JP2009050081A - 直流−直流変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡易な構成でありながら変圧器に生じる偏磁を抑制することができる直流−直流変換装置を提供する。
【解決手段】直流を交流に変換するインバータから出力される交流を変圧して出力する変圧器と、この変圧器から出力される交流を直流に変換するコンバータから出力された直流の出力電圧値を検出する電圧検出部と、コンバータから出力される電圧の電圧指令値を与える電圧指令部と、電圧検出部が検出したコンバータの出力電圧値と電圧指令部から与えられた電圧指令値との差分値を求める誤差増幅部から出力された差分値を受けて、インバータの出力電圧を調整するオンオフ制御部とを具備し、電圧検出部からオンオフ制御部に至る経路に介装されて、インバータから出力される交流の周波数と等しい周波数成分の信号を除去する帯域除去フィルタを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流−直流変換装置に係り、特に一次側（電源側）と二次側（負荷側）とが変圧器によって絶縁された絶縁型直流−直流変換装置において、変圧器に生じる偏磁を抑制するに好適な直流−直流変換装置に関する。

従来、半導体スイッチング素子を用いて、入力された直流電圧を異なる直流電圧に変換して出力する直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）がある。このＤＣ−ＤＣコンバータの一種として一次側（電源側）と二次側（負荷側）とが変圧器によって絶縁された絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが知られている（例えば、特許文献１を参照）。
図３には、半導体スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用いて構成した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す。この絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、２つのＭＯＳＦＥＴのうち、一方のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１またはＱ３）のソースと、他方のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２またはＱ４）のドレインを接続して構成した直列回路が２組並列に接続されてインバータ１を構成する。
オンオフ制御部３は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ４）をそれぞれオンにする一方、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２，Ｑ３）をそれぞれオフにする状態（第１の状態）と、このオンとオフを入れ替えた状態（第２の状態）、およびすべてのＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）をオフする状態（第３の状態）を作る。そしてオンオフ制御部３は、第１〜第３の状態を高速で切り替え、直流電源２の直流を高周波の交流（矩形波）に変換し、この交流が変圧器Ｔの一次巻線Ｔ１に印加されるように制御する。このように制御することで変圧器Ｔの二次巻線Ｔ２には、一次巻線Ｔ１に与えられた矩形波に従う電圧（交流）が生じる。

一方、二次巻線Ｔ２には、この二次巻線Ｔ２に生じた交流を整流する四個のダイオード（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４）からなるダイオードブリッジ４が接続されている。このダイオードブリッジ４の出力は、脈流であるため、負荷５に直列および並列に接続された直流リアクトルＬおよびコンデンサＣからなる平滑回路６によって平滑される。
そうしてオンオフ制御部３は、上記第１〜第３の状態を高速で切り替えると共に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）のオン期間とオフ期間の比率を制御することによって負荷５に印加される直流電圧値を調整する。
より具体的にオンオフ制御部３の制御動作について説明する。負荷５に与える直流電圧の所望値は、予め電圧指令部７に設定される。そして負荷５に印加された直流電圧、すなわちＤＣ−ＤＣコンバータの直流出力電圧値は、電圧検出部８によって検出される。そして電圧検出部８が検出したＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧値と電圧指令部７に予め設定された所望の電圧指令値とが誤差増幅部９に与えられる。誤差増幅部９は、出力電圧値と、電圧指令値との差分値に応じたパルス幅指令値を出力する。この誤差増幅部９には、例えばＰＩ調節器やＰＩＤ調節器が用いられる。
誤差増幅部９から出力されたパルス幅指令値は、オンオフ制御部３に与えられる。オンオフ制御部３は、このパルス幅指令値に従い、変圧器Ｔの一次巻線Ｔ１に印加される電圧の正負（前記第１の状態および第２の状態）が交互になるよう各スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）のオンオフ時間（パルス幅）を制御する。このパルス幅の制御方法としては、誤差増幅部９から出力されるパルス幅指令値と所定周期の三角波とを比較し、パルス幅指令値が大きいときに電圧を発生する、いわゆる三角波比較方式がよく知られている。

例えば図４は、誤差増幅部９から出力されるパルス幅指令値と、オンオフ制御部３が各スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）に与えるパルス信号、および変圧器Ｔの一次側に与えられる一次電圧との関係を示した一例である。
図４（ａ）に示すように誤差増幅部９から出力されるパルス幅指令値のレベルが高くなると、オンオフ制御部３が各スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）のゲートに与えるオンのパルス幅（オン時間）は、図４（ｂ），（ｃ）に示したように長くなる一方、パルス幅指令値のレベルが低くなると、オンのパルス幅は、短くなる。このため変圧器Ｔの一次巻線に印加される一次電圧は、図４（ｄ）に示されるようにパルス幅指令値に従ってパルス幅が変化する。
このようにして制御されるＤＣ−ＤＣコンバータの変圧器Ｔには、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）の特性の違い、オンオフ制御部３から各ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）に与えられるオンオフ時間の伝達遅延時間のばらつき、制御の不安定性等の要因によって意図しない直流電圧成分が印加されることがある。
変圧器Ｔに直流電圧成分が印加されると、変圧器Ｔは偏励磁され、さらに甚だしい場合は磁気飽和に至る。変圧器Ｔが磁気飽和すると負荷５に正常に電力を伝達できないだけでなく、変圧器Ｔは、ほぼ短絡に等しい状態になる。このためＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）に過電流が流れ、これらの素子を損傷する原因にもなり得る。

