JP2003164151A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JP2003164151A JP2003164151A JP2001363038A JP2001363038A JP2003164151A JP 2003164151 A JP2003164151 A JP 2003164151A JP 2001363038 A JP2001363038 A JP 2001363038A JP 2001363038 A JP2001363038 A JP 2001363038A JP 2003164151 A JP2003164151 A JP 2003164151A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 簡便な手段により、コンパクト化、軽量化な
らびにコスト低減を容易にしたＤＣ−ＤＣコンバータを
提供することにある。 【解決手段】 二対のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4，Ｑ5
〜Ｑ8をフルブリッジ構成で直流電源Ｅに接続した共振
インバータ１１ａ，１２ａの出力側にトランスＴｒ 1，
Ｔｒ2を介して整流回路２１，２２を設けたＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、前記共振インバータ１１ａ，１２
ａの直列共振回路３１，３２を、コンデンサＣ 1，Ｃ2と
前記トランスＴｒ1，Ｔｒ2のリーケージインダクタンス
とにより構成する。
らびにコスト低減を容易にしたＤＣ−ＤＣコンバータを
提供することにある。 【解決手段】 二対のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4，Ｑ5
〜Ｑ8をフルブリッジ構成で直流電源Ｅに接続した共振
インバータ１１ａ，１２ａの出力側にトランスＴｒ 1，
Ｔｒ2を介して整流回路２１，２２を設けたＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、前記共振インバータ１１ａ，１２
ａの直列共振回路３１，３２を、コンデンサＣ 1，Ｃ2と
前記トランスＴｒ1，Ｔｒ2のリーケージインダクタンス
とにより構成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＤＣ−ＤＣコンバー
タに関し、詳しくは、直流電源回路に使用され、直流電
源の電源電圧を、異なった直流電圧に変換するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに関する。
タに関し、詳しくは、直流電源回路に使用され、直流電
源の電源電圧を、異なった直流電圧に変換するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】例えば、直流電源回路に使用されるＤＣ
−ＤＣコンバータの一例を図８に示す。図８に示すＤＣ
−ＤＣコンバータは、二対のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ4
とＱ2，Ｑ3（例えばＭＯＳ−ＦＥＴ）をフルブリッジ構
成で直流電源Ｅに接続した共振インバータ１と、その共
振インバータ１の出力側に接続されたトランスＴｒと、
そのトランスＴｒの二次側に接続され、二対のダイオー
ドＤ1，Ｄ4とＤ2，Ｄ3からなる整流回路２とで主要部が
構成されている。従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて
は、共振インバータ１の直列共振回路３を、コンデンサ
Ｃと、トランスＴｒとは別体のリアクトルＬ（インダク
タンス）とにより構成している。
−ＤＣコンバータの一例を図８に示す。図８に示すＤＣ
−ＤＣコンバータは、二対のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ4
とＱ2，Ｑ3（例えばＭＯＳ−ＦＥＴ）をフルブリッジ構
成で直流電源Ｅに接続した共振インバータ１と、その共
振インバータ１の出力側に接続されたトランスＴｒと、
そのトランスＴｒの二次側に接続され、二対のダイオー
ドＤ1，Ｄ4とＤ2，Ｄ3からなる整流回路２とで主要部が
構成されている。従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて
は、共振インバータ１の直列共振回路３を、コンデンサ
Ｃと、トランスＴｒとは別体のリアクトルＬ（インダク
タンス）とにより構成している。
【０００３】このＤＣ−ＤＣコンバータでは、共振イン
バータ１のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ4とＱ2，Ｑ3を交互
にオンオフさせて交流波形出力を得る。この共振インバ
