全回生電力をバッテリへ充電するように充電電圧を調整可能な電圧補償手段と、電圧補償手段を制御する充放電制御手段とを備えたものである。

架線からの電力がＤＣＬＩＮＫに供給されると、この電力が変換装置により走行駆動用電動機に変換供給されるので、電動機が駆動され鉄道車両が走行する。制動時に走行駆動用電動機で回生した電力がＤＣＬＩＮＫに供給された場合には、電圧補償手段及び充放電制御手段の協働により、全回生電流を吸収するように調整されてバッテリに充電される。

請求項２の鉄道車両のバッテリ用充放電装置は、請求項１において、前記電圧補償手段は、バッテリからの電力をＤＣＬＩＮＫに放電可能に構成され、且つバッテリからの放電時に放電電流を架線から前記ＤＣＬＩＮＫに流入する電流に対して関連を持たせて調整可能に構成されたものである。

請求項３の鉄道車両のバッテリ用充放電装置は、請求項１又は２において、前記電圧補償手段は、バッテリに充電する際の充電電圧をＤＣＬＩＮＫ電圧に対して昇降圧可能に構成されたものである。

請求項４の鉄道車両のバッテリ用充放電装置は、請求項１又は２において、前記充放電制御手段は、鉄道車両の制動時には、電動機で回生した電力をバッテリに蓄電するように電圧補償手段を制御するものである。

請求項５の鉄道車両のバッテリ用充放電装置は、請求項１又は２において、前記充放電制御手段は、鉄道車両の加速時には、バッテリからの電力をＤＣＬＩＮＫに放電するように電圧補償手段を制御するものである。

請求項６の鉄道車両のバッテリ用充放電装置は、請求項１又は２において、前記電圧補償手段は、バッテリと直列に接続され、ＤＣＬＩＮＫの電圧とバッテリ電圧の差分に基づいて充放電電流を調整するものであり、鉄道車両の既存の三相正弦波交流電源からなる交流発生手段或いはＤＣＬＩＮＫから直流電力を受けて正弦波交流を発生させる専用の交流発生手段と、これらの交流発生手段から受ける正弦波交流を複数のスイッチング素子を介して変換することにより充放電回路を変更することなく平均電圧を連続的に昇降圧調整可能な昇降圧手段とを有し、充放電制御手段は複数のスイッチング素子の制御位相角を変更してバッテリへの充電電流を制御するものである。

請求項７の鉄道車両のバッテリ用充放電装置は、請求項１又は２において、前記電圧補償手段は、バッテリと直列に接続され、ＤＣＬＩＮＫの電圧とバッテリ電圧の差分に基づいて充放電電流を調整するものであり、ＤＣＬＩＮＫ又はバッテリから直流電力を受けて矩形波交流を発生させる専用の交流発生手段と、この交流発生手段から受ける矩形波交流を複数のスイッチング素子を介して変換することにより充放電回路を変更することなく平均電圧を連続的に昇降圧調整可能な昇降圧手段とを有し、充放電制御手段は複数のスイッチング素子の制御位相角を変更してバッテリへの充電電流を制御するものである。

請求項１の発明によれば、走行駆動用電動機と変換装置とバッテリとを備えた鉄道車両におけるバッテリに対する充放電装置であって、架線に電気的に接続されるＤＣＬＩＮＫとバッテリとの間に接続された電圧補償手段であって、ＤＣＬＩＮＫ電圧とバッテリ電圧の間の電圧差を補償する電圧補償手段で、差電圧分の充放電パワーを分担する。

即ち、実施例に係る図１３に示すように、バッテリ１１に流入する電流Ｉは、バッテリ１１に印加される電圧の和、つまりＤＣＬＩＮＫ４（ＤＣＬＩＮＫ）電圧と電圧補償手段１６の電圧の和と、バッテリ電圧との差をバッテリの内部抵抗を含む全回路抵抗で除算したものとなる。バッテリ１１に充電されるパワーは、バッテリ電圧×充電電流Ｉで与えられる。一方、バッテリ電圧＝ＤＣＬＩＮＫ電圧±電圧補償手段による補償電圧であるので、充電されるパワーは、ＤＣＬＩＮＫ電圧×流入電流Ｉ±補償電圧×流入電流Ｉで与えられる。

ここで、ＤＣＬＩＮＫ電圧＞＞補償電圧であるので、バッテリ１１に充電される殆どのパワーは、電圧補償手段１６を介在せずに、直接ＤＣＬＩＮＫ４からバッテリ１１に充電されることになり、効率を考えなければならない補償電圧の部分は僅かである。例えば、電圧補償手段とバッテリの電圧分担を３０／７０とし、ＤＣＬＩＮＫから直接バッテリに充電される部分の充電効率を１００％とし、約３０％である補償電圧の充電効率が９０％であるとした場合、バッテリに充電される総合的な充電効率は約９６％になる。

バッテリへの充電時にはＤＣＬＩＮＫ電圧とバッテリ電圧の差に基づいて充電電流を調整可能な電圧補償手段と、電圧補償手段を制御する充放電制御手段とを備えたので、制動時に電動機からＤＣＬＩＮＫに回生された電力が電圧補償手段及び充放電制御手段の協働により、回生時の全電流を充電電流としてバッテリに充電することができる。

充電時における全充電パワーに対して電圧補償装置の分担するパワーは、前述したように、ＤＣＬＩＮＫ電圧とバッテリ電圧の差電圧分に比例し、小型化且つ低コスト化を図ることができ、しかも充電時の殆どの充電パワーは電圧補償手段の効率の影響を受けないので、バッテリに効率よく充電することが出来、充電効率の高い省エネ型のバッテリ用充放電装置を実現することができる。

請求項２の発明によれば、前記電圧補償手段は、バッテリからの電力をＤＣＬＩＮＫに放電可能に構成され、且つバッテリからの放電時に架線からの電流に関連付けて放電電流を調整可能に構成されたので、バッテリに充電された電力は、必要に応じて電圧補償手段及び充放電制御手段の協働により、放電電流を架線からの電流に関連付けて調整してＤＣＬＩＮＫに効率良く放電することができる。

それ故、バッテリに充電する電力を放電する為の電圧補償手段は、全放電パワーのバッテリ電圧に対するＤＣＬＩＮＫ電圧とバッテリ電圧の差電圧分に比例したパワーを分担すればよいので、充放電装置の小型化を図ることができる。しかも、電圧補償装置の放電効率はパワーの分担分のみに関係し、残りの大きな部分を占める放電パワーに関係しないので、放電効率の高い省エネ型のバッテリ用充放電装置を実現することができる。その他請求項１と同様の効果を奏する。

請求項３の発明によれば、前記電圧補償手段は、バッテリに充電する際の充電電圧をＤＣＬＩＮＫ電圧に対して昇降圧可能に構成されたので、充電電圧がＤＣＬＩＮＫ電圧に対して高い場合には降圧し、低い場合には昇圧してバッテリに充電することができる。その他請求項１又は２と同様の効果を奏する。

請求項４の発明によれば、前記充放電制御手段は、鉄道車両の制動時には、電動機で回生した電力をバッテリに蓄電するように電圧補償手段を制御するので、鉄道車両の制動時に電動機により発生する回生電力を効率良くバッテリに蓄電することができる。その他請求項１又は２と同様の効果を奏する。

請求項５の発明によれば、前記充放電制御手段は、鉄道車両の加速時には、バッテリからの電力をＤＣＬＩＮＫに放電するように電圧補償手段を制御するので、鉄道車両の加速時にバッテリからの電力をＤＣＬＩＮＫに効率良く放電することができる。

請求項６の発明によれば、前記電圧補償手段は、バッテリと直列に接続され、ＤＣＬＩＮＫの電圧とバッテリ電圧の差分に基づいて充放電電流を調整するものであり、鉄道車両に既存の三相正弦波交流電源からなる交流発生手段或いはＤＣＬＩＮＫから直流電力を受けて正弦波交流を発生させる専用の交流発生手段と、これらの交流発生手段から受ける正弦波交流を複数のスイッチング素子を介して変換することにより平均電圧を連続的に昇降圧調整可能な昇降圧手段とを有し、充放電制御手段は複数のスイッチング素子の制御位相角を変更してバッテリへの充電電流を制御するので、充電初期のバッテリ電圧がＤＣＬＩＮＫの直流電圧よりも低い場合には、電圧補償手段の出力の平均電圧が降圧側に調整されて、要求に応じた充電電流でバッテリに充電される。

一方、充電後期のバッテリ電圧がＤＣＬＩＮＫの直流電圧よりも高い場合には、電圧補償手段の出力の平均電圧が昇圧側に調整され、要求に応じた充電電流でバッテリに充電される。電圧補償装置の分担するパワーは全充電パワーの一部なので、全体として充電効率の高い省エネ型のバッテリ用充放電装置を実現することができる。その他請求項１又は２と同様の効果を奏する。

