JP2012016230A - インバータ電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 本発明では、変圧器の１次側の入力電流値に影響されず精度の良い偏磁判別を行うことができるインバータ電源装置を提供することを目的とする。
【解決手段】 インバータ回路と、負荷に適した電圧に変圧する変圧器と、変圧器の入力電流値を検出する入力電流検出回路と、出力電流値を検出する出力電流検出回路と、インバータ回路を制御する出力変調制御回路と、入力電流値が偏磁電流基準値以上になると偏磁と判別する偏磁判別回路と、偏磁が判別された時点からインバータ周波数の半周期が終了するまで出力変調制御を禁止する禁止回路と、を備え、偏磁電流基準生成回路は変圧器の入力電流値をインバータ周波数の半周期ごとにサンプルホールドした値に予め定めた偏磁電流値を加算して半周期ごとの偏磁電流基準値を生成し、偏磁判別回路は入力電流値と半周期前の偏磁電流基準値とを比較する、ことを特徴とするインバータ電源装置である。
【選択図】 図１

Description

本発明は、変圧器の偏磁を解消するための機能を搭載したインバータ電源装置に関するものである。

インバータ電源装置にとって変圧器の偏磁は大きな問題である。偏磁から飽和へと至ると変圧器はその機能を失い短絡負荷状態となるために、インバータ回路のスイッチング素に過電流が流れてスイッチング素子が破損する。偏磁は、負荷の急変、スイッチング素子等の特性のバラツキ、フィードバック制御系の不安定等の種々の要因で発生する。特に、最近のインバータ電源装置は、動作周波数（キャリア周波数）が１００ｋＨｚを超えるものもあり、変圧器の鉄芯に高周波での損失が少ないフェライトコアが使用されることが多い。しかし、フェライトコアは飽和磁束密度の値が低いために、少しの偏磁で直ぐに飽和に至る。このために、高周波のインバータ電源装置では偏磁対策がより一層重要である。以下、従来技術の偏磁防止技術について説明する。

図８は、従来技術の偏磁防止機能を搭載したインバータ電源装置の電気接続図である。３相ブリッジ整流器ＤＲ１は、３相商用電源ＡＣを整流する。平滑コンデンサＣは、整流された電圧を平滑して直流電圧を出力する。両者ＤＲ１、Ｃによって直流電源が形成される。インバータ回路は、第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４から形成される。ここでは、インバータ回路方式がフルブリッジ方式の場合であるが、プッシュ・プル方式でも良い。第１のスイッチング素子ＴＲ１と第４のスイッチング素子ＴＲ４とは同時にオン／オフ制御され、第２のスイッチング素子ＴＲ２と第３のスイッチング素子ＴＲ３とは同時にオン／オフ制御される。そして、インバータ回路は、直流電圧を高周波交流に変換する。

図８に示す変圧器ＩＮＴは、高周波交流の電圧を負荷に適した電圧に変圧する。相対向する一方の第１のスイッチング素子ＴＲ１、第４のスイッチング素子ＴＲ４がオン状態のときは、変圧器ＩＮＴの１次巻線には正の電圧が印加し、入力電流検出信号Ｉｄは正の値となる。逆に、相対向する他方の第２のスイッチング素子ＴＲ２、第３のスイッチング素子ＴＲ３がオン状態のときは、変圧器ＩＮＴの１次巻線には負の電圧が印加し、入力電流検出信号Ｉｄは負の値となる。これら正及び負の電圧の印加時間（電圧積分値）がアンバランスになると偏磁が発生する。すなわち、負荷急変により相対向する一方の第１のスイッチング素子ＴＲ１、第４のスイッチング素子ＴＲ４のオン時間と相対向する他方の第２のスイッチング素子ＴＲ２、第３のスイッチング素子ＴＲ３のオン時間に大きな差があると偏磁が発生する。２次整流器ＤＲ２は、変圧された高周波交流を整流する。直流リアクトルＤＣＬは、整流された直流を平滑し負荷に供給する。

入力電流検出回路ＩＤは、変圧器ＩＮＴの１次電流を検出して入力電流検出信号Ｉｄとして出力する。出力電流検出回路ＯＤは、出力電流を検出して出力電流検出信号Ｏｄとして出力する。出力電流設定回路ＩＲは、所望値の出力電流設定信号Ｉｒを出力する。

図９に示す出力変調制御回路ＳＣは、誤差増幅回路ＥＩ、パルス幅変調制御回路ＰＷＭ、三角波発振回路ＯＳＣ、第１のアンド回路ＡＮＤ１及び第２のアンド回路ＡＮＤ２にて形成され、誤差増幅回路ＥＩは、出力電流設定信号Ｉｒと出力電流検出信号Ｏｄとの誤差増幅して誤差増幅信号Ｅｉを出力する。三角波発振回路ＯＳＣは、インバータ回路の高周波交流周波数の２倍の周波数を有する三角波信号Ｏｓｃを出力し、三角波信号Ｏｓｃの周波数を設定することで、高周波交流の周波数（キャリア周波数）が決定される。パルス幅変調制御回路ＰＷＭは、誤差増幅信号Ｅｉ及び三角波信号Ｏｓｃを入力としてパルス幅変調を行い、パルス幅変調信号Ｐｗ１、Ｐｗ２を出力する。