ータ１の交流波形出力をトランスＴｒにより変成し、そ
のトランスＴｒの二次側出力を整流回路２により整流す
ることにより、所望の直流出力電圧Ｖｏを生成する。
バータ１のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ4とＱ2，Ｑ3を交互
にオンオフさせて交流波形出力を得る。この共振インバ
ータ１の交流波形出力をトランスＴｒにより変成し、そ
のトランスＴｒの二次側出力を整流回路２により整流す
ることにより、所望の直流出力電圧Ｖｏを生成する。
【０００４】一般的に、共振インバータ１は、スイッチ
ング損失を低減することを目的として、コンデンサＣと
リアクトルＬの共振動作により、スイッチング素子Ｑ1
〜Ｑ4のスイッチング電圧が零の時にオンやオフを行う
零電圧スイッチング（ＺＶＳ）や、スイッチング電流が
零の時にオンやオフを行う零電流スイッチング（ＺＣ
Ｓ）を用いて、直流電圧を交流電圧に変換するものであ
る。
ング損失を低減することを目的として、コンデンサＣと
リアクトルＬの共振動作により、スイッチング素子Ｑ1
〜Ｑ4のスイッチング電圧が零の時にオンやオフを行う
零電圧スイッチング（ＺＶＳ）や、スイッチング電流が
零の時にオンやオフを行う零電流スイッチング（ＺＣ
Ｓ）を用いて、直流電圧を交流電圧に変換するものであ
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、従来のＤＣ
−ＤＣコンバータでは、前述したように共振インバータ
１を具備することから、その直流共振回路３を構成する
コンデンサＣやリアクトルＬに基づく零電圧スイッチン
グ（ＺＶＳ）や零電流スイッチング（ＺＣＳ）により、
共振インバータ１におけるスイッチング損失を原則的に
ゼロにすることができる。従って、この共振インバータ
１を具備することにより、一般的に、スイッチング損失
の低減化が図れ、かつ、安定した出力電圧が得られる高
効率のＤＣ−ＤＣコンバータを実現している。
−ＤＣコンバータでは、前述したように共振インバータ
１を具備することから、その直流共振回路３を構成する
コンデンサＣやリアクトルＬに基づく零電圧スイッチン
グ（ＺＶＳ）や零電流スイッチング（ＺＣＳ）により、
共振インバータ１におけるスイッチング損失を原則的に
ゼロにすることができる。従って、この共振インバータ
１を具備することにより、一般的に、スイッチング損失
の低減化が図れ、かつ、安定した出力電圧が得られる高
効率のＤＣ−ＤＣコンバータを実現している。
【０００６】前述した共振インバータ１は、スイッチン
グ損失を低減するために補助素子を用いることから、い
わゆるソフトスイッチングインバータと称されている
が、このソフトスイッチングインバータに対するハード
スイッチングインバータと比較して、直列共振回路３を
形成するためにコンデンサＣとリアクトルＬ（インダク
タンス）を構成部品として必要とする。そのため、ＤＣ
−ＤＣコンバータのコンパクト化、軽量化ならびにコス
ト低減を困難なものにしていた。
グ損失を低減するために補助素子を用いることから、い
わゆるソフトスイッチングインバータと称されている
が、このソフトスイッチングインバータに対するハード
スイッチングインバータと比較して、直列共振回路３を
形成するためにコンデンサＣとリアクトルＬ（インダク
タンス）を構成部品として必要とする。そのため、ＤＣ
−ＤＣコンバータのコンパクト化、軽量化ならびにコス
ト低減を困難なものにしていた。
【０００７】そこで、本発明は前記問題点に鑑みて提案
されたもので、その目的とするところは、簡便な手段に
より、コンパクト化、軽量化ならびにコスト低減を容易
にしたＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
されたもので、その目的とするところは、簡便な手段に
より、コンパクト化、軽量化ならびにコスト低減を容易
にしたＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
の技術的手段として、本発明は、二対のスイッチング素
子をフルブリッジ構成で直流電源に接続した共振インバ
ータの出力側にトランスを介して整流回路を設けたＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて、前記共振インバータの直列
共振回路を、コンデンサと前記トランスのリーケージイ
ンダクタンスとにより構成したことを特徴とする。な
お、前記共振インバータは、二対のスイッチング素子を
フルブリッジ構成する以外に、共振インバータで対をな
すスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子を
コンデンサに置き換えることにより共振インバータをハ
ーフブリッジ構成とすることも可能である。
の技術的手段として、本発明は、二対のスイッチング素