請求項７の発明によれば、前記電圧補償手段は、バッテリと直列に接続され、ＤＣＬＩＮＫの電圧とバッテリ電圧の差分に基づいて充放電電流を調整するものであり、ＤＣＬＩＮＫ又はバッテリから直流電力を受けて矩形波交流を発生させる専用の交流発生手段と、この交流発生手段から受ける矩形波交流を複数のスイッチング素子を介して変換することにより平均電圧を連続的に昇降圧調整可能な昇降圧手段とを有し、充放電制御手段は複数のスイッチング素子の制御位相角を変更してバッテリへの充電電流を制御するので、充電初期のバッテリ電圧がＤＣＬＩＮＫの直流電圧よりも低い場合には、電圧補償装置の出力の平均電圧が降圧側に調整されて、要求に応じた充電電流でバッテリに充電される。

一方、充電後期のバッテリ電圧がＤＣＬＩＮＫの直流電圧よりも高い場合には、電圧補償装置の出力の平均電圧が昇圧側に調整され、要求に応じた充電電流でバッテリに充電される。電圧補償装置の分担するパワーは全充電パワーの一部なので、全体として充電効率の高い省エネ型のバッテリ用充放電装置を実現することができる。その他請求項１又は２と同様の効果を奏する。

・ 本実施例の鉄道車両のバッテリ用充放電装置は、鉄道車両である電動車に搭載されたバッテリに制動時の回生電流で充電する一方、このバッテリに充電された電力を、先ず、架線からの電流の流入を抑制した状態でＤＣＬＩＮＫに放電し、全ての充電パワーを走行駆動に使用して放電し終わった時点で、架線からＤＣＬＩＮＫに流入する電流で走行駆動用誘導電動機を駆動できるようにしてある。

更に、このバッテリに充電された電力を、架線からＤＣＬＩＮＫに流入する電流に対してほぼ一定電流で、或いはほぼ一定割合で重畳しながら放電し、走行駆動用誘導電動機を駆動できるようにしてある。

電動車２に搭載されたバッテリ充放電装置１５について、図１に基づいて説明する。
最初に、バッテリ１１に電力を充電可能で且つバッテリ１１からの電力を放電可能なバッテリ用充放電装置１５に加え、走行駆動用の３相の誘導電動機９が搭載されている電動車２（鉄道車両）について説明する。

このバッテリ充放電装置１５においては、バッテリ電圧Ｅｂが略架線電圧Ｅａに等しく、バッテリ１１の充電によるバッテリ端子電圧の変動の最大値と最小値の変動幅の中に、架線電圧Ｅａが含まれるような電圧関係とする必要がある。このように、バッテリ電圧Ｅｂと架線電圧Ｅａとが略等しく選定されるので、バッテリ１１の充電は基本的には架線１が大部分を分担し、架線１とバッテリ１１の電圧の差分が生じた場合、その電圧差を電圧補償装置４０により補足するようにしてある。

図１に示すように、この電動車２は一般的な電動車両であり、図示外の変電所から架線１に給電されている直流をパンタグラフ３で集電し、高周波成分を阻止するフィルタリアクトル７を介してＤＣＬＩＮＫ４（ＤＣＬＩＮＫ）に供給し、ＶＶＶＦ制御（可変電圧可変周波数制御）が可能なＶＶＶＦインバータ８（これが架線１からの電力を変換供給可能な変換装置に相当する）により、Ｖ(電圧)／Ｆ(周波数)一定の３相交流に変換するようになっている。

そして、誘導電動機９は、ＶＶＶＦインバータ８から供給される３相交流の電圧と周波数と、誘導電動機９の回転周波数の大小関係に応じて、その動作モードが変わる。即ち、ＶＶＶＦインバータ周波数＞誘導電動機周波数の場合には、所謂スリップが「正」の領域で、誘導電動機９には加速トルクが作用する。誘導電動機９の停動トルクを越えない範囲内ではスリップに比例してトルクが増加する。

ＶＶＶＦインバータ周波数＝誘導電動機周波数の場合には、「スリップ＝０」の状態であり、トルクは発生しない。誘導電動機９はＶＶＶＦインバータ８から与えられる周波数で励磁された状態であり、惰行状態である。一般に、電気車制御で言う惰行とはこの状態の場合もあるが、この状態の場合、励磁による鉄損の発生が嫌われるので、多くの場合、惰行時にはＶＶＶＦインバータ８がオフにされ、無加圧で使用される場合が多い。

ＶＶＶＦインバータ周波数＜誘導電動機周波数の場合には、所謂スリップが「負」の領域で、誘導電動機９は発電機として作動し、ブレーキトルクが作用する。誘導電動機９の最大ブレーキトルクを越えない範囲内ではスリップに比例してトルクが増加する。ここで、コンデンサ１０は、リアクトル７と協働してＶＶＶＦインバータ８のスイッチング作用により発生する高調波を吸収し架線１側に高調波が流出するのを防止するＥＭＩフィルターを構成している。

運転士により図示しないマスターコントローラが操作され、力行指令が出されると、ＶＶＶＦ制御された３相交流により、電動車２は停止状態から、マスターコントローラの力行指令に基づいて、中速域を経て高速域まで加速が可能である。運転士のマスターコントローラ操作によりブレーキ指令が出されると、ＶＶＶＦインバータ８により、誘導電動機９の回転周波数より低い周波数のＶＶＶＦ交流が出力され、回生ブレーキ動作が開始され、高速域から中速域を経て減速できるようになっている。但し、この回生ブレーキ動作においては、後述するように、誘導電動機９で発生する回生電力が後述するバッテリ用充放電装置１５によりバッテリ１１に充電（蓄電）可能になっている。

次に、バッテリ１１に電力を充電させるとともに、バッテリ１１からの電力を放電させるバッテリ用充放電装置１５について説明する。ここで、バッテリ１１は、ニッケル水素電池からなり、誘導電動機９を駆動可能な１５０〜２００ＡＨもの電流時間積を充電可能に構成されている。

図１に示すように、バッテリ用充放電装置１５は、電圧補償装置１６（これが電圧補償手段に相当する）と、充放電制御装置１７（これが充放電制御手段に相当する）と、ＤＣＬＩＮＫ４に供給される架線電圧Ｅａを検出する第１電圧検出器１８と、ＤＣＬＩＮＫ４を流れる給電電流を検出する第１電流検出器１９と、バッテリ電圧Ｅｂを検出する第２電圧検出器２０と、バッテリ１１の充電電流又は放電電流を検出する第２電流検出器２１等を備えている。

電圧補償装置１６は、１２個のサイリスタを組合せた自己転流機能を有しない３相全波整流型のサイリスタ変換器２５（これが昇降圧手段に相当する）と、このサイリスタ変換器２５の交流電源として機能する定電圧定周波数の３相交流電源２６（これが交流発生手段に相当する）と、平滑リアクトル２７等を有する。３相交流電源２６には、ＤＣＬＩＮＫ４から直流電力が供給されている。但し、３相交流電源２６は、電動車２に標準的に搭載している補助装置のためのインバータ電源であってもよい。

先ず、３相全波整流型のサイリスタ変換器２５について説明する。
図１に示すように、サイリスタ変換器２５は、６つのサイリスタＳ１〜Ｓ６からなるブリッジと、これ等のサイリスタＳ１〜Ｓ６と逆方向に接続したサイリスタＳ７〜Ｓ１２からなるブリッジで構成された電流型の変換器である。即ち、６組のサイリスタＳ１，Ｓ４、Ｓ２，Ｓ５、Ｓ３，Ｓ６、Ｓ７，Ｓ１０、Ｓ８，Ｓ１１、Ｓ９，Ｓ１２を夫々上下に直列接続した６組のサイリスタ回路３０〜３２、４１〜４３で構成されている。

各サイリスタ回路３０〜３２の上側サイリスタＳ１〜Ｓ３のアノードがＤＣＬＩＮＫ４に夫々接続されている。また、各サイリスタ回路４１〜４３の上側サイリスタＳ７〜Ｓ９のカソードがＤＣＬＩＮＫ４に夫々接続されている。各サイリスタ回路３０〜３２における上下のサイリスタＳ１〜Ｓ３，Ｓ７〜Ｓ９、Ｓ４〜Ｓ６，Ｓ１０〜Ｓ１２の接続点に、３相交流電源２６から出力される３相交流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）が絶縁トランス３３を介して夫々供給されるようになっている。

３組のサイリスタ回路３０〜３２に有する下側サイリスタＳ４〜Ｓ６のカソード及び他の３組のサイリスタ回路４１〜４３に有する下側サイリスタＳ１０〜Ｓ１２のアノードは、平滑リアクトル２７を介してバッテリ１１の＋側に接続され、バッテリ１１の−側はグランドライン５に接続されている。

サイリスタＳ７〜Ｓ１２にゲート信号が与えられず、これらのサイリスタＳ７〜Ｓ１２がオフ状態のときには、サイリスタＳ１〜Ｓ６が作動可能でありバッテリ１１への充電電流を調整できるようになっている。サイリスタＳ１〜Ｓ６にゲート信号が与えられず、これらのサイリスタＳ１〜Ｓ６がオフ状態のときには、サイリスタＳ７〜Ｓ１２が作動可能でありバッテリ１１からの放電電流を調整できるようになっている。