禁止回路は、図９に示す第１のアンド回路ＡＮＤ１及び第２のアンド回路ＡＮＤ２で形成され、第１のアンド回路ＡＮＤ１は、後述する偏磁判別信号Ｅｐと第１のパルス幅変調信号Ｐｗ１とのアンド論理を行って第１の出力変調制御信号Ｓｃ１として出力し、第２のアンド回路ＡＮＤ２は、偏磁判別信号Ｅｐとパルス幅変調信号Ｐｗ２とのアンド論理を行って第２の出力変調制御信号Ｓｃ２として出力する。そして、第１の出力変調制御信号Ｓｃ１は、相対向する一方の第１のスイッチング素子ＴＲ１、第４のスイッチング素子ＴＲ４をオン制御する信号であり、第２の出力変調制御信号Ｓｃ２は、相対向する一方の第２のスイッチング素子ＴＲ２、第３のスイッチング素子ＴＲ３をオン制御する信号である。そして、第１の出力変調制御信号Ｓｃ１と第２の出力変調制御信号Ｓｃ２とは、図１０後述するように、半周期ずれた信号であり、両信号で高周波交流の１周期になる。

図９に示す偏磁判別回路ＥＰは、絶対値回路ＦＷ、比較回路ＣＰ、電流基準回路ＩＲＥＦ、偏磁防止回路ＨＤ及び反転回路ＩＮで形成され、絶対値回路ＦＷは、交流の入力電流検出信号Ｉｄを全波整流して絶対値信号Ｆｗとして出力し、比較回路ＣＰは絶対値信号Ｆｗの値と予め定めた電流基準値Ｉｒｅｆとを比較し、絶対値信号Ｆｗの値が電流基準値Ｉｒｅｆの値より大きいときに、比較信号ＣｐをＨｉｇｈレベルにして出力する。偏磁防止回路ＨＤは、比較信号ＣｐがＨｉｇｈレベルになると偏磁防止信号ＨｄをＨｉｇｈレベルにして出力し図示省略のインバータ周波数の半周期が終了するまで偏磁防止信号ＨｄをＨｉｇｈレベルを維持する。そして、反転回路ＩＮは、偏磁防止信号Ｈｄを反転し偏磁判別信号Ｅｐとして出力する。

図１０は、従来技術の偏磁判別方法の動作を説明するタイミング図であり、同図（Ａ）は三角波信号Ｏｓｃを示し、同図（Ｂ）は第１のパルス幅変調信号Ｐｗ１を示し、同図（Ｃ）は第２パルス幅変調信号Ｐｗ２示し、同図（Ｄ）は入力電流検出信号Ｉｄを示し、同図（Ｅ）は絶対値信号Ｆｗを示し、同図（Ｆ）は偏磁判別信号Ｅｐを示し、同図（Ｇ）は第１の出力変調制御信号Ｓｃ１を示し、同図（Ｈ）は第２の出力変調制御信号Ｓｃ２を示す。

次に、従来技術の偏磁防止の動作について図１０を用いて説明する。
例えば、インバータ電源装置の最大出力電流値を３００Ａとすると、入力電流値は７５Ａになる。そして、最大出力電流値の３００Ａを確保するために電流基準値を１０５Ａとする。
図１０に示す時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ２の期間中は、図１０（Ｂ）に示すように、相対向する一方の第１のスイッチング素子ＴＲ１、第４のスイッチング素子ＴＲ４のための第１のパルス幅変調信号Ｐｗ１が出力され、同図（Ｄ）に示すように入力電流検出信号Ｉｄは正の値となる。この期間中は変圧器ＩＮＴには正の電圧が印加する。時刻ｔ＝ｔ２〜ｔ３の期間中は、同図（Ｃ）に示すように、相対向する他方の第２のスイッチング素子ＴＲ２、第３のスイッチング素子ＴＲ３のための第２のパルス幅変調信号Ｐｗ２が出力され、図（Ｄ）に示すように入力電流検出信号Ｉｄは負の値となる。この小電流期間中（例えば、入力電流２５Ａ）に負荷変動により偏磁が発生すると、同図（Ｄ）に示すように、入力電流検出信号Ｉｄの値が上昇し、例えば、４０Ａになる。しかし、電流基準値Ｉｒｅｆを１０５Ａと高く設定されているために、同図（Ｅ）に示す絶対値信号Ｆｗの値が電流基準値Ｉｒｅｆ未満になるため偏磁判別回路ＥＰは偏磁発生が判別できない。

時刻ｔ４〜ｔ５の中電流期間中（例えば、入力電流５０Ａ）に負荷変動により偏磁が発生すると、図１０（Ｄ）に示すように、入力電流検出信号Ｉｄの値が上昇し、例えば８０Ａになる。しかし、同図（Ｅ）に示す絶対値信号Ｆｗの値が電流基準値Ｉｒｅｆ未満になるため偏磁判別回路ＥＰは偏磁発生が判別できない。

時刻ｔ６〜ｔ７の大電流期間中（例えば、７５Ａ）に負荷変動により偏磁が発生すると、図１０（Ｄ）に示すように、入力電流検出信号Ｉｄの値が急上昇し１２０Ａに達する。このとき時刻ｔ＝ｔ６１において、同図（Ｅ）に示す絶対値信号Ｆｗの値が電流基準値Ｉｒｅｆ（１０５Ａ）以上になると比較回路ＣＰは偏磁が発生した判別し比較信号ＣｐをＨｉｇｈレベルにしる。そして、偏磁防止回路ＨＤは、比較信号ＣｐのＨｉｇｈレベルに応じて偏磁防止信号Ｈｄを時刻ｔ＝ｔ７までＨｉｇｈレベルを維持し、反転回路ＩＮによって偏磁防止信号Ｈｄを反転し同図（Ｆ）に示す偏磁判別信号Ｅｐとして出力する。