子をフルブリッジ構成で直流電源に接続した共振インバ
ータの出力側にトランスを介して整流回路を設けたＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて、前記共振インバータの直列
共振回路を、コンデンサと前記トランスのリーケージイ
ンダクタンスとにより構成したことを特徴とする。な
お、前記共振インバータは、二対のスイッチング素子を
フルブリッジ構成する以外に、共振インバータで対をな
すスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子を
コンデンサに置き換えることにより共振インバータをハ
ーフブリッジ構成とすることも可能である。
【０００９】本発明では、共振インバータの直列共振回
路を、コンデンサとトランスのリーケージインダクタン
スとにより構成したことから、従来の直列共振回路で用
いていたリアクトルが不要となり、ＤＣ−ＤＣコンバー
タのコンパクト化、軽量化ならびにコスト低減が容易に
図れる。
路を、コンデンサとトランスのリーケージインダクタン
スとにより構成したことから、従来の直列共振回路で用
いていたリアクトルが不要となり、ＤＣ−ＤＣコンバー
タのコンパクト化、軽量化ならびにコスト低減が容易に
図れる。
【００１０】また、本発明では、前記共振インバータを
直流電源に対してｎ群設け、それらｎ群の共振インバー
タを並列または直列のいずれか一方で相互接続した構成
とすれば、リップル電圧の低減が図れる点で望ましい。
直流電源に対してｎ群設け、それらｎ群の共振インバー
タを並列または直列のいずれか一方で相互接続した構成
とすれば、リップル電圧の低減が図れる点で望ましい。
【００１１】さらに、本発明は、フルブリッジ接続され
た二対の還流ダイオード付きスイッチング素子からなる
第一の共振インバータをｎ群並列に接続し、かつ、フル
ブリッジ接続された二対の還流ダイオード付きスイッチ
ング素子からなる第二の共振インバータをｎ群並列に接
続すると共に、第一の共振インバータと第二の共振イン
バータとをトランスを介してそれぞれ接続し、第一の共
振インバータまたは第二の共振インバータのうち、入力
側となるいずれか一方の共振インバータをインバータ動
作させ、かつ、出力側となる他方の共振インバータを還
流ダイオードにより整流動作させることを特徴とする。
第一の共振インバータと第二の共振インバータが還流ダ
イオード付きスイッチング素子からなる同一回路構成を
具備することから、第一の共振インバータから第二の共
振インバータへの電力変換と、第二の共振インバータか
ら第一の共振インバータへの電力変換の両方が可能とな
り、双方向の電力変換が実現できる。
た二対の還流ダイオード付きスイッチング素子からなる
第一の共振インバータをｎ群並列に接続し、かつ、フル
ブリッジ接続された二対の還流ダイオード付きスイッチ
ング素子からなる第二の共振インバータをｎ群並列に接
続すると共に、第一の共振インバータと第二の共振イン
バータとをトランスを介してそれぞれ接続し、第一の共
振インバータまたは第二の共振インバータのうち、入力
側となるいずれか一方の共振インバータをインバータ動
作させ、かつ、出力側となる他方の共振インバータを還
流ダイオードにより整流動作させることを特徴とする。
第一の共振インバータと第二の共振インバータが還流ダ
イオード付きスイッチング素子からなる同一回路構成を
具備することから、第一の共振インバータから第二の共
振インバータへの電力変換と、第二の共振インバータか
ら第一の共振インバータへの電力変換の両方が可能とな
り、双方向の電力変換が実現できる。
【００１２】
【発明の実施の形態】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバー
タの実施形態を以下に詳述する。図１は本発明の実施形
態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図、図２はその
ＤＣ−ＤＣコンバータの各スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4，
Ｑ5〜Ｑ8をオンオフさせるゲートパルスＰｇ1〜Ｐｇ4，
Ｐｇ5〜Ｐｇ8のタイミングチャート、図３は整流回路２
１，２２の出力電圧Ｖ1，Ｖ2、トランスＴｒ1，Ｔｒ2の
一次側電圧、各スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4，Ｑ5〜Ｑ8の
ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓおよびドレイン電流Ｉｄ
の波形図である。
タの実施形態を以下に詳述する。図１は本発明の実施形
態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図、図２はその