充放電制御装置１７は、サイリスタ変換器２５の複数のサイリスタＳ１〜Ｓ６、Ｓ７〜Ｓ１２の各ゲートに点弧信号を供給するゲート駆動回路３６と、このゲート駆動回路３６に制御信号を供給するコントローラ３７等を備えている。

コントローラ３７は、入出力インターフェイスとマイクロコンピュータを有し、バッテリ充電時（回生時）は、第１電圧検出器１８から出力される架線電圧検出信号、コンデンサ１０(或いはＤＣＬＩＮＫ４)の電圧を監視する第３電圧検出器４４の検出信号及び第１電流検出器１９の架線電流検出信号とを受けて、コンデンサ１１の電圧が架線電圧Ｅａより上昇しないように、即ち、架線電流が零になるように、各サイリスタＳ１〜Ｓ６の制御位相角（点弧位相角）αを夫々演算により求め、各サイリスタＳ１〜Ｓ６の点弧指令信号をゲート駆動回路３６に供給する。そこで、ゲート駆動回路３６はコントローラ３７から受けた点弧指令信号に基づいて、対応するサイリスタＳ１〜Ｓ６のゲートに点弧信号を夫々供給する。

誘導電動機９の加速時には、駆動側（ＶＶＶＦインバータ８、誘導電動機９）は与えられたＤＣＬＩＮＫ電圧の下で、マスターコントローラから指示された加速要求を満たすために、ＶＶＶＦインバータ８が作動し、ＤＣＬＩＮＫ４から必要なパワーを吸収する。ＤＣＬＩＮＫ４は、駆動側が必要とするパワーを架線１から或いはバッテリ１１から取り込む必要がある。バッテリ１１は回生時に吸収して蓄積したパワー時間積（エネルギー）を加速時に完全に放電して、次の回生時に備えなければならない。

一般的にいえば、回生時にバッテリ１１に蓄えられた充電エネルギーだけで加速に必要な駆動エネルギーを賄うことは出来ない。不足する駆動エネルギーを架線１から取り込む必要がある。バッテリ１１の放電に際して、架線１から取り込む分と関連を持たせて制御する必要がある。

そこで、バッテリ１１の放電方式として、架線１から電流の流入を抑制しながら、バッテリ１１に充電された電力を先ずＤＣＬＩＮＫ４に放電し、充電パワーの全てを走行駆動に使用して放電し切った時点で、架線１からＤＣＬＩＮＫ４に流入する電流に切換える方法と、前述のように、バッテリ１１からの放電電流を、架線１からＤＣＬＩＮＫ４に流入する電流に対して、ほぼ一定電流で、或いはほぼ一定割合で重畳する方法がある。

最初の、バッテリ１１に充電された電力を先ずＤＣＬＩＮＫ４に放電する放電優先の場合には、第１電圧検出器１８から出力される架線電圧検出信号と、コンデンサ１０（或いはＤＣＬＩＮＫ４）の電圧を監視する第３電圧電圧検出器４４の検出信号、第１電流検出器１９から出力される架線電流信号、第２電流検出器２１から出力される充電電流検出信号とを受け、架線電流が零になるように各サイリスタＳ７〜Ｓ１２の制御位相角αを夫々演算により求め、各サイリスタＳ７〜Ｓ１２の点弧指令信号をゲート駆動回路３６に供給する。

そこで、ゲート駆動回路３６はコントローラ３７から受けた点弧指令信号に基づいて、対応するサイリスタＳ７〜Ｓ１２のゲートに点弧信号を夫々供給する。バッテリ１１が放電を完了（回生で蓄えた電力の全てを放電しきった状態）した時点で放電停止信号が出されるので、これを受けてサイリスタＳ７〜Ｓ１２のゲートに制御位相角信号を時素を設けて遅らせ、最終的にゲートオフし、架線１側に切換える。

次に、架線１からＤＣＬＩＮＫ４に流入する電流に対してほぼ一定電流で重畳する場合には、第１電圧検出器１８から出力される架線電圧検出信号と、コンデンサ１０（或いはＤＣＬＩＮＫ４）の電圧を監視する第３電圧電圧検出器４４の検出信号、第２電流検出器２１から出力される充電電流検出信号とを受け、バッテリ放電電流が一定になるように各サイリスタＳ７〜Ｓ１２の制御位相角αを夫々演算により求め、各サイリスタＳ７〜Ｓ１２の点弧指令信号をゲート駆動回路３６に供給する。

そこで、ゲート駆動回路３６はコントローラ３７から受けた点弧指令信号に基づいて、対応するサイリスタＳ７〜Ｓ１２のゲートに点弧信号を夫々供給する。バッテリ１１から放電する一定電流は、バッテリ１１に前回の回生時に蓄えられた電流時間積と予想される加速時間からコントローラ３７内のマイクロコンピュータでその都度演算して求める。積算電流時間積や放電電流時間積については、第２電流検出器２１の検出信号と通電時間からコントローラ３７内のマイクロコンピュータで演算し、バッテリ１１の充電状態を常時監視する。バッテリ１１が放電完了した時点で放電停止信号を出す。この時点で未だ駆動パワーが要求される場合は、以後、全駆動パワーは架線１から供給される。

架線１からＤＣＬＩＮＫ４に流入する電流に対してほぼ一定割合で重畳する場合、コントローラ３７は、第１電圧検出器１８から出力される架線電圧検出信号と、コンデンサ１０（或いはＤＣＬＩＮＫ４）の電圧を監視する第３電圧電圧検出器４４の検出信号、第１電流検出器１９から出力される架線電流信号、第２電流検出器２１から出力される充電電流検出信号とを受け、バッテリ放電電流が架線電流に対して一定割合になるように各サイリスタＳ７〜Ｓ１２の制御位相角αを夫々演算により求め、各サイリスタＳ７〜Ｓ１２の点弧指令信号をゲート駆動回路３６に供給する。

そこで、ゲート駆動回路３６はコントローラ３７から受けた点弧指令信号に基づいて、対応するサイリスタＳ７〜Ｓ１２のゲートに点弧信号を夫々供給する。バッテリ１１から放電する一定割合の電流はバッテリ１１に前回の回生時に蓄えられた電流時間積と予想される加速時間からコントローラ３７内のマイクロコンピュータでその都度演算して求める。バッテリ１１が放電完了した時点で放電停止信号を出す。この時点で未だ駆動パワーが要求される場合は、以後、全駆動パワーは架線１から供給される。

次に、このように構成されたバッテリ用充放電装置１５の充電動作及び放電動作について説明する。ここで、３相交流を電源とした場合の電圧補償装置１６による補償電圧Ｅｃについて、順変換動作（図２〜図５）と、順逆平衡動作（図６〜図７）と、逆変換動作（図８〜図１１）の順に説明する。

先ず、順変換動作について説明する。
制御位相角αが小さい順変換動作（１）について図２，図３に示し、制御位相角αが順変換動作（１）よりも大きくなった順変換動作（２）について図４，図５に示す。ここで、正弦波の振幅を「１」として表示し、電圧補償制御の基準点が正弦波とＸ軸（縦軸）との交点である。Ｙ軸（横軸）は位相角を示してある。

順変換動作（１）について説明する。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の制御前の波形を細線で示す。図３−１に示すように、基準点から制御位相角αだけ経過した時点で、Ｕ相（Ｕ素子Ｓ４）が点弧され、その前まで、Ｖ相（Ｙ素子Ｓ２）からＷ相（Ｗ素子Ｓ６）に流れていた電流は、この時点でＶ相（Ｙ素子Ｓ２）からＵ相（Ｕ素子Ｓ４）に転流する。次に、図３−２に示すように、Ｗ相（Ｚ素子Ｓ３）が点弧され、Ｖ相（Ｙ素子Ｓ２）からＵ相（Ｕ素子Ｓ４）に流れていた電流はＷ相（Ｚ素子Ｓ３）からＵ相（Ｕ素子Ｓ４）へと転流する。更に、図３−３に示すように、Ｖ相（Ｖ素子Ｓ５）が点弧され、電流はＷ相（Ｚ素子Ｓ３）からＵ相（Ｕ素子Ｓ４）に流れていた電流はＷ相（Ｚ素子Ｓ３）からＶ相（Ｖ素子Ｓ５）へと転流する。

正弦波の太線包絡線間の電圧がサイリスタ変換器２５の出力電圧となる。即ち、最上段に示す電圧補償装置１６の出力電圧（ハッチングにて図示）である。図３−１〜図３−３に示す絶縁変圧器３３の巻線の電圧の向きは、図２の正弦波形において、正弦波形がＸ軸より上側にあるときが補償電圧＋Ｅｃで、絶縁変圧器３３の巻線の中性点から外側に向かって正の電圧を発生する。正弦波形がＸ軸より下側にあるときが補償電圧−Ｅｃで、絶縁変圧器３３の巻線の外側から中性点に向かって正の電圧を発生するとしている。