図９に示す、禁止回路を形成する第２のアンド回路ＡＮＤ２は、偏磁判別信号Ｅｐと第２のパルス幅変調信号Ｐｗ２とのアンド論理を行って図１０（Ｈ）に示す第２の出力変調制御信号Ｓｃ２を出力し、時刻ｔ＝ｔ６１でＬｏｗレベルになり、これにより電流値が上昇するのを抑制して第２のスイッチング素子ＴＲ２、第３のスイッチング素子ＴＲ３が破損するのを防止する。しかし、この偏磁防止対策では、最大出力電流値３００Ａを確保するために電流基準値Ｉｒｅｆの値を高くなり、偏磁が相当に進行した状態でパルス幅を禁止するので偏磁解消に時間を有してしまう。結果として、時刻ｔ＝ｔ８以後も入力電流値が急上昇してパルス幅の禁止が連発する状態に陥る。
よって、偏磁解消時間が長くなるとスイッチング素子の保護が充分機能しなく、破壊又は劣化の原因になる。そして、出力の不安定状態も招いてしまう。

上述より、従来技術では図８に示す変圧器ＩＮＴの偏磁を判別すために、変圧器ＩＮＴの入力電流値を検出し、この入力電流値が予め定めた電流基準値以上のときに偏磁と判別し、判別した時点からインバータ周波数の半周期が終了するまでインバータ回路のスイッチング素子をオフ状態にして偏磁の解消を行っていた。しかし、偏磁を判別する電流基準値が高く設定されているために、変圧器ＩＮＴの偏磁が相当に進行した状態で判別するために偏磁解消の時間が長くなり、スイッチング素子の保護が充分機能しなく破壊又は劣化の原因になる。そして、出力の不安定状態も招いてしまう。

特許文献１のインバータ電源装置では、上述の偏磁を解消する技術が記載されている。

特開２００７−２０２４３

上述した変圧器の１次側の入力電流値が所定の電流基準値以上になると偏磁と判別して出力変調制御信号の出力を禁止する従来技術では、インバータ電源装置の最大出力電流値が、例えば、３００Ａのとき、最大出力電流値を確保するために偏磁と判別する入力電流の電流基準値を３００Ａ以上に高く設定することが要求される。しかし、この高く設定した電流基準値に基づいて偏磁を判別すると、偏磁が相当進行した状態で判別することになり、偏磁解消に時間を要し、出力変調制御信号の出力禁止状態が連発する状態に陥る。このため、インバータ回路を形成するスイッチング素子に過電流が流れて破壊又は劣化を招いてしまう。

また、偏磁を判別する電流基準値を高く設定しているために、出力電流値が小さいときに発生する初期の偏磁が判別できない。

そして、従来技術の特許文献１では、出力電流値が小さいときに発生する偏磁を判別するために変圧器の１次側の入力電流を微分し、この微分値の上昇率が基準微分値を超えたとき偏磁を判別する方法が記載されているが、この方法では、近年インバータ電源装置の動作周波数（キャリア周波数）が１００ｋＨｚを超える高速化にあり、この高速化により微分判別方法では、ノイズの影響を受けやすくなり、偏磁判別の信頼性に問題を生じる。

そこで、本発明では、変圧器の偏磁が相当進行する前に偏磁処理を行うインバータ電源装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決するために、請求項１の発明は、直流電源を複数個のスイッチング素子によって高周波交流に変換するインバータ回路と、前記高周波交流を負荷に適した電圧に変圧する変圧器と、前記変圧器の入力電流値を検出する入力電流検出回路と、前記変圧された高周波交流を整流して負荷に供給する整流回路と、前記整流された出力電流値を検出する出力電流検出回路と、前記出力電流値に応じて前記インバータ回路を出力変調制御する出力変調制御回路と、前記変圧器の入力電流値が予め定めた偏磁電流基準値以上になると前記変圧器の偏磁と判別して偏磁判別信号を出力する偏磁判別回路と、前記偏磁判別信号が入力された時点から予め定めたインバータ周波数の半周期が終了するまで前記出力変調制御を禁止し前記インバータ回路のスイッチング素子をオフ状態に変化させる禁止回路と、を備えたインバータ電源装置において、前記偏磁電流基準値を生成する偏磁電流基準生成回路を設け、前記偏磁電流基準生成回路は、前記変圧器の入力電流値を前記インバータ周波数の半周期ごとにサンプルホールドすると共に前記サンプルホールドした値に予め定めた偏磁電流値を加算して前記半周期ごとの偏磁電流基準値を生成し、前記偏磁判別回路は、前記入力電流値と前記半周期前の偏磁電流基準値とを比較する、ことを特徴とするインバータ電源装置である。

請求項２の発明は 前記偏磁電流値を、前記半周期前の入力電流値に基づいて変化させる、ことを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置である。

本発明の請求項１によれば、インバータ周波数の半周期ごとの入力電流値に応じて適宜な偏磁電流基準値を設定するので、変圧器の偏磁が発生した直後に偏磁判別が可能となり、この偏磁判別によりインバータ回路のスイッチング素子に流れる過電流が偏磁発生直後に抑制できスイッチング素子の破損又は劣化を防止できる。
さらに、変圧器の入力電流を微分し、この入力電流の微分値の上昇率に基づいて偏磁を判別する従来技術に対して、本発明の偏磁判別では、微分値の上昇率に基づいて偏磁の判別を行わないので高周波ノイズの影響が受けにくく、偏磁判別の信頼性が向上する。

本発明の請求項２によれば、偏磁電流値を変圧器の入力電流値に基づいて生成するので偏磁発生の判別が難しい小電流のときの判別が可能となり、偏磁発生の初期で偏磁解消処理ができるので保護協調がより向上する。