ＤＣ−ＤＣコンバータの各スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4，
Ｑ5〜Ｑ8をオンオフさせるゲートパルスＰｇ1〜Ｐｇ4，
Ｐｇ5〜Ｐｇ8のタイミングチャート、図３は整流回路２
１，２２の出力電圧Ｖ1，Ｖ2、トランスＴｒ1，Ｔｒ2の
一次側電圧、各スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4，Ｑ5〜Ｑ8の
ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓおよびドレイン電流Ｉｄ
の波形図である。
【００１３】この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、
二対のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ4とＱ2，Ｑ3および
Ｑ5，Ｑ8とＱ6，Ｑ7（例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ、バイポ
ーラトランジスタやＩＧＢＴ）をフルブリッジ構成で接
続したｎ群、例えば二群の共振インバータ１１ａ，１２
ａと、その共振インバータ１１ａ，１２ａの出力側に接
続された二つのトランスＴｒ1，Ｔｒ2と、そのトランス
Ｔｒ1，Ｔｒ2の二次側に接続され、二対のダイオードＤ
1，Ｄ4とＤ2，Ｄ3およびＤ5，Ｄ8とＤ6，Ｄ7からなる二
群の整流回路２１，２２とで主要部が構成されている。
二対のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ4とＱ2，Ｑ3および
Ｑ5，Ｑ8とＱ6，Ｑ7（例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ、バイポ
ーラトランジスタやＩＧＢＴ）をフルブリッジ構成で接
続したｎ群、例えば二群の共振インバータ１１ａ，１２
ａと、その共振インバータ１１ａ，１２ａの出力側に接
続された二つのトランスＴｒ1，Ｔｒ2と、そのトランス
Ｔｒ1，Ｔｒ2の二次側に接続され、二対のダイオードＤ
1，Ｄ4とＤ2，Ｄ3およびＤ5，Ｄ8とＤ6，Ｄ7からなる二
群の整流回路２１，２２とで主要部が構成されている。
【００１４】二群の共振インバータ１１ａ，１２ａは、
例えば鉛電池などの二次電池や燃料電池である直流電源
Ｅに対して並列に接続され、かつ、二群の整流回路２
１，２２も並列に接続されている。また、各共振インバ
ータ１１ａ，１２ａの出力側とトランスＴｒ1，Ｔｒ2の
一次側との間には直列コンデンサＣ1，Ｃ2が挿入接続さ
れている。なお、共振インバータ１１ａ，１２ａのスイ
ッチング素子Ｑ1〜Ｑ4，Ｑ5〜Ｑ8は、逆並列ＦＷＤ（Fr
ee Wheeling Diode：以下、還流ダイオードと称す）を
具備する。この還流ダイオードは、例えばＭＯＳ−ＦＥ
Ｔに逆並列で構造上等価的に存在する素子である。
例えば鉛電池などの二次電池や燃料電池である直流電源
Ｅに対して並列に接続され、かつ、二群の整流回路２
１，２２も並列に接続されている。また、各共振インバ
ータ１１ａ，１２ａの出力側とトランスＴｒ1，Ｔｒ2の
一次側との間には直列コンデンサＣ1，Ｃ2が挿入接続さ
れている。なお、共振インバータ１１ａ，１２ａのスイ
ッチング素子Ｑ1〜Ｑ4，Ｑ5〜Ｑ8は、逆並列ＦＷＤ（Fr
ee Wheeling Diode：以下、還流ダイオードと称す）を
具備する。この還流ダイオードは、例えばＭＯＳ−ＦＥ
Ｔに逆並列で構造上等価的に存在する素子である。
【００１５】この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、
共振インバータ１１ａ，１２ａの直列共振回路３１，３
２を、直列コンデンサＣ1，Ｃ2とトランスＴｒ1，Ｔｒ2
のリーケージインダクタンス（図示せず）とにより構成
する。このように共振インバータ１１ａ，１２ａの直列
共振回路３１，３２を、直列コンデンサＣ1，Ｃ2とトラ
ンスＴｒ1，Ｔｒ2のリーケージインダクタンスとで構成
したことにより、従来の直列共振回路３で用いていたリ
アクトルＬ（図８参照）が不要となり、ＤＣ−ＤＣコン
バータのコンパクト化、軽量化ならびにコスト低減が容
易に図れる。
共振インバータ１１ａ，１２ａの直列共振回路３１，３
２を、直列コンデンサＣ1，Ｃ2とトランスＴｒ1，Ｔｒ2
のリーケージインダクタンス（図示せず）とにより構成
する。このように共振インバータ１１ａ，１２ａの直列
共振回路３１，３２を、直列コンデンサＣ1，Ｃ2とトラ
ンスＴｒ1，Ｔｒ2のリーケージインダクタンスとで構成
したことにより、従来の直列共振回路３で用いていたリ
アクトルＬ（図８参照）が不要となり、ＤＣ−ＤＣコン
バータのコンパクト化、軽量化ならびにコスト低減が容
易に図れる。