図２に「Ａ」、「Ｂ」、「Ｃ」で示した時点を、図３−１の「Ａ」、図３−２の「Ｂ」、図３−３の「Ｃ」に示す。Ａ点では、Ｕ相電圧が「＋」、Ｖ相とＷ相の電圧が「−」であるので、Ｕ相巻線の電圧方向は外向き、Ｖ相とＷ相巻線は内向きである。電流が流れる相はＵ，Ｖ相で、Ｕ相電圧とＶ相電圧が加算され、電流の流れる方向と変圧器巻線に発生する電圧方向が同じなので、絶縁変圧器３３の巻線電圧は架線電圧Ｅａに加算される。

Ｂ点は、Ｖ相→Ｕ相に流れていた電流がＷ相→Ｕ相に転流後の状態を示し、Ｕ相，Ｖ相電圧が「＋」、Ｕ、Ｖ相巻線の電圧方向は外向き、Ｗ相巻線は内向きである。電流の流れる相はＵ，Ｗ相で、Ｕ相電圧とＷ相電圧は加算され、電流の流れる方向と変圧器巻線に発生する電圧方向が同じなので、絶縁変圧器３３の巻線電圧は架線電圧Ｅａに加算される。

Ｃ点は、Ｕ相がＷ相に入れ替わるだけである。何れの点においても、電圧補償装置１６の出力電圧は「＋」で、架線電圧Ｅａに加算される方向である。図４，図５に示す順変換動作（２）は、順変換領域で制御位相角αを、順変換動作（１）よりも進めた波形であり、各部の詳細は図２，図３に示す順変換動作（１）とほぼ変わらない。

次に、順逆平衡動作について、図６，図７に基づいて説明する。
図６は、制御位相角αを更に進めて、α＝２／３πの場合の波形を示す。基準点から制御位相角αが経過した時点で、Ｕ素子Ｓ４が点弧され、今までＹ素子Ｓ２からＷ素子Ｓ６に流れていた電流がＹ素子Ｓ２からＵ素子Ｓ４の電流に切換えられる。Ａ点と転流直後のＵ相，Ｖ相の電圧は「＋」、Ｗ相の電圧は「−」である。電流はＶ相からＵ相に向かって流れ、Ｕ相電圧は外向きで電流の流れる方向と同じなので、架線電圧Ｅａに加算され、Ｖ相電圧は同じく外向きで電流の流れに逆らう方向である。従って、架線電圧Ｅａに対して減算となる。

転流直後においては、Ｕ相電圧＞Ｖ相電圧であり、差し引き「＋電圧」なので、電圧補償装置１６の出力電圧は「＋」で、架線電圧Ｅａに対して加算される。時間が経過して、Ｕ相電圧とＶ相電圧の交点を境に、Ｂ点において、Ｕ相電圧＜Ｖ相電圧となり、電圧補償装置１６の出力電圧と「−」で、架線電圧Ｅａに対して減算となる。Ｕ相，Ｖ相の電圧波形は両者の交点を通るＸ軸に対して互いに対称であるので、次に電流がＹ素子Ｓ２からＺ素子Ｓ３に切換えられる時点（先のＵ相への転流点から１／３π経過）までの、架線電圧Ｅａに対して加算される或いは減算される電圧波形はＸ軸との交点に対して点対称である。従って、加算、減算される電圧の平均値は等しく、電圧補償装置１６は平均値的には、加算も減算も行なわれない。

次に、制御位相角αが更に大きくなった逆変換動作について説明する。
制御位相角αが小さい逆変換動作（１）について図８，図９に示し、制御位相角αが逆変換動作（１）よりも大きくなった逆変換動作（２）について図１０，図１１に示す。

逆変換動作（１）について説明する。図８，図９に示すように、基準点から制御位相角α＝５／６πが経過して時点で、Ｕ素子Ｓ４に点弧信号が与えられると、それまでＹ素子Ｓ２→Ｗ素子Ｓ６に流れていた電流は、Ｗ素子Ｓ６のアノード−カソード間に逆電圧が加わるので阻止され、Ｙ素子Ｓ２→Ｕ素子Ｓ４に転流する。

転流直後、Ａ点において、Ｕ相，Ｖ相共に、絶縁変圧器３３に発生する電圧は中心点から外向きでＶ相の方が僅かに高い。Ｕ相巻線に発生する電圧の方向と流れる電流の方向が一致するので、Ｕ相電圧は架線電圧Ｅａに対して加算される。他方、Ｖ相巻線に発生する電圧の方向と流れる電流の方向は逆なので、Ｖ相電圧は架線電圧Ｅａに対して減算となる。電圧補償装置１６としての出力電圧は、Ｖ相電圧の方がＵ相電圧よりも僅かに高いので、架線電圧Ｅａに対して減算となる。更に、制御位相角αが大きくなると、Ｖ相電圧とＵ相電圧の差が大きくなるので、電圧補償装置１６による減算値は時間と共に増加する。

制御位相角α＝７／６πに至ると、Ｕ素子Ｓ４に点弧信号が与えられ、Ｙ素子Ｓ２→Ｗ素子Ｓ６に流れていた電流は、Ｗ素子Ｓ６のアノード−カソード間に逆電圧が加わるので阻止され、Ｙ素子Ｓ２→Ｕ素子Ｓ４に転流する。転流後、Ｂ点において、Ｕ相，Ｗ相に関して、絶縁変圧器３３に発生する電圧は夫々中心点に向かう内向きで、絶対値はＵ相の方が大きい。Ｕ相巻線に発生する電圧の方向と流れる電流の方向は逆なので、Ｕ相電圧は架線電圧Ｅａに対して減算される。一方、Ｗ相巻線に発生する電圧の方向と流れる電流の方向が一致するので、Ｗ相電圧は架線電圧Ｅａに対して加算される。

電圧補償装置１６としての出力電圧は、Ｕ相電圧の方がＷ相電圧よりも絶対値において大きいので、架線電圧Ｅａに対して減算となる。更に、制御位相角αが大きくなるＣ点において、Ｕ相電圧とＷ相電圧の差は大きくなるので、電圧補償装置１６による減算値は時間と共に増加する（Ｃ点参照）。図１０，図１１に示す逆変換動作（２）は、逆変換領域で制御位相角αを、逆変換動作（１）よりも進めた、α＞πの動作波形であり、各部の詳細は図８，図９に示す逆変換動作（１）とほぼ変わらない。

ブレーキ時の回生エネルギーは全てバッテリに吸収されることについては上述したが、この時コントローラ３７は電流検出器２１の充電電流の検出値を取り込み、積分し、充電電流の積分値を記憶しておき、バッテリ放電時も同様に電流検出器２１の放電電流の検出値を取り込み、積分し、放電電流の積分値と充電電流の積分値を常時比較し、両者が等しくなった所で放電を打切る。
電圧検出器２０は単にモニターとして使用するだけで制御には関係しない、バッテリ電圧が+-の許容値を超えた場合はアラームを出す。

そこで、バッテリ電圧Ｅｂが架線電圧Ｅａよりも低い充電期間Ｋ１（図１２参照）においては、各サイリスタ回路３０〜３２のサイリスタＳ１〜Ｓ６が、７/６π＜α＜２/３πの範囲の制御位相角αで夫々点弧される。この場合には、図１０に示すように、サイリスタ変換器２５の充電側のインバータ作用により、架線電圧Ｅａから補償電圧−Ｅｃだけ差し引いた充電電圧Ｅｊがバッテリ１１に印加される。但し、充電が進むにつれて充電電圧Ｅｊが上昇するのに伴って、図８に示すように、制御位相角αは徐々に小さくされ、補償電圧−Ｅｃの絶対値が小さくなるように制御される。

回生パワーは回生開始時点で最大になり、ブレーキによる速度の低下と共に減少する、バッテリ１１へは回生によってＤＣＬＩＮＫ４に流入する全パワーを過不足なく充電する能力が電圧補償装置１６に要求される。充電開始点に於いては、バッテリ電圧Ｅｂは最低であるので、電圧補償装置１６を構成するサイリスタ変換器２５（充電側）により正弦波交流の平均電圧が降圧側（図１２、Ｋ１領域）に調整されるので、バッテリ１１は低い充電電圧Ｅｊで充電される（図１０参照）。

この場合、コントローラ３７は、第１電圧検出器１８、第３電圧検出器４４、第１電流検出器１９から出力される検出信号に基づいて、架線電圧Ｅａ、ＤＣＬＩＮＫ電圧の差が零になるように、回生電流が１００％バッテリ１１に充電され、架線１側に流出しないような条件を演算し、回生電流が１００％バッテリ１１に充電されるように、制御位相角αを微調節する。

即ち、充電開始時点での回生電流が最大で減速と共に減少するので、充電電流も過不足なく追随するように、回生電流の減少に追随して制御位相角αを小さくし且つ補償電圧（−Ｅｃ）の絶対値を小さくするように微調整しながら、架線電圧ＥａとＤＣＬＩＮＫ電圧の差が零、架線電流「零」を満たすように調整される。更に、充電が進むにつれて充電電圧Ｅｊが徐々に高くなるので、電圧補償装置１６は逐一、制御位相角制御が行われ、補償電圧は（+Ｅｃ）に移行する。