実施形態１に係るインバータ電源装置の電気接続図である。 図１に示す偏磁判別回路の詳細図である。 実施形態１の動作を説明するタイミング図である。 実施形態１の変圧器の入力電流値と偏磁電流基準値との関係図である。 実施形態２の偏磁判別回路の詳細図である。 実施形態２の動作を説明するタイミング図である。 実施形態２の変圧器の入電流値と偏磁電流基準値との関係図である。 従来技術のインバータ電源装置の電気接続図である。 図７に示す従来技術の偏磁判別回路の詳細図である。 従来技術の動作を説明するタイミング図である。

図１に示す変圧器に、高周波交流の正・負各半波に不平衡が生じると、変圧器の一方の半波に偏磁電流である直流電流が発生する。このとき、変圧器は磁気飽和を起して短絡負荷状態になり、変圧器の入力電流が過大となってインバータ回路を形成するスイッチング素子が破損される危険性が生じる。
本発明の実施の形態は、インバータ周波数の半周期ごとの変圧器の入力電流値に予め定めた偏磁電流値を加算して偏磁電流基準値を生成し、入力電流値と半周期前の偏磁電流基準値とを比較して入力電流値が偏磁電流基準値以上のとき偏磁が発生した判別とするものである。

図１は、上記の偏磁判別機能を有する実施形態１のインバータ電源装置の電気接続図である。同図において、図８に示す従来技術のインバータ電源装置の電気接続図と同一符号の構成物は、同一動作を行うので説明は省略し、符号の相違する構成物についてのみ説明する。

入力電流検出回路ＩＤは、変圧器ＩＮＴの１次側の高周波交流の１次電流を検出し入力電流検出信号Ｉｄとして出力する。

図２は、実施形態１の偏磁判別回路ＥＰＩ及び偏磁電流基準生成回路ＥＨの詳細図であり、偏磁判別回路ＥＰＩは、絶対値回路ＦＷ、比較回路ＣＰ、偏磁防止回路ＨＤ及び反転回路ＩＮで形成される。そして、偏磁電流基準生成回路ＥＨは、サンプルホールド回路ＳＨ、偏磁電流設定回路ＥＳ、加算回路ＡＤ及び位相シフト回路ＦＳで形成される。

サンプルホールド回路ＳＨは、絶対値信号Ｆｗの値を第１の出力変調制御信号Ｓｃ１及び第２の出力変調制御信号Ｓｃ２に同期してサンプルホールドしてサンプルホールド信号Ｓｈとして出力する。

偏磁電流設定回路ＥＳは、予め定めた偏磁電流値αを設定する。加算回路ＡＤは、サンプルホールド信号Ｓｈの値に偏磁電流設定回路ＥＳで設定した予め定めた偏磁電流値αを加算して加算信号Ａｄを出力する。位相シフト回路ＦＳは、加算信号Ａｄが入力されるとインバータ周波数に同期し加算信号Ａｄを半周期位相遅れして偏磁電流基準信号Ｅｈとして出力する。
このとき、例えば、変圧器ＩＮＴの１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２として、巻線比（Ｎ２／Ｎ１）の係数、例えば、１／４とし、インバータ電源装置の最大出力電流値を３００Ａとすると、入力電流値は７５Ａになる。そして、例えば、偏磁電流値αを４０Ａにして偏磁電流基準値１１５Ａで偏磁を判別すると、偏磁電流値αの４０Ａが大きいために偏磁が相当進行した状態で判別することになる。

逆に、偏磁電流値αを小さくして２０Ａにし、偏磁電流基準値９５Ａにして偏磁を判別すると、偏磁判別には問題ないが、図１に示す負荷短絡のとき、短絡解除を行う通電電流が抑制されて短絡解除が旨く行かないという問題が発生する。
上記より、偏磁電流値αを３０Ａにすると偏磁が相当に進行しない状態で判別でき、且つ、短絡解除も旨く行くことができる。

図４は、偏磁電流値αを３０Ａとしたときの入力電流値と偏磁電流基準値との関係図であり、入力電流値に応じて偏磁電流基準値が変化することを示している。

図２に示す比較回路ＣＰは、絶対値信号Ｆｗの値と偏磁電流基準値Ｅｈの値とを比較し、絶対値信号Ｆｗの値が偏磁電流基準値Ｅｈより大きいときに、比較信号ＣｐをＨｉｇｈレベルにして出力する。偏磁防止回路ＨＤは、比較信号ＣｐがＨｉｇｈレベルになると偏磁防止信号ＨｄをＨｉｇｈレベルにして出力し、図示省略のインバータ周波数の半周期が終了するまで出力を維持する。そして、反転回路ＩＮは、偏磁防止信号Ｈｄを反転して偏磁判別信号Ｅｐｉとして出力する。

図３は、実施形態１の偏磁判別方法の動作を説明するタイミング図であり、同図（Ａ）は三角波信号Ｏｓｃを示し、同図（Ｂ）は第１のパルス幅変調信号Ｐｗ１を示し、同図（Ｃ）は第２パルス幅変調信号Ｐｗ２示し、同図（Ｄ）は入力電流検出信号Ｉｄを示し、同図（Ｅ）は絶対値信号Ｆｗを示し、同図（Ｆ）はサンプルホールド信号Ｓｈを示し、同図（Ｇ）は偏磁電流基準信号Ｅｈ、同図（Ｈ）は偏磁判別信号Ｅｐｉを示し、同図（ｉ）は第１の出力変調制御信号Ｓｃ１を示し、同図（Ｊ）は第２の出力変調制御信号Ｓｃ２を示す。