【００１６】ここで、トランスＴｒ1，Ｔｒ2のリーケー
ジインダクタンスとは、トランスＴｒ1，Ｔｒ2の磁気回
路から漏れ出す磁束、つまりリーケージフラックスが互
いに巻線の相互結合に関与しないことから、等価的にト
ランス巻線に直列に付加されるインダクタンスを意味す
る。
ジインダクタンスとは、トランスＴｒ1，Ｔｒ2の磁気回
路から漏れ出す磁束、つまりリーケージフラックスが互
いに巻線の相互結合に関与しないことから、等価的にト
ランス巻線に直列に付加されるインダクタンスを意味す
る。
【００１７】このＤＣ−ＤＣコンバータでは、ゲートパ
ルスＰｇ1〜Ｐｇ4，Ｐｇ5〜Ｐｇ8により、図２のタイミ
ングチャートで示すように共振インバータ１１ａ，１２
ａのスイッチング素子Ｑ1，Ｑ4とＱ2，Ｑ3およびＱ5，
Ｑ8とＱ6，Ｑ7を交互にオンオフさせる。このスイッチ
ング素子Ｑ1〜Ｑ4，Ｑ5〜Ｑ8のオンオフにより得られた
共振インバータ１１ａ，１２ａの交流波形出力をトラン
スＴｒ1，Ｔｒ2により変成し、そのトランスＴｒ1，Ｔ
ｒ2の二次側出力を整流回路２１，２２により整流する
ことにより、所望の直流出力電圧Ｖｏを生成する。
ルスＰｇ1〜Ｐｇ4，Ｐｇ5〜Ｐｇ8により、図２のタイミ
ングチャートで示すように共振インバータ１１ａ，１２
ａのスイッチング素子Ｑ1，Ｑ4とＱ2，Ｑ3およびＱ5，
Ｑ8とＱ6，Ｑ7を交互にオンオフさせる。このスイッチ
ング素子Ｑ1〜Ｑ4，Ｑ5〜Ｑ8のオンオフにより得られた
共振インバータ１１ａ，１２ａの交流波形出力をトラン
スＴｒ1，Ｔｒ2により変成し、そのトランスＴｒ1，Ｔ
ｒ2の二次側出力を整流回路２１，２２により整流する
ことにより、所望の直流出力電圧Ｖｏを生成する。
【００１８】二群の共振インバータ１１ａ，１２ａで
は、図２のタイミングチャートで示すように一方の共振
インバータ１１ａで対をなすスイッチング素子Ｑ1，Ｑ4
のうち、一方のスイッチング素子Ｑ1（スイッチング素
子Ｑ2はスイッチング素子Ｑ1の反転）に対して他方のス
イッチング素子Ｑ4（スイッチング素子Ｑ3はスイッチン
グ素子Ｑ4の反転）のスイッチング位相を１／３ｎ周
期、例えば１／６周期遅らせる。また、共振インバータ
１１ａと１２ａ間で対応するスイッチング素子Ｑ1，Ｑ5
について、他方の共振インバータ１２ａのスイッチング
素子Ｑ5（スイッチング素子Ｑ6はスイッチング素子Ｑ5
の反転）のスイッチング位相をスイッチング素子Ｑ1に
対して１／２ｎ周期、例えば１／４周期遅らせる。さら
に、他方の共振インバータ１２ａで対をなすスイッチン
グ素子Ｑ5，Ｑ8のうち、一方のスイッチング素子Ｑ5に
対して他方のスイッチング素子Ｑ8（スイッチング素子
Ｑ7はスイッチング素子Ｑ8の反転）のスイッチング位相
を１／６周期遅らせる。
は、図２のタイミングチャートで示すように一方の共振
インバータ１１ａで対をなすスイッチング素子Ｑ1，Ｑ4
のうち、一方のスイッチング素子Ｑ1（スイッチング素
子Ｑ2はスイッチング素子Ｑ1の反転）に対して他方のス
イッチング素子Ｑ4（スイッチング素子Ｑ3はスイッチン
グ素子Ｑ4の反転）のスイッチング位相を１／３ｎ周
期、例えば１／６周期遅らせる。また、共振インバータ
１１ａと１２ａ間で対応するスイッチング素子Ｑ1，Ｑ5
について、他方の共振インバータ１２ａのスイッチング
素子Ｑ5（スイッチング素子Ｑ6はスイッチング素子Ｑ5
の反転）のスイッチング位相をスイッチング素子Ｑ1に
対して１／２ｎ周期、例えば１／４周期遅らせる。さら
に、他方の共振インバータ１２ａで対をなすスイッチン
グ素子Ｑ5，Ｑ8のうち、一方のスイッチング素子Ｑ5に
対して他方のスイッチング素子Ｑ8（スイッチング素子
Ｑ7はスイッチング素子Ｑ8の反転）のスイッチング位相
を１／６周期遅らせる。
【００１９】共振インバータ１１ａ，１２ａのスイッチ
ング素子Ｑ1〜Ｑ4，Ｑ5〜Ｑ8は、図３に示すようなドレ
イン−ソース間電圧Ｖｄｓおよびドレイン電流Ｉｄでも
ってスイッチング動作する。各スイッチング素子Ｑ1〜
Ｑ4，Ｑ5〜Ｑ8のスイッチング動作により、トランスＴ
ｒ1，Ｔｒ2の一次側電圧（図３の最上段から二番目）に
トランスＴｒ1，Ｔｒ2の変成比をかけてその絶対値をと
ったもの、つまり、一次側電圧の波形を零点で折り返し
たもの（図３の最上段）が、トランスＴｒ1，Ｔｒ2の二
次側電圧を整流回路２１，２２により整流した出力電圧
Ｖ1，Ｖ2として得られる。この整流回路２１，２２の出
力電圧Ｖ1，Ｖ2を転流により最も電圧値の高いところで
トレースすることにより出力電圧Ｖｏが生成される。こ
の転流は、図３の矢印で示すタイミングでもって、スイ
ッチング素子Ｑ1，Ｑ4→スイッチング素子Ｑ5，Ｑ8→ス
イッチング素子Ｑ2，Ｑ3→スイッチング素子Ｑ6，Ｑ7→
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4の順で繰り返し行われること
により、リップル電圧の低減が図れる。