このように、電圧補償装置１６のサイリスタ変換器２５（充電側）により減算補償電圧−Ｅｃが発生する場合には、この減算補償電圧−Ｅｃに、充電電流を掛け算して求められる電圧補償装置１６が分担するパワーは、サイリスタ変換器２５から３相交流電源２６の交流側に移行される。しかも、このように、３相交流電源２６の交流側に移行された電力は、３相交流電源２６を経由して、結果的には、サイリスタ変換器２５によりバッテリ１１に充電される。

その後、充電電圧Ｅｊが大きくなって架線電圧Ｅａに接近する場合、つまり電圧補償装置１６の出力電圧平均値である補償電圧Ｅｃが略零付近の場合には、コントローラ３７は制御位相角αを略２π／３にする（図１２参照）。電圧補償装置１６のサイリスタ変換器２５は、図６に網点で示すように、インバータ作用でもなく次に説明する整流作用でもない、所謂中間動作（順逆平衡動作）で作用するので、略架線電圧Ｅａに等しい充電電圧Ｅｊがバッテリ１１に印加される（図６参照）。

更に、充電が進行して、充電電圧Ｅｊが架線電圧Ｅａより大となると、電圧補償装置１６は順変換領域の範囲になり、架線電圧Ｅａに補償電圧Ｅｃが加算される。即ち、コントローラ３７は、制御位相角αが、π／６＜α＜２π／３の範囲内において、サイリスタＳ１〜Ｓ６の制御位相角αを制御する（図１２、Ｋ２領域）。それ故、充電が進むにつれて充電電圧Ｅｊが上昇するのに伴って、制御位相角αが徐々に小さくなるように制御される。この場合、図２，図４に示すように、電圧補償装置１６のサイリスタ変換器２５の整流作用により、架線電圧Ｅａに対して、補償電圧（加算電圧）＋Ｅｃだけ加算した充電電圧Ｅｊがバッテリ１１に印加される（図４参照）。

このように、充電期間Ｋ２の場合には、３相正弦波交流を電源として、電圧補償装置１６の平均電圧は「＋」であり、加算側に調整されるので、バッテリ１１は架線電圧Ｅａよりも高い充電電圧Ｅｊで充電される。

ここで、前述した電圧補償装置１６のサイリスタ変換器２５は、電流型の変換器である為、直流側の電流が断続すると変換動作に支障を来す。そこで、サイリスタ変換器２５の直流側に電流平滑用のインダクタンスを設ける必要がある。回生電流は減速と共に減少し速度零で電流零となる。従って、小電流域においても、電流の断続を防止するように配慮する必要がある。しかし、この小電流域においては、電流の断続を確実に防止する為には、大きなインダクタンスが必要になる。

また、小電流域から高電流域まで一定の値のインダクタンスを使用する場合にも、大きなインダクタンスが必要になり、経済的でない。そこで、電流が規定値以上に減少した場合、インダクタンスの値が急激に増大する特性を有するインダクタンスを使用することで、インダクタンスの大型化を防止することができる。

惰行状態で、運転士が操作するマスターコントローラにより回生指令が与えられると、ＶＶＶＦインバータ８は動作を開始し、誘導電動機９はその回転周波数に対してブレーキ力指令に応じたブレーキ力を発生する電動機回転周波数より低い周波数で励磁され（両者の差が滑り周波数で、ブレーキの場合はマイナスの値となる）誘導電動機９の電圧の確立と共に必要なブレーキ力を発生する。即ち、誘導電動機９は発電機として作用する。それ故、ＶＶＶＦインバータ８はコンバータとして作用し直流側即ちＤＣＬＩＮＫ４に整流パワーが回生され、バッテリ１１に充電される。

ＤＣＬＩＮＫ４に供給された直流パワーは、電圧補償装置１６の前述の作用によって架線１に流れることなくバッテリ１１に確実に充電される。回生電力の全てがこの電圧補償装置１６のサイリスタ変換器２５により効率良くバッテリ１１に充電される。回生パワーを１００％過不足なくバッテリに吸収させるためには、第１，第３電圧検出器１８，４４の検出電圧を比較して、両電圧がほぼ等しくなるように制御する。この場合、コントローラ３７は、サイリスタＳ６〜Ｓ６の制御位相角αを制御し、電圧補償装置１６の出力電圧を変えて、第１電流検出器１９の電流が零になるように制御する。

次に、電動車２の力行時に、次回の充電までにバッテリ１１を放電させておく必要がある。バッテリ１１に充電された電力をＤＣＬＩＮＫ４に放電供給して、電動車２を架線電圧Ｅａとバッテリ電圧Ｅｂとの協働により走行駆動させる場合について説明する。

運転士によりマスターコントローラが運転操作されるので、コントローラ３７は、第１電圧検出器１８からの検出信号、第３電圧検出器４４からの検出信号、第１電流検出器１９からの検出信号及び第２電流検出器２１からの検出信号とに基づいて、電圧補償装置１６の放電用サイリスタＳ７〜Ｓ１２を、前述したように架線１からＤＣＬＩＮＫ４への流入電流と関連を持たせて、各サイリスタＳ７〜Ｓ１２の制御位相角αを夫々演算により求め、各サイリスタＳ７〜Ｓ１２の点弧指令信号をゲート駆動回路３６に供給する。

そこで、ゲート駆動回路３６はコントローラ３７から受けた点弧指令信号に基づいて、対応するサイリスタＳ７〜Ｓ１２のゲートに点弧信号を夫々供給する。バッテリ１１が放電完了した時点で放電停止信号が出されるので、これを受けてサイリスタＳ７〜Ｓ１２のゲートに点弧信号位相を時素を設けて遅らせ、最終的にゲートオフし、架線１側に切換える。

前述した３例のバッテリ放電方式の内、架線１からＤＣＬＩＮＫ４に流入する電流に対してほぼ一定電流で、或いはほぼ一定割合で重畳する方法は、加速開始時のバッテリ１１の充電状態（回生条件が総てのケースで同じではないので、バッテリ１１の充電状態を常に把握しておく必要がある）と加速時の通電時間を推定し、コントローラ３７で重畳電流、重畳割合を演算、電圧補償装置１６のサイリスタ変換器Ｓ７〜Ｓ１２の制御位相角αを制御して重畳電流、重畳割合を満たすような出力電圧を発生させる。バッテリ１１が回生により蓄えられた電流時間積を放電しきった時点で、バッテリ１１の放電動作を停止し、その後、架線１から１００％のパワー供給に切換える。

また、充放電制御装置１７は、電動車２の制動時には、誘導電動機９で回生した電力をバッテリ１１に蓄電するように電圧補償装置１６を制御するので、電動車１の制動時に誘導電動機９により発生する回生電力を効率良くバッテリ１１に蓄電することができる。

充電に関して、図１３に示すように、バッテリ１１に流入する電流Ｉは、バッテリ１１に印加される電圧の和（ＤＣＬＩＮＫ４の電圧と電圧補償装置１６の電圧の和と、バッテリ電圧との差）をバッテリ１１の内部抵抗を含む全回路抵抗で除算したものとなる。バッテリ１１に充電されるパワーは、バッテリ電圧Ｅｂ×充電電流Ｉで与えられる。一方、バッテリ電圧Ｅｂ＝ＤＣＬＩＮＫ電圧±電圧補償装置１６による補償電圧Ｅｃであるので、充電されるパワーは、ＤＣＬＩＮＫ電圧×流入電流Ｉ±補償電圧Ｅｃ×流入電流Ｉで与えられる。

ここで、ＤＣＬＩＮＫ電圧＞＞補償電圧Ｅｃであるので、バッテリ１１に充電される殆どのパワーは、電圧補償装置１６を介在せずに、直接ＤＣＬＩＮＫ４からバッテリ１１に充電されることになり、充電効率を考えなければならない補償電圧Ｅｃは僅かである。例えば、電圧補償手段とバッテリの電圧分担を３０／７０とし、ＤＣＬＩＮＫから直接バッテリに充電される部分の充電効率を１００％とし、約３０％である補償電圧の充電効率が９０％であるとした場合、バッテリに充電される総合的な充電効率は約９６％になる。

このように、サイリスタ変換器２５は３相交流電源２６から受ける正弦波交流を変換し、充放電に際して回路切り替えを何ら行うことなく、平均電圧である補償電圧ＥｃをＤＣＬＩＮＫ４の電圧に対して連続的に昇降圧調整可能に構成したので、電圧補償装置１６はバッテリ１１に充電する電力の一部である補償電圧Ｅｃだけを分担すればよいので、電圧補償装置１６の小型化且つ低コスト化を図ることができ、放電時の電圧補償装置１６における発熱による放電ロスや電力ロスを解消でき、放電効率の高い省エネ型のバッテリ用充放電装置１５を実現することができる。

更に、電圧補償装置１６は、バッテリ１１からの電力をＤＣＬＩＮＫ４に放電可能に構成され、且つバッテリ１１からの放電時に放電電流を架線１からＤＣＬＩＮＫ４に流入する電流と関連付けて調整可能に構成されたので、バッテリ１１に充電された電力は、必要に応じて電圧補償装置１６及び充放電制御装置１７の協働により、放電電流を調整してＤＣＬＩＮＫ４に効率良く放電することができる。