次に、実施形態１の偏磁判別の動作について図３及び図４を用いて説明する。
図３に示す時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ２の小電流期間で、図４に示すＣ点の入力電流値（２５Ａ）のとき、図２に示すサンプルホールド回路ＳＨは、第１の出力変調制御信号Ｓｃ１に同期してサンプルホールドを行い、第１の出力変調制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルになる時刻ｔ＝ｔ１１のとき、入力電流値（２５Ａ）をサンプルホールドして図３（Ｆ）に示すサンプルホールド信号Ｓｈとして出力する。

図２に示す加算回路ＡＤは、図３（Ｆ）に示すサンプルホールド信号Ｓｈの値（２５Ａ）に予め定めた偏磁電流値（３０Ａ）を加算して加算信号Ａｄとして出力する。位相シフト回路ＦＳは、加算信号Ａｄが入力されるとインバータ周波数の半周期が終了する時刻ｔ＝ｔ２まで位相シフトして偏磁電流基準値Ｅｈとして出力する。

時刻ｔ＝ｔ２〜ｔ３の小電流期間中に負荷変動により偏磁が発生すると、図３（Ｄ）に示すように、入力電流検出信号Ｉｄの値が急上昇し、例えば、４０Ａになる。そして、比較回路ＣＰは時刻ｔ＝ｔ２１において、同図（Ｅ）に示す絶対値信号Ｆｗの値（４０Ａ）とインバータ周波数の半周期前の偏磁電流基準値Ｅｈの値（５５Ａ）とを比較し、絶対値信号Ｆｗの値が偏磁電流基準値Ｅｃの値より小さいので偏磁判別回路ＥＰＩは偏磁発生が判別できないので偏磁判別信号ＥｐｉをＨｉｇｈレベルにする。

時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ４の中電流期間で、図４に示すＢ点の入力電流値（５０Ａ）のとき、図２に示すサンプルホールド回路ＳＨは、第１の出力変調制御信号Ｓｃ１に同期してサンプルホールドを行い、第１の出力変調制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルになる時刻ｔ＝ｔ３１のとき、入力電流値（５０Ａ）をサンプルホールドして、図３（Ｆ）に示すサンプルホールド信号Ｓｈとして出力する。

加算回路ＡＤは、図３（Ｆ）に示すサンプルホールド信号Ｓｈの値（５０Ａ）に偏磁電流値（３０Ａ）を加算して加算信号Ａｄとして出力する。位相シフト回路ＦＳは、加算信号Ａｄが入力されるとインバータ周波数の半周期が終了する時刻ｔ＝ｔ４まで位相シフトして偏磁電流基準値Ｅｈとして出力する。

時刻ｔ＝ｔ４〜ｔ５の中電流期間中に負荷変動により偏磁が発生すると、図３（Ｄ）に示すように、入力電流検出信号Ｉｄの値が急上昇し、例えば、８０Ａになる。そして、比較回路ＣＰは時刻ｔ＝ｔ４１において、同図（Ｅ）に示す絶対値信号Ｆｗの値（８０Ａ）とインバータ周波数の半周期前の偏磁電流基準値Ｅｈ（８０Ａ）とを比較し、絶対値信号Ｆｗの値が偏磁電流基準値Ｅｈ以上になるので比較回路ＣＰは比較信号ＣｐをＨｉｇｈレベルになり、偏磁防止回路ＨＤは比較信号ＣｐのＨｉｇｈレベルに応じて偏磁防止信号ＨｄをＨｉｇｈレベルにし、時刻ｔ＝ｔ５までＨｉｇｈレベルを維持する。そして、反転回路ＩＮによって偏磁防止信号Ｈｄは反転され、同図（Ｈ）に示す偏磁判別信号ＥｐｉをＬｏｗレベルにする。

図２に示す禁止回路を形成する第２のアンド回路ＡＮＤ２は、偏磁判別信号Ｅｐｉと第２のパルス幅変調信号Ｐｗ２とのアンド論理を行って第２の出力変調制御信号Ｓｃ２を出力し、時刻ｔ＝ｔ４１でＬｏｗレベルになり、これにより、偏磁判別信号が入力された時点から高周波交流の半周期が終了する、時刻ｔ＝ｔ５まで第２の出力変調制御信号Ｓｃ２を禁止して偏磁電流の上昇を抑制し偏磁の解消を行う。

時刻ｔ＝ｔ５〜ｔ６の期間で、図２に示すサンプルホールド回路ＳＨは、第１の出力変調制御信号Ｓｃ１に同期してサンプルホールドを行い、第１の出力変調制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルになる時刻ｔ＝ｔ５１のときの入力電流値（７５Ａ）をサンプルホールドし、図３（Ｆ）に示すサンプルホールド信号Ｓｈとして出力する。

加算回路ＡＤは、サンプルホールド信号Ｓｈの値（７５Ａ）に偏磁電流値（３０Ａ）を加算して加算信号Ａｄとして出力する。位相シフト回路ＦＳは、加算信号Ａｄが入力されるとインバータ周波数の半周期が終了する時刻ｔ＝ｔ６まで位相シフトして偏磁電流基準値Ｅｈとして出力する。

図３に示す、時刻ｔ＝ｔ６〜ｔ７の大電流期間中に負荷の急変により再度偏磁が発生すると、図３（Ｄ）に示すように、入力電流検出信号Ｉｄの値が急上昇し、例えば、１２０Ａになる。そして、比較回路ＣＰは時刻ｔ＝ｔ６１において、同図（Ｅ）に示す絶対値信号Ｆｗの値（１２０Ａ）とインバータ周波数の半周期前の偏磁電流基準値Ｅｈの値（１０５Ａ）とを比較し、絶対値信号Ｆｗの値（１２０Ａ）が偏磁電流基準値Ｅｈ（１０５Ａ）以上になるので比較回路ＣＰは比較信号ＣｐをＨｉｇｈレベルにし、偏磁防止回路ＨＤは比較信号ＣｐのＨｉｇｈレベルに応じて偏磁防止信号ＨｄをＨｉｇｈレベルにし、時刻ｔ＝ｔ７までＨｉｇｈレベルを維持する。そして、反転回路ＩＮによって偏磁防止信号Ｈｄは反転され、同図（Ｈ）に示す偏磁判別信号ＥｐｉをＬｏｗレベルにする。