ング素子Ｑ1〜Ｑ4，Ｑ5〜Ｑ8は、図３に示すようなドレ
イン−ソース間電圧Ｖｄｓおよびドレイン電流Ｉｄでも
ってスイッチング動作する。各スイッチング素子Ｑ1〜
Ｑ4，Ｑ5〜Ｑ8のスイッチング動作により、トランスＴ
ｒ1，Ｔｒ2の一次側電圧（図３の最上段から二番目）に
トランスＴｒ1，Ｔｒ2の変成比をかけてその絶対値をと
ったもの、つまり、一次側電圧の波形を零点で折り返し
たもの（図３の最上段）が、トランスＴｒ1，Ｔｒ2の二
次側電圧を整流回路２１，２２により整流した出力電圧
Ｖ1，Ｖ2として得られる。この整流回路２１，２２の出
力電圧Ｖ1，Ｖ2を転流により最も電圧値の高いところで
トレースすることにより出力電圧Ｖｏが生成される。こ
の転流は、図３の矢印で示すタイミングでもって、スイ
ッチング素子Ｑ1，Ｑ4→スイッチング素子Ｑ5，Ｑ8→ス
イッチング素子Ｑ2，Ｑ3→スイッチング素子Ｑ6，Ｑ7→
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4の順で繰り返し行われること
により、リップル電圧の低減が図れる。
【００２０】前述した実施形態では、二群の共振インバ
ータ１１ａ，１２ａを並列接続した場合について説明し
たが、本発明はこれに限定されることなく、図４に示す
ように二群の共振インバータ１１ｂ，１２ｂを直流電源
Ｅに対して直列に接続した構成についても適用可能であ
る。
ータ１１ａ，１２ａを並列接続した場合について説明し
たが、本発明はこれに限定されることなく、図４に示す
ように二群の共振インバータ１１ｂ，１２ｂを直流電源
Ｅに対して直列に接続した構成についても適用可能であ
る。
【００２１】また、転流のタイミングを決定するために
転流のトリガとなっているのはスイッチング素子Ｑ3，
Ｑ4，Ｑ7，Ｑ8であることから、図５および図６に示す
ようにそれら以外のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2，Ｑ5，
Ｑ6をコンデンサＣ11，Ｃ12，Ｃ 15，Ｃ16に置き換えて
ハーフブリッジ構成の共振インバータとすることが可能
である。図５は二群の共振インバータ１１ａ’，１２
ａ’を並列接続した場合、図６は二群の共振インバータ
１１ｂ’，１２ｂ’を直列接続した場合をそれぞれ示
す。
転流のトリガとなっているのはスイッチング素子Ｑ3，
Ｑ4，Ｑ7，Ｑ8であることから、図５および図６に示す
ようにそれら以外のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2，Ｑ5，
Ｑ6をコンデンサＣ11，Ｃ12，Ｃ 15，Ｃ16に置き換えて
ハーフブリッジ構成の共振インバータとすることが可能
である。図５は二群の共振インバータ１１ａ’，１２
ａ’を並列接続した場合、図６は二群の共振インバータ
１１ｂ’，１２ｂ’を直列接続した場合をそれぞれ示
す。
【００２２】さらに、図７に示すように同一回路構成か
らなる第一の共振インバータ１１ａ，１２ａと第二の共
振インバータ２１ａ，２２ａとからなる双方向ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータとすることも可能である。第一の共振イン
バータ１１ａ，１２ａは、二対のスイッチング素子
Ｑ11，Ｑ14とＱ12，Ｑ13およびＱ15，Ｑ18とＱ16，Ｑ17
をフルブリッジ接続し、第二の共振インバータ２１ａ，
２２ａは、二対のスイッチング素子Ｑ21，Ｑ24とＱ22，
Ｑ23およびＱ25，Ｑ28とＱ26，Ｑ27をフルブリッジ接続
したものである。また、第一の共振インバータ１１ａ，
１２ａとトランスＴｒ1，Ｔｒ2との間には第一の直列コ
ンデンサＣ11，Ｃ12が挿入接続され、同様に、第二の共
振インバータ２１ａ，２２ａとトランスＴｒ1，Ｔｒ2と
の間にも第二の直列コンデンサＣ21，Ｃ22が挿入接続さ
れている。
らなる第一の共振インバータ１１ａ，１２ａと第二の共
振インバータ２１ａ，２２ａとからなる双方向ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータとすることも可能である。第一の共振イン
バータ１１ａ，１２ａは、二対のスイッチング素子
Ｑ11，Ｑ14とＱ12，Ｑ13およびＱ15，Ｑ18とＱ16，Ｑ17
をフルブリッジ接続し、第二の共振インバータ２１ａ，
２２ａは、二対のスイッチング素子Ｑ21，Ｑ24とＱ22，
Ｑ23およびＱ25，Ｑ28とＱ26，Ｑ27をフルブリッジ接続
したものである。また、第一の共振インバータ１１ａ，
１２ａとトランスＴｒ1，Ｔｒ2との間には第一の直列コ
ンデンサＣ11，Ｃ12が挿入接続され、同様に、第二の共
振インバータ２１ａ，２２ａとトランスＴｒ1，Ｔｒ2と
の間にも第二の直列コンデンサＣ21，Ｃ22が挿入接続さ
れている。
【００２３】この実施形態では、同一回路構成を有する