次に、電動車２Ａに搭載された別のバッテリ充放電装置１５Ａについて、図１４〜図２４に基づいて説明する。このバッテリ充放電装置１５Ａにおいては、バッテリ電圧Ｅｂが略架線電圧Ｅａに等しく、バッテリ１１の充電によるバッテリ端子電圧の変動の最大値と最小値の変動幅の中に、架線電圧Ｅａが含まれるような電圧関係とする必要がある。このように、バッテリ電圧Ｅｂと架線電圧Ｅａとが略等しく選定されるので、バッテリ１１の充電は基本的には架線１が大部分を分担し、架線１とバッテリ１１の電圧の差分が生じた場合、その電圧差を電圧補償装置４０により補足するようにしてある。

図１４に示すように、このバッテリ用充放電装置１５Ａは、前述した実施例１と同様に、電圧補償装置１６Ａと充電制御装置１７Ａとを備えたものである。このバッテリ用充放電装置１５Ａを搭載する電動車２Ａは一般的な電動車両であり、前述した実施例１と同様に、架線１に給電される直流をパンタグラフ３で集電し、高周波成分を阻止するフィルタリアクトル７を介してＤＣＬＩＮＫ４に供給し、ＶＶＶＦ制御が可能なＶＶＶＦインバータ８によりＶ（電圧）／Ｆ（周波数）一定の３相交流に変換される。

そして、誘導電動機９は、このようにＶＶＶＦインバータ８から供給される３相交流の電圧と周波数とに応じて、力行や惰性走行が可能に構成されている。ここで、コンデンサ１０は、フィルタリアクトル７と対となってＶＶＶＦインバータ８のスイッチング作用により発生する高調波を吸収し、架線１側に高周波が流出するのを防止するＥＭＩフィルターを構成している。

次に、電動車２Ａに搭載されたバッテリ用充放電装置１５Ａについて説明する。ここで、バッテリ１１は、ニッケル水素電池からなり、誘導電動機９を駆動可能な１５０〜２００ＡＨもの電流量を充電可能に構成されている。

図１４に示すように、バッテリ充放電装置１５Ａは、電圧補償装置１６Ａ（これが電圧補償手段に相当する）と、充放電制御装置１７Ａ（これが充放電制御手段に相当する）と、ＤＣＬＩＮＫ４に供給される架線電圧Ｅａを検出する第１電圧検出器１８と、ＤＣＬＩＮＫ４を流れる給電電流を検出する第１電流検出器１９と、バッテリ電圧Ｅｂを検出する第２電圧検出器２０と、バッテリ１１の充電電流又は放電電流を検出する第２電流検出器２１と、コンデンサ１０（或いはＤＣＬＩＮＫ４）の電圧を監視する第３電圧検出器４４等を備えている。

電圧補償装置１６Ａは、４つのトランジスタＴ１〜Ｔ４を組合せたトランジスタ変換器４０（これが昇降圧手段に相当する）と、トランジスタ変換器４０の電源として機能するインバータ回路からなる単相交流電源４１（これが交流発生手段に相当する）と、電流断続防止用リアクトル４２等を有する。

先ず、電圧補償装置１６を構成するトランジスタ変換器４０について説明する。
図１４に示すように、トランジスタ変換器４０は、第１スイッチ回路４５と第２スイッチ回路４６とを有する。第１スイッチ回路４５は、エミッタとコレクタとを互いに接続した２つのＮＰＮ型トランジスタＴ１，Ｔ３で構成されている。これら２つのトランジスタＴ１，Ｔ３の上側接続点がＤＣＬＩＮＫ４に接続され、下側接続点が絶縁変圧器４７の二次側コイルの左側端子に接続されている。

また、第２スイッチ回路４６は、エミッタとコレクタとを互いに接続した２つのＮＰＮ型トランジスタＴ２，Ｔ４で構成されている。これら２つのトランジスタＴ２，Ｔ４の上側接続点がＤＣＬＩＮＫ４に接続され、下側接続点が絶縁変圧器４７の二次側コイルの右側端子に接続されている。但し、絶縁変圧器４７の二次側コイルの中点は電流断続防止用リアクトル４２を介してバッテリ１１の＋端子に接続されている。ここで、両トランジスタＴ１，Ｔ２は充電用であり、両トランジスタＴ３，Ｔ４は放電用である。

単相交流電源４１は、４つのトランジスタＴ１１〜Ｔ１４をブリッジ接続し、矩形波交流を発生する一般的な単相用電源に構成されたものであり、左側の２つのトランジスタＴ１１，Ｔ１２を直列接続するとともに、右側の２つのトランジスタＴ１３，Ｔ１４を直列接続したものである。左側のトランジスタＴ１１，Ｔ１２の接続点が絶縁変圧器４７の１次側コイルの左端に接続され、右側のトランジスタＴ１３，Ｔ１４の接続点が絶縁変圧器４７の１次側コイルの右端に接続されている。

上側のトランジスタＴ１１，Ｔ１３のコレクタがフィルタ４８を介してバッテリ１１の＋端子に夫々接続され、下側のトランジスタＴ１２，Ｔ１４のエミッタが夫々グランドライン５に接続されている。これら４つのトランジスタＴ１１〜Ｔ１４の各々には、還流ダイオードが逆向きに接続されている。

充放電制御装置１７Ａは、トランジスタ変換器４０の複数のトランジスタＴ１〜Ｔ４の各ベースに点弧信号を供給するゲート駆動回路３６Ａと、このゲート駆動回路３６Ａに駆動信号を供給するコントローラ３７Ａ等から構成されている。

コントローラ３７Ａは、入出力インターフェイスとマイクロコンピュータを有し、第１電圧検出器１８から出力される架線電圧検出信号、第３電圧検出器４４から出力されるＤＣＬＩＮＫ４(コンデンサ１０)の電圧検出信号、第１電流検出器１９から出力される架線電流検出信号、第２電流検出器２１から出力される充電電流検出信号とを受け、各トランジスタＴ１〜Ｔ４の点弧位相角、つまり制御位相角αを夫々演算により求め、各トランジスタＴ１〜Ｔ４の為の制御信号をゲート駆動回路３６Ａに出力する。そこで、ゲート駆動回路３６Ａはコントローラ３６Ａから受けた制御信号に基づいて、対応するトランジスタＴ１〜Ｔ４のベースに駆動信号、つまり点弧信号を夫々出力する。

次に、このように構成されたバッテリ用充放電装置１５Ａの充電動作及び放電動作について説明する。先ず、充電動作について説明する。ここで、
充電用トランジスタＴ１，Ｔ２と絶縁変圧器４７の二次巻線とバッテリの部分を抜粋したものが図１５である。絶縁変圧器４７の二次巻線が+、-で示した極性にあり、矢印の方向にトランジスタＴ２に電流Ｉが流れているものとする。

絶縁変圧器４７の一次側には単相交流電源４１が接続されているので、絶縁変圧器４７の二次側コイルには、図１６に示すように、架線電圧Ｅａを中心電圧として、上下の片側振幅Ｅで且つ全波周期Ｔの単相矩形波からなる交流が発生する。この矩形波交流を電源として、トランジスタＴ１，Ｔ２の導通位相角を制御して、コンバータとして動作させ得る。

図１５の状態は、図１６のｔ１の期間に対応している。この状態では、変圧器４７の２次巻線端子Ｔａ−Ｏ間の電圧は図１５に示した方向で０点の電位は図１６に示すとおりで、架線電圧Ｅａから変圧器４７端子Ｔａ−０間電圧Ｅを減算したものとなる。ｔ１＝αにおいて、トランジスタＴ１に点弧信号が加えられると、トランジスタＴ２のゲート信号はＯＦＦされ、更に、エミッタ−コレクタ間に逆電圧が加わる。図１６のｔ２の領域に入り、０点の電位は図１６に示すとおりで、架線電圧Ｅａから変圧器４７端子Ｔｂ−０間電圧Ｅを加算したものとなる。

次に、図１４の単相交流電源４１の極性が切り換ると、図１５で示した極性と反対方向の電圧が変圧器４７の２次巻線に現れ、０点の電位は再び図１６に示すとおり、架線電圧Ｅａから変圧器４７端子Ｔａ−０間電圧Ｅを減算したものとなる。全体から見ると、トランジスタ変換器４０の出力電圧の平均値は−Ｅｃで、バッテリに加わる電圧Ｅｊは架線電圧ＥａからＥｃを減算したものとなる。この辺の状態を波形図で示したのが図１６である。但し、図１６に示すｔ１，ｔ２は、トランジスタ変換器４０のトランジスタＴ１，Ｔ２が導通している導通時間を夫々示している。

先ず、これら２つの電圧（架線電圧Ｅａとバッテリ電圧Ｅｂ）の関係が、架線電圧Ｅａ＞バッテリ電圧Ｅｂ、である場合の充電作用について説明する。この場合、コントローラ３７Ａは、制御位相角αが、π／２＜α＜πの範囲内になるように、トランジスタＴ１，Ｔ２の導通位相（点弧位相）を制御する（図２４のＫ１領域）。