図２に示す禁止回路を形成する第２のアンド回路ＡＮＤ２は、偏磁判別信号Ｅｐｉと第２のパルス幅変調信号Ｐｗ２とのアンド論理を行って第２の出力変調制御信号Ｓｃ２を出力し、時刻ｔ＝ｔ６１でＬｏｗレベルになり、これにより偏磁判別信号が入力された時点から高周波交流の半周期が終了する時刻ｔ＝ｔ７までは第２の出力変調制御信号Ｓｃ２を禁止して偏磁電流の上昇を抑制し偏磁解消を行って第２のスイッチング素子ＴＲ２、第３のスイッチング素子ＴＲ３が破損するのを防止する。

また、入力電流値をサンプルホールドするタイミングとして、例えば、第１の出力変調制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルのときに行っているが、第１の出力変調制御信号Ｓｃ１の出力期間中の中間時点でサンプルホールドしても良い。

上述より、入力電流値に予め定めた偏磁電流値を加算して偏磁電流基準値を算出し、この算出した偏磁電流基準値に基づいて偏磁を判別すると、偏磁が相当に進行する前に偏磁判別が可能となり、偏磁の初期段階で偏磁防止処理を行うことができるので、偏磁の解消が早くなりインバータ回路のスイッチング素子の過電流による劣化又は破損からの保護が可能になる。

実施形態２についての説明。
インバータ電源装置において、直流リアクトルに閉ループの特性を有する直流リアクトルが一般的に使用されている。そして、閉ループの特性を有する直流リアクトルでは、出力電流値が大きいときにインダクタンス値が小さくなり、逆に、出力電流値が小さいときにインダクタンス値が大きくなる。
よって、出力電流値が大きいとき、直流リアクトルのインダクタンス値が小さいために変圧器の入力電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）が大きく、偏磁が発生したとき変圧器の入力電流が大きく変化する。逆に、出力電流値が小さいときに、直流リアクトルのインダクタンス値が大きいために変圧器の入力電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）が小さく、偏磁が発生したときに変圧器の入力電流の変化が小さくなる。

上記より、出力電流値が大きいときに偏磁を判別する偏磁電流値を大きくし、逆に、出力電流値が小さいときに偏磁を判別する偏磁電流値を小さくすることで、偏磁の判別精度が大きく向上する。

図７は、入力電流値と偏磁電流基準値との関係図であり、入力電流値に応じて偏磁電流値αが変化することを示している。

図５は、実施形態２の偏磁判別回路の詳細図である。同図において、実施形態１に示す図２の偏磁判別回路の詳細図と同一符号の構成物は、同一動作を行うので説明は省略し符号の相違する構成物についてのみ説明する。

図５に示す入力電流対応偏磁電流基準生成回路ＥＨＩは、サンプルホールド回路ＳＨ、出力電流対応偏磁電流設定回路ＥＩ、加算回路ＡＤ及び位相シフト回路ＦＳで形成される。

サンプルホールド回路ＳＨは、絶対値信号Ｆｗの値を第１の出力変調制御信号Ｓｃ１及び第２の出力変調制御信号Ｓｃ２に同期してサンプルホールドしてサンプルホールド信号Ｓｈとして出力する。

入力電流対応偏磁電流設定回路ＥＩは、図７に示すように入力電流値に応じて偏磁電流値αが変化する。加算回路ＡＤは、サンプルホールド信号Ｓｈの値に入力電流対応偏磁電流設定回路ＥＩで設定された偏磁電流値αを加算して加算信号Ａｄとして出力する。

図６は、実施形態２の偏磁判別方法の動作を説明するタイミング図であり、同図（Ａ）は三角波信号Ｏｓｃを示し、同図（Ｂ）は第１のパルス幅変調信号Ｐｗ１を示し、同図（Ｃ）は第２パルス幅変調信号Ｐｗ２示し、同図（Ｄ）は入力電流検出信号Ｉｄを示し、同図（Ｅ）は絶対値信号Ｆｗを示し、同図（Ｆ）はサンプルホールド信号Ｓｈを示し、同図（Ｇ）は偏磁電流基準信号Ｅｈ、同図（Ｈ）は偏磁判別信号Ｅｐｉを示し、同図（ｉ）は第１の出力変調制御信号Ｓｃ１を示し、同図（Ｊ）は第２の出力変調制御信号Ｓｃ２を示す。

次に、実施形態２の偏磁判別の動作について図５から図７を用いて説明する。
図６に示す時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ２の小電流期間で、図７に示すＣ点の入力電流値（２５Ａ）のとき、図５に示すサンプルホールド回路ＳＨは、第１の出力変調制御信号Ｓｃ１に同期してサンプルホールドを行い、第１の出力変調制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルになる時刻ｔ＝ｔ１１のときの入力電流値（２５Ａ）をサンプルホールドし、図３（Ｆ）に示すサンプルホールド信号Ｓｈとして出力する。そして、図５に示す加算回路ＡＤは、図６（Ｆ）に示すサンプルホールド信号Ｓｈの値（２５Ａ）に、出力電流対応偏磁電流設定回路ＥＩによってインバータ周波数の半周期前の入力電流値に応じて生成される偏磁電流値（例えば、４Ａ）を加算して加算信号Ａｄとして出力し、位相シフト回路ＦＳは、加算信号Ａｄが入力されるとインバータ周波数の半周期が終了する時刻ｔ＝ｔ２まで位相シフトして偏磁電流基準値Ｅｈ（２９Ａ）として出力する。