第一の共振インバータ１１ａ，１２ａと第二の共振イン
バータ２１ａ，２２ａをトランスＴｒ1，Ｔｒ2を介して
接続したことにより、第一の共振インバータ１１ａ，１
２ａまたは第二の共振インバータ２１ａ，２２ａのう
ち、いずれか一方をインバータ動作させ、かつ、出力側
となる他方を還流ダイオードにより整流動作させること
により、第一の共振インバータ１１ａ，１２ａから第二
の変換回路２１ａ，２２ａへの電力変換と、第二の共振
インバータ２１ａ，２２ａから第一の共振インバータ１
１ａ，１２ａａへの電力変換の両方が可能となり、双方
向の電力変換が実現できる。
第一の共振インバータ１１ａ，１２ａと第二の共振イン
バータ２１ａ，２２ａをトランスＴｒ1，Ｔｒ2を介して
接続したことにより、第一の共振インバータ１１ａ，１
２ａまたは第二の共振インバータ２１ａ，２２ａのう
ち、いずれか一方をインバータ動作させ、かつ、出力側
となる他方を還流ダイオードにより整流動作させること
により、第一の共振インバータ１１ａ，１２ａから第二
の変換回路２１ａ，２２ａへの電力変換と、第二の共振
インバータ２１ａ，２２ａから第一の共振インバータ１
１ａ，１２ａａへの電力変換の両方が可能となり、双方
向の電力変換が実現できる。
【００２４】
【発明の効果】本発明によれば、二対のスイッチング素
子をフルブリッジ構成で直流電源に接続した共振インバ
ータの出力側にトランスを介して整流回路を設けたＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて、前記共振インバータの直列
共振回路を、コンデンサと前記トランスのリーケージイ
ンダクタンスとにより構成したことから、従来の直列共
振回路で用いていたリアクトルが不要となり、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータのコンパクト化、軽量化ならびにコスト低
減が容易に図れる。
子をフルブリッジ構成で直流電源に接続した共振インバ
ータの出力側にトランスを介して整流回路を設けたＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて、前記共振インバータの直列
共振回路を、コンデンサと前記トランスのリーケージイ
ンダクタンスとにより構成したことから、従来の直列共
振回路で用いていたリアクトルが不要となり、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータのコンパクト化、軽量化ならびにコスト低
減が容易に図れる。
【図１】本発明の実施形態で、二群の共振インバータを
並列接続したＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
並列接続したＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】図１のＤＣ−ＤＣコンバータの各スイッチング
素子をオンオフさせるゲートパルスのタイミングチャー
トである。
素子をオンオフさせるゲートパルスのタイミングチャー
トである。
【図３】図１の整流回路の出力電圧、トランスの一次側
電圧、各スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧お
よびドレイン電流の波形図である。
電圧、各スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧お
よびドレイン電流の波形図である。
【図４】本発明の他の実施形態で、二群の共振インバー
タを直列接続したＤＣ−ＤＣコンバータの回路図であ
る。
タを直列接続したＤＣ−ＤＣコンバータの回路図であ
る。
【図５】本発明の他の実施形態で、ハーフブリッジ構成
からなる二群の共振インバータを並列接続したＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの回路図である。
からなる二群の共振インバータを並列接続したＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの回路図である。
【図６】本発明の他の実施形態で、ハーフブリッジ構成
からなる二群の共振インバータを直列接続したＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの回路図である。
からなる二群の共振インバータを直列接続したＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの回路図である。
【図７】本発明の他の実施形態で、第一の共振インバー
タと第二の共振インバータからなる双方向ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの回路図である。