この場合、バッテリ１１に充電する際に、架線１とバッテリ１１とを直接接続すると、両者の電圧差が大きいので、架線１からバッテリ１１に向かって大電流が供給されるので、何らかの方法により、電流を許容値内に収める必要がある。

そこで、図１５に示すように、トランジスタ変換器４０によって架線電圧Ｅａに逆らう電圧を発生させ、バッテリ電圧Ｅｂとトランジスタ変換器４０による補償電圧Ｅｃの和が架線電圧Ｅａに等しくなる（架線１から見れば、トランジスタ変換器４０による補償電圧Ｅｃを架線電圧Ｅａから減算することになる）ようにすれば、架線１からバッテリ１１への過大電流を抑えることができる。

バッテリ１１に充電される充電パワーは、バッテリ電圧Ｅｂとバッテリ１１への充電電流Ｉの積で与えられる。トランジスタ変換器４０において、トランジスタＴ２を通して、絶縁変圧器４７の巻線Ｔａ（右端子）→０（中点）に流れる電流Ｉと、この巻線Ｔａ−０に発生する電圧の方向が反対なので、絶縁変圧器４７から充電パワーが外部に出るのではなく、絶縁変圧器４７に充電パワーが供給されることになる。矩形波用の単相交流電源４１が、バッテリ１１を電源とする専用のＣＶＣＦインバータの場合には、トランジスタ変換器４０を経由してバッテリ１１に充電される。

バッテリ１１の充電が進行し、バッテリ１１の端子電圧が上昇すると、充電電流が減る方向になるので、コントローラ３７Ａはこの充電電流の変化を監視しながら、トランジスタ変換器４０の補償電圧Ｅｃを減らす方向に、つまり制御位相角αをπ／２に近づけるように制御する。制御位相角α＝π／２になった場合、図１７に示すように、トランジスタ変換器４０による補償電圧Ｅｃ＝０となり、トランジスタ変換器４０を短絡させた場合と等価で、架線１からバッテリ１１に直接に充電されることになる。

更に、バッテリ１１への充電が進めば、制御位相角α＜π／２となり、バッテリ電圧Ｅｂは更に上昇し、架線電圧Ｅａ以上になる。この場合、コントローラ３７Ａは、制御位相角αが、α＜π／２の範囲内になるように、トランジスタＴ１，Ｔ２の導通位相（点弧位相）を制御する（図２４のＫ２領域）。

そこで、図１８，図１９に示すように、トランジスタ変換器４０から出力される補償電圧＋Ｅｃが架線電圧Ｅａに加算される。バッテリ１１に充電される充電パワーは、バッテリ充電電圧Ｅｊ（架線電圧Ｅａ＋トランジスタ変換器４０の補償電圧Ｅｃ）と電流Ｉの積で与えられる。

トランジスタ変換器４０においては、トランジスタＴ１を通して絶縁変圧器４７の巻線のＴｂ（左端）−０（中点）に流れる電流Ｉとこの巻線Ｔｂ−０に発生する電圧の方向が一致するので、絶縁変圧器４７から充電パワーが外部に出ることになり、絶縁変圧器４７への充電パワーは、単相交流電源４１がバッテリ１１を電源とする専用のＣＶＣＦインバータの場合は、バッテリ１１から得ることになる。

従って、一旦、バッテリ１１に充電されたパワーの一部がトランジスタ変換器４０を通って出て行くことになり、バッテリ１１とトランジスタ変換器４０の間でパワーが循環することになる。結果として、この回路の損失分が充電パワーから差し引かれることになる。

回生に際して、バッテリ１１が誘導電動機９から回生パワーを受ける場合、誘導電動機９で発生する回生電圧は走行速度に比例して変化するが、ＶＶＶＦインバータ８のコンバータ作用により、ＶＶＶＦインバータ８の直流側のＤＣＬＩＮＫ電圧が架線電圧Ｅａ（或いはバッテリ電圧Ｅｂ）になるように制御される。誘導電動機９が発生する回生パワーは、誘導電動機９のトルクと走行速度の積で与えられ、ブレーキ力をブレーキ開始時から一定に保持しようとすれば、回生パワーはブレーキ作動開始時において最大で、以降、走行速度の低下に比例して減少し、停止状態でパワーが零になる。

ＶＶＶＦインバータ８の直流側電圧が一定に維持されるので、バッテリ１１への充電電流は、回生パワーと同様に、ブレーキ作動開始時において最大で、走行速度が零のときに零になる。この場合、トランジスタ変換器４０の充電制御において、充電電流が一定ではなく、この充電電流を受け入れるように充電制御することが要求され、この回生電流を吸収できない場合には、直流側（ＤＣＬＩＮＫ４側）の電圧が上昇し、回生不能となる。

次に、バッテリ１１の放電について説明する。
電化区間における放電に際して、バッテリ電圧Ｅｂと架線電圧Ｅａの大小関係で、次のようになる。

先ず、バッテリ電圧Ｅｂが架線電圧Ｅａより高い場合、図２０，図２１に示すように、トランジスタ変換器４０によってバッテリ電圧Ｅｂに逆らう電圧を発生させ、架線電圧Ｅａとトランジスタ変換器４０の補償電圧Ｅｃの和がバッテリ電圧Ｅｂに等しくなるように制御される。バッテリ１１から放電される放電パワーは、バッテリ電圧Ｅｂと放電電流Ｉの積で与えられる。トランジスタ変換器４０において、トランジスタＴ４を通して絶縁変圧器４７の巻線Ｔａ（右端）−０（中点）に流れる放電電流Ｉと巻線Ｔａ−０に発生する電圧の方向が反対になる。

従って、絶縁変圧器４７からパワーが外部に出るのではなく、絶縁変圧器４７にパワーが入ることになり、単相交流電源４１がバッテリ１１を電源とする専用のＣＶＣＦインバータの場合は、トランジスタ変換器４０を経由して一旦、バッテリ１１から出たパワーの一部がバッテリ１１に帰ることになる。

バッテリ１１の放電が進行して、バッテリ１１の端子電圧が低下すると、充電電流が減る方向になるので、コントローラ３７Ａは充電電流の変化を見ながら、トランジスタ変換器４０の補償電圧Ｅｃを減らす方向に、つまり制御位相角αをπ／２に近づけるように制御する。制御位相角α＝π／２においては、トランジスタ変換器４０による補償電圧Ｅｃ＝０となり、トランジスタ変換器４０を短絡した場合と等価で、バッテリ１１からＤＣＬＩＮＫ４に直接に放電されることになる。

更に、放電が進めば制御位相角α＜π／２になり、バッテリ電圧Ｅｂは更に低下し、架線電圧Ｅａ以下になる。図２２，図２３に示すように、トランジスタ変換器４０の補償電圧＋Ｅｃがバッテリ電圧Ｅｂに加算される。補償電圧が＋Ｅｃの場合、トランジスタＴ３を通して、絶縁変圧器４７の巻線Ｔｂ−０に流れる電流Ｉと巻線Ｔｂ−０の電圧の方向が一致するので、絶縁変圧器４７から放電パワーが出ることになり、絶縁変圧器４７の放電パワーは、単相交流電源４１がバッテリ１１を電源とする専用のＣＶＣＦインバータの場合は、バッテリ１１から得ることになる。従って、バッテリ１１はトランジスタ変換器４０を通っても放電することになる。

この実施例２の充電に関して、実施例１で図１３に基づいて説明したのと同様に、バッテリ１１に充電されるパワーは、バッテリ電圧Ｅｂ×充電電流Ｉで与えられる。一方、バッテリ電圧Ｅｂ＝ＤＣＬＩＮＫ電圧±電圧補償装置１６Ａによる補償電圧Ｅｃであるので、充電されるパワーは、ＤＣＬＩＮＫ電圧×流入電流Ｉ±補償電圧Ｅｃ×流入電流Ｉで与えられる。

ここで、ＤＣＬＩＮＫ電圧＞＞補償電圧Ｅｃであるので、バッテリ１１に充電される殆どのパワーは、電圧補償装置１６Ａを介在せずに、直接ＤＣＬＩＮＫ４からバッテリ１１に充電されることになり、充電効率を考えなければならない補償電圧Ｅｃは僅かである。例えば、電圧補償手段とバッテリの電圧分担を３０／７０とし、ＤＣＬＩＮＫから直接バッテリに充電される部分の充電効率を１００％とし、約３０％である補償電圧の充電効率が９０％であるとした場合、バッテリに充電される総合的な充電効率は約９６％になる。
１００％使用されるＤＣＬＩＮＫ４の充電効率を１００％とし、約３０％である補償電圧Ｅｃの充電効率が９０％であるとした場合、バッテリ１１に充電される総合的な充電効率は約９６％になる。