時刻ｔ＝ｔ２〜ｔ３の小電流期間中に負荷変動により偏磁が発生すると、図６（Ｄ）に示すように、入力電流検出信号Ｉｄの値が急上昇し、例えば、４０Ａになる。そして、比較回路ＣＰは時刻ｔ＝ｔ２１において、同図（Ｅ）に示す絶対値信号Ｆｗの値（４０Ａ）とインバータ周波数の半周期前の偏磁電流基準値Ｅｈの値（２９Ａ）とを比較し、絶対値信号Ｆｗの値が偏磁電流基準値Ｅｈの値より大きいので比較回路ＣＰは比較信号ＣｐをＨｉｇｈレベルにし、偏磁防止回路ＨＤは、比較信号ＣｐのＨｉｇｈレベルに応じて偏磁防止信号ＨｄをＨｉｇｈレベルにし、時刻ｔ＝ｔ３までＨｉｇｈレベルを維持する。そして、反転回路ＩＮによって偏磁防止信号Ｈｄは反転され、同図（Ｈ）示す偏磁判別信号ＥｐｉをＬｏｗレベルにする。

禁止回路を形成する第２のアンド回路ＡＮＤ２は、偏磁判別信号Ｅｐｉと第２のパルス幅変調信号Ｐｗ２とのアンド論理を行って第２の出力変調制御信号Ｓｃ２を出力し、時刻ｔ＝ｔ２１でＬｏｗレベルになり、これにより、これにより、偏磁判別信号が入力された時点から高周波交流の半周期が終了する、時刻ｔ＝ｔ３まで第２の出力変調制御信号Ｓｃ２の出力を禁止し偏磁電流の上昇を抑制して偏磁解消を行う。

時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ４の中電流期間で、図７に示すＢ点の入力電流値（５０Ａ）のとき、図５に示すサンプルホールド回路ＳＨは、第１の出力変調制御信号Ｓｃ１に同期してサンプルホールドを行い、第１の出力変調制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルになる時刻ｔ＝ｔ３１のときの入力電流値（５０Ａ）をサンプルホールドし、図６（Ｆ）に示すサンプルホールド信号Ｓｈとして出力する。そして、図５に示す加算回路ＡＤは、図６（Ｆ）に示すサンプルホールド信号Ｓｈの値（５０Ａ）に、出力電流対応偏磁電流設定回路ＥＩによって入力電流値に応じて生成される偏磁電流値（１０Ａ）を加算して加算信号Ａｄとして出力し、位相シフト回路ＦＳは、加算信号Ａｄが入力されるとインバータ周波数の半周期が終了する時刻ｔ＝ｔ４まで位相シフトして偏磁電流基準値Ｅｈ（６０Ａ）として出力する。

図６に示す、時刻ｔ＝ｔ４〜ｔ５の中電流期間中に負荷変動により偏磁が発生すると、図６（Ｄ）に示すように、入力電流検出信号Ｉｄの値が急上昇し、例えば、８０Ａになる。そして、時刻ｔ＝ｔ４１において、同図（Ｅ）に示す絶対値信号Ｆｗの値（８０Ａ）と偏磁電流基準生成回路ＥＨで生成したインバータ周波数の半周期前の偏磁電流基準値Ｅｈ（６０Ａ）とを比較し、同図（Ｅ）に示す絶対値信号Ｆｗの値（８０Ａ）が偏磁電流基準値Ｅｈ（６０Ａ）以上になるので比較回路ＣＰは比較信号ＣｐをＨｉｇｈレベルにし、偏磁防止回路ＨＤは比較信号ＣｐのＨｉｇｈレベルに応じて偏磁防止信号ＨｄをＨｉｇｈレベルにし、時刻ｔ＝ｔ５までＨｉｇｈレベルを維持する。そして、反転回路ＩＮによって偏磁防止信号Ｈｄは反転され、同図（Ｈ）に示す偏磁判別信号ＥｐｉをＬｏｗレベルにする。

禁止回路を形成する第２のアンド回路ＡＮＤ２は、偏磁判別信号Ｅｐｉと第２のパルス幅変調信号Ｐｗ２とのアンド論理を行って第２の出力変調制御信号Ｓｃ２を出力し、時刻ｔ＝ｔ４１でＬｏｗレベルになり、これにより、これにより、偏磁判別信号が入力された時点から高周波交流の半周期が終了する、時刻ｔ＝ｔ５まで第２の出力変調制御信号Ｓｃ２を禁止して偏磁電流の上昇を抑制し偏磁の解消を行う。

時刻ｔ＝ｔ５〜ｔ６の期間で、図５に示すサンプルホールド回路ＳＨは、第１の出力変調制御信号Ｓｃ１に同期してサンプルホールドを行い、第１の出力変調制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルになる時刻ｔ＝ｔ５１のときの入力電流値（７５Ａ）をサンプルホールドし、図６（Ｆ）に示すサンプルホールド信号Ｓｈとして出力する。

加算回路ＡＤは、サンプルホールド信号Ｓｈの値（７５Ａ）に偏磁電流値（２０Ａ）を加算して加算信号Ａｄとして出力する。位相シフト回路ＦＳは、加算信号Ａｄが入力されるとインバータ周波数の半周期が終了する時刻ｔ＝ｔ６まで位相シフトして偏磁電流基準値Ｅｈ（９５Ａ）として出力する。