タと第二の共振インバータからなる双方向ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの回路図である。
【図８】ＤＣ−ＤＣコンバータの従来例を示す回路図で
ある。
ある。
１１ａ，１２ａ 共振インバータ
２１，２２ 整流回路
３１，３２ 直列共振回路
Ｃ1，Ｃ2 コンデンサ
Ｅ 直流電源
Ｔｒ1，Ｔｒ2 トランス
Ｑ1〜Ｑ4，Ｑ5〜Ｑ8 スイッチング素子
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 長谷部 孝弥
京都府京都市右京区梅津高畝町47番地 日
新電機株式会社内
Ｆターム(参考） 5H730 AA15 BB26 BB27 BB61 BB81
BB82 DD03 DD04 DD16 EE04
EE07 EE13
Claims (4)
- 【請求項１】 二対のスイッチング素子をフルブリッジ
構成で直流電源に接続した共振インバータの出力側にト
ランスを介して整流回路を設けたＤＣ−ＤＣコンバータ
において、前記共振インバータの直列共振回路を、コン
デンサと前記トランスのリーケージインダクタンスとに
より構成したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記共振インバータで対をなすスイッチ
ング素子のうち、一方のスイッチング素子をコンデンサ
に置き換えることにより共振インバータをハーフブリッ
ジ構成としたことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−
ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 前記共振インバータを直流電源に対して
ｎ群設け、それらｎ群の共振インバータを並列または直
列のいずれか一方で相互接続したことを特徴とする請求
項１又は２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 フルブリッジ接続された二対の還流ダイ
オード付きスイッチング素子からなる第一の共振インバ
ータをｎ群並列に接続し、かつ、フルブリッジ接続され
た二対の還流ダイオード付きスイッチング素子からなる
第二の共振インバータをｎ群並列に接続すると共に、第
一の共振インバータと第二の共振インバータとをトラン
スを介してそれぞれ接続し、第一の共振インバータまた
は第二の共振インバータのうち、入力側となるいずれか
一方の共振インバータをインバータ動作させ、かつ、出
力側となる他方の共振インバータを還流ダイオードによ
り整流動作させることを特徴とする請求項１又は２に記
載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001363038A JP2003164151A (ja) | 2001-11-28 | 2001-11-28 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001363038A JP2003164151A (ja) | 2001-11-28 | 2001-11-28 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003164151A true JP2003164151A (ja) | 2003-06-06 |
Family
ID=19173450
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001363038A Pending JP2003164151A (ja) | 2001-11-28 | 2001-11-28 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003164151A (ja) |
Cited By (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| KR100577472B1 (ko) | 2004-12-23 | 2006-05-10 | 재단법인 포항산업과학연구원 | 승압 기능을 갖는 직렬 공진형 ｄｃ/ｄｃ 컨버터 |
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| JP2021097465A (ja) * | 2019-12-16 | 2021-06-24 | ニチコン株式会社 | 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ回路および蓄電システム |
-
2001
- 2001-11-28 JP JP2001363038A patent/JP2003164151A/ja active Pending
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