このように、トランス変換器４０は単相交流電源４１から受ける矩形波交流を変換し、充放電に際して回路切換を何ら行なうことなく、平均電圧である補償電圧ＥｃをＤＣＬＩＮＫ４の電圧に対して連続的に昇降圧調整可能に構成したので、電圧補償装置１６Ａはバッテリ１１に充電する電力の一部である補償電圧Ｅｃだけを分担すればよいので、電圧補償装置１６Ａの小型化且つ低コスト化を図ることができ、放電時の電圧補償装置１６Ａにおける発熱による放電ロスや電力ロスを解消でき、放電効率の高い省エネ型のバッテリ用充放電装置１５Ａを実現することができる。

更に、電圧補償装置１６Ａは、バッテリ１１からの電力をＤＣＬＩＮＫ４に放電可能に構成され、且つバッテリ１１からの放電時に放電電流を架線１からＤＣＬＩＮＫ４に流入する電流と関連付けて調整可能に構成されたので、バッテリ１１に充電された電力は、必要に応じて電圧補償装置１６Ａ及び充放電制御装置１７Ａの協働により、放電電流を調整してＤＣＬＩＮＫ４に効率良く放電することができる。

次に、前記実施例を部分的に変更した変更形態について説明する。
１）実施例１において、昇降圧手段として、複数のサイリスタＳ１〜Ｓ１２を用いた他励式のサイリスタ変換器２５を採用したが、ＧＴＯ（ゲート・ターンオフ・サイリスタ）を使用してもよく、また高周波動作が可能なＩＧＢＴ（インシュレーテッド・ゲート・バイポーラ・トランジスタ）、更には、パワーＭＯＳＦＥＴ（メタル・オキサイド・セミコンダクタ型ＦＥＴ）を使用するようにしてもよい。

２）実施例１，２において、走行駆動用電動機は、３相の誘導電動機９に限られものではなく、永久磁石同期電動機等、各種の電動機を適用するようにしてもよい。

３）実施例１において、サイリスタ変換器２５の電源として、専用の３相交流電源２６を用いたが、電動車２に装備している補助電源を適用するようにし、商用周波数の交流を適用するようにしてもよい。

４）実施例２において、単相交流電源を用いたが、補助装置に有する３相交流電源を採用するようにしてもよく、専用のＣＶＣＦインバータを別途搭載するようにしてもよい。

５）本発明は以上説明した実施例に限定されるものではなく、当業者であれば、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、前記実施例に種々の変更を付加して実施することができ、本発明はそれらの変更形態をも包含するものである。

本発明の実施例１に係るバッテリ用充放電装置の回路図である。 サイリスタ変換器の順変換動作（１）を説明する波形図である。 サイリスタ変換器におけるＶ相−Ｕ相励磁の説明図である。 サイリスタ変換器におけるＷ相−Ｕ相励磁の説明図である。 サイリスタ変換器におけるＷ相−Ｖ相励磁の説明図である。 サイリスタ変換器の順変換動作（２）を説明する波形図である。 サイリスタ変換器におけるＶ相−Ｕ相励磁の説明図である。 サイリスタ変換器におけるＷ相−Ｕ相励磁の説明図である。 サイリスタ変換器におけるＷ相−Ｖ相励磁の説明図である。 サイリスタ変換器の順逆変換を説明する波形図である。 サイリスタ変換器におけるＶ相−Ｕ相励磁の説明図である。 サイリスタ変換器におけるＶ相−Ｕ相励磁の説明図である。 サイリスタ変換器におけるＷ相−Ｕ相励磁の説明図である。 サイリスタ変換器の逆変換動作（１）を説明する波形図である。 サイリスタ変換器におけるＶ相−Ｕ相励磁の説明図である。 サイリスタ変換器におけるＷ相−Ｕ相励磁の説明図である。 サイリスタ変換器におけるＷ相−Ｕ相励磁の説明図である。 サイリスタ変換器の逆変換動作（２）を説明する波形図である。 サイリスタ変換器におけるＶ相−Ｕ相励磁の説明図である。 サイリスタ変換器におけるＶ相−Ｕ相励磁の説明図である。 サイリスタ変換器におけるＷ相−Ｕ相励磁の説明 バッテリ電圧と架線電圧と制御位相角の関係を示す図表である。 バッテリへの充電時に電圧補償装置により補償電圧を分担する説明図である。 本発明の実施例２に係るバッテリ用充放電装置の回路図である。 架線電圧よりも補償電圧分だけ減算した充電電圧を説明する説明回路図である。 制御位相角α＞π／２のときの充電パワーを説明する説明図である。 制御位相角α＝π／２のときの充電パワーを説明する説明図である。 架線電圧よりも補償電圧分だけ加算した充電電圧を説明する説明回路図である。 制御位相角α＜π／２のときの充電パワーを説明する説明図である。 バッテリ電圧よりも補償電圧分だけ減算した放電電圧を説明する説明回路図である。 制御位相角α＞π／２のときの放電パワーを説明する説明図である。 バッテリ電圧よりも補償電圧分だけ加算した放電電圧を説明する説明回路図である。 制御位相角α＜π／２のときの放電パワーを説明する説明図である。 バッテリ電圧と架線電圧と制御位相角の関係を示す図表である。

符号の説明

１ 架線
２ 電動車
２Ａ 電動車
４ ＤＣＬＩＮＫ
８ ＶＶＶＦインバータ
９ 誘導電動機
１１ バッテリ
１５ バッテリ用充放電装置
１５Ａ バッテリ用充放電装置
１６ 電圧補償装置
１６Ａ 電圧補償装置
１７ 充放電制御装置
１７Ａ 充放電制御装置
１８ 第１電圧検出器
１９ 第１電流検出器
２０ 第２電圧検出器
２１ 第２電流検出器
２５ サイリスタ変換器（昇降圧手段）
２６ ３相交流電源
３６ ゲート駆動回路
３７ コントローラ
４０ トランジスタ変換器（昇降圧手段）
４１ 単相交流電源
４４ 第３電圧検出器
Ｓ１〜Ｓ１２ サイリスタ
Ｔ１〜Ｔ６ トランジスタ

Claims (7)

1. 走行駆動用電動機と、この電動機に架線からの電力を変換供給可能な変換装置と、制動時に電動機で回生した電力を蓄電可能なバッテリとを備えた鉄道車両におけるバッテリに対する充放電装置であって、
   前記架線に電気的に接続されるＤＣＬＩＮＫと前記バッテリとに接続された電圧補償手段であって、制動時の全回生電力をバッテリへ充電するように充電電圧を調整可能な電圧補償手段と、
   前記電圧補償手段を制御する充放電制御手段と、
   を備えたことを特徴とする鉄道車両のバッテリ用充放電装置。
2. 前記電圧補償手段は、バッテリからの電力を前記ＤＣＬＩＮＫに放電可能に構成され、且つバッテリからの放電時に架線からの電流に関連付けて放電電流を調整可能に構成されたことを特徴とする請求項１に記載の鉄道車両のバッテリ用充放電装置。
3. 前記電圧補償手段は、バッテリに充電する際の充電電圧を前記ＤＣＬＩＮＫ電圧に対して昇降圧可能に構成されたことを特徴とする請求項１又は２に記載の鉄道車両のバッテリ用充放電装置。
4. 前記充放電制御手段は、鉄道車両の制動時には、前記電動機で回生した電力をバッテリに蓄電するように前記電圧補償手段を制御することを特徴とする請求項１又は２に記載の鉄道車両のバッテリ用充放電装置。
5. 前記充放電制御手段は、鉄道車両の加速時には、バッテリからの電力を前記ＤＣＬＩＮＫに放電するように前記電圧補償手段を制御することを特徴とする請求項１又は２に記載の鉄道車両のバッテリ用充放電装置。
6. 前記電圧補償手段は、バッテリと直列に接続され、前記ＤＣＬＩＮＫの電圧とバッテリ電圧の差分に基づいて充放電電流を調整するものであり、鉄道車両に既存の三相交流電源からなる交流発生手段或いは前記ＤＣＬＩＮＫから直流電力を受けて正弦波交流を発生させる専用の交流発生手段と、これらの交流発生手段から受ける正弦波交流を複数のスイッチング素子を介して変換することにより平均電圧を前記ＤＣＬＩＮＫの電圧に対して連続的に昇降圧調整可能な昇降圧手段とを有し、
   前記充放電制御手段は前記複数のスイッチング素子の制御位相角を変更して前記バッテリへの充電電流を制御することを特徴とする請求項１又は２に記載の鉄道車両のバッテリ用充放電装置。
7. 前記電圧補償手段は、バッテリと直列に接続され、前記ＤＣＬＩＮＫの電圧とバッテリ電圧の差分に基づいて充放電電流を調整するものであり、前記ＤＣＬＩＮＫ又は前記バッテリから直流電力を受けて矩形波交流を発生させる交流発生手段と、この交流発生手段から受ける矩形波交流を複数のスイッチング素子を介して変換することにより平均電圧を前記ＤＣＬＩＮＫの電圧に対して連続的に昇降圧調整可能な昇降圧手段とを有し、
   前記充放電制御手段は前記複数のスイッチング素子の制御位相角を変更して前記バッテリへの充電電流を制御することを特徴とする請求項１又は２に記載の鉄道車両のバッテリ用充放電装置。

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