図６に示す、時刻ｔ＝ｔ６〜ｔ７の大電流期間中に負荷の急変により再度偏磁が発生すると、図６（Ｄ）に示すように、入力電流検出信号Ｉｄの値が急上昇し、例えば、１２０Ａになる。そして、時刻ｔ＝ｔ６１において、同図（Ｅ）に示す絶対値信号Ｆｗの値（１２０Ａ）と偏磁電流基準生成回路ＥＨで生成したインバータ周波数の半周期前の偏磁電流基準値Ｅｈ（９５Ａ）とを比較し。同図（Ｅ）に示す絶対値信号Ｆｗの値（１２０Ａ）が偏磁電流基準値Ｅｈ（９５Ａ）以上になるので比較回路ＣＰは比較信号ＣｐをＨｉｇｈレベルにし、偏磁防止回路ＨＤは比較信号ＣｐのＨｉｇｈレベルに応じて偏磁防止信号ＨｄをＨｉｇｈレベルにし、時刻ｔ＝ｔ７までＨｉｇｈレベルを維持する。そして、反転回路ＩＮによって偏磁防止信号Ｈｄは反転され、同図（Ｆ）に示す偏磁判別信号ＥｐｉをＬｏｗレベルにする。
そして、以後は上述と同一動作を行う。

上述より、偏磁電流値をインバータ周波数の半周期前の入力電流値に基づいて生成するので、出力電流値が小さいときに発生する偏磁に対して偏磁発生の判別が可能となり、偏磁の解消時間が短くなり、インバータ回路を形成するスイッチング素子に流れる過電流が素早く抑制でき、保護協調の精度が大きく向上する。

１ 負荷
ＡＤ 加算回路
ＡＮＤ１ 第１のアンド回路
ＡＮＤ２ 第２のアンド回路
Ｃ１ 平滑コンデンサ
ＣＰ 比較回路
Ｃｐ 比較信号
ＤＫ インバータ駆動回路
Ｄｋ１ 第１のインバータ駆動信号
Ｄｋ２ 第２のインバータ駆動信号
Ｄｋ３ 第３のインバータ駆動信号
Ｄｋ４ 第４のインバータ駆動信号
ＤＣＬ 直流リアクトル
ＤＲ１ １次整流回路
ＤＲ２ ２次整流回路
ＥＨ 偏磁電流基準生成回路
ＥＩ 入力電流対応偏磁電流設定回路
ＥＨＩ 入力電流対応偏磁電流基準生成回路
ＥＰ 偏磁判別回路
Ｅｐ 偏磁判別信号
ＥＰＩ 偏磁判別回路
Ｅｐｉ 偏磁判別信号
ＥＩ 誤差増幅回路
Ｅｉ 誤差増幅信号
ＥＳ 偏磁電流設定回路
ＦＷ 絶対値回路
Ｆｗ 絶対値信号
ＦＳ 位相シフト回路
ＨＤ 偏磁防止回路
Ｈｄ 偏磁防止信号
ＩＤ 入力電流検出回路
Ｉｄ 入力電流検出信号
ＩＮ 反転回路
ＩＮＴ 主変圧器
ＩＲ 出力電流設定回路
Ｉｒ 出力電流設定信号（出力電流設定値）
ＩＲＥＦ 電流基準回路
Ｉｒｅｆ 電流基準信号
ＯＤ 出力電流検出回路
Ｏｄ 入力電流検出信号
ＯＳＣ 三角波発生回路
Ｏｓｃ 三角波発生信号
ＰＷＭ パルス幅変調回路
Ｐｗ１ 第１のパルス幅変調信号
Ｐｗ２ 第２のパルス幅変調信号
ＳＣ 出力変調制御回路
Ｓｃ１ 第１の出力変調制御
Ｓｃ２ 第１の出力変調制御
ＴＲ１ 第１のスイッチング素子
ＴＲ２ 第２のスイッチング素子
ＴＲ３ 第３のスイッチング素子
ＴＲ４ 第４のスイッチング素子

Claims (2)

1. 直流電源を複数個のスイッチング素子によって高周波交流に変換するインバータ回路と、前記高周波交流を負荷に適した電圧に変圧する変圧器と、前記変圧器の入力電流値を検出する入力電流検出回路と、前記変圧された高周波交流を整流して負荷に供給する整流回路と、前記整流された出力電流値を検出する出力電流検出回路と、前記出力電流値に応じて前記インバータ回路を出力変調制御する出力変調制御回路と、前記変圧器の入力電流値が予め定めた偏磁電流基準値以上になると前記変圧器の偏磁と判別して偏磁判別信号を出力する偏磁判別回路と、前記偏磁判別信号が入力された時点から予め定めたインバータ周波数の半周期が終了するまで前記出力変調制御を禁止し前記インバータ回路のスイッチング素子をオフ状態に変化させる禁止回路と、を備えたインバータ電源装置において、前記偏磁電流基準値を生成する偏磁電流基準生成回路を設け、前記偏磁電流基準生成回路は、前記変圧器の入力電流値を前記インバータ周波数の半周期ごとにサンプルホールドすると共に前記サンプルホールドした値に予め定めた偏磁電流値を加算して前記半周期ごとの偏磁電流基準値を生成し、前記偏磁判別回路は、前記入力電流値と前記半周期前の偏磁電流基準値とを比較する、ことを特徴とするインバータ電源装置。
2. 前記偏磁電流値を、前記半周期前の入力電流値に基づいて変化させる、ことを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置。

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