ちなみに変圧器Ｔに偏磁が発生する要因のうち、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）の特性の違い、オンオフ制御部３からの伝達時間のばらつきは、一般にあまり大きくない。このため、この要因による偏磁は、回路損失等により抑制されることが多い。しかしながら負荷急変等によってオンオフ制御部３から出力されるパルス幅の制御が不安定になると、変圧器Ｔに与えられる正極性（例えば上記第１の状態）または負極性（例えば上記第２の状態）のオン時間またはオフ時間が極端に異なることがあり、それゆえ変圧器Ｔは偏磁から磁気飽和に至る場合もある。
このような変圧器の偏磁防止手段を組み込んだＨブリッジ昇圧回路が提唱されている（例えば、特許文献２を参照）。これは変圧器の一次巻線に接続される電流路に偏磁防止用のコンデンサを直列に介装し、変圧器に印加される直流成分を除去し、変圧器に生じる偏磁を防止するものである。この偏磁防止用のコンデンサは、図３において変圧器Ｔの一次巻線Ｔ１の一端と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）との接続点に介装されているコンデンサＣ_Cが相当する。
特開９−１６８２７８号公報 特開平１１−９８８３５号公報

しかしながら、変圧器Ｔの一次側に偏磁防止用のコンデンサＣ_Cを直列に介装した場合、このコンデンサＣ_Cには、変圧器Ｔの一次側に流れる一次電流と等しい大電流が流れることになる。このためコンデンサＣ_Cは、比較的大形のものが必要となり、ＤＣ−ＤＣコンバータの小形化、低価格化の妨げになるという問題がある。特に回路電圧が例えば１００Ｖ以下の比較的低い電圧のＤＣ−ＤＣコンバータは、電圧の高いＤＣ−ＤＣコンバータに比べると同一電力に対して一次電流が多くなる。また高周波交流を通電可能なコンデンサは、一般に２５０Ｖ以上の耐圧を持つものが大部分である。こられのことから偏磁防止用のコンデンサＣ_Cには、過剰な耐圧のものを使わざるを得ないという問題があった。このため偏磁防止用のコンデンサＣ_Cは、ＤＣ−ＤＣコンバータの小形化、低価格化を妨げる要因にもなっている。
あるいは変圧器に生じる偏磁を検出し、これを抑制制御する方法も種々提案されているものの、この抑制制御には、複雑な制御回路や検出器が必要であり、特に小容量のＤＣ−ＤＣコンバータには、適用することが困難であるという問題がある。
ところで変圧器Ｔに偏磁が生じる要因について図３に示した従来のＤＣ−ＤＣコンバータを取り上げてより詳細に検討してみる。図５（ａ）に示されるように誤差増幅部９から出力されるパルス幅指令値に変圧器Ｔの一次側に印加される一次電圧と同じ周波数成分が存在していた場合、オンオフ制御部３からインバータ１に与えられるパルス幅は、正、負、正、負のそれぞれで、広、狭、広、狭となる。このためインバータ１から出力されて変圧器Ｔの一次巻線Ｔ１に与えられる一次電圧は、例えば図５（ｂ）に示すように正（＋）極性の時間に比べて負（−）の極性の時間が短い。このため一次電圧の平均値（平均電圧）が０にならず変圧器Ｔに直流成分が印加される。

しかし変圧器の一次側に印加される電圧に基本波の１／２の周波数の成分、すなわち周期が２倍の成分が存在していた場合、オンオフ制御部３から出力されるパルス幅は、正、負、正、負のそれぞれで、広、広、狭、狭となる。この場合、平均値が０になるので直流成分は生じない。同じように周期が３倍、４倍・・・の成分がたとえパルス幅指令値に存在していたとしても、いずれも平均値は０となり直流分は生じない。
つまり変圧器Ｔに偏磁が発生する原因は、変圧器の一次側に印加される一次電圧と同一の周波数成分であることが理解される。
本発明は、このような知見に基づいてなされたもので、その目的とするところは、簡易な構成でありながら変圧器に発生する偏磁を抑制することができる直流−直流変換装置を提供することにある。

上述した目的を達成するべく本発明の直流−直流変換装置は、直流を交流に変換するインバータと、このインバータから出力される交流を変圧して出力する変圧器と、この変圧器から出力される交流を直流に変換するコンバータと、このコンバータから出力された直流の出力電圧値を検出する電圧検出部と、前記コンバータから出力される電圧の電圧指令値を与える電圧指令部と、前記電圧検出部が検出した前記コンバータの出力電圧値と前記電圧指令部から与えられた電圧指令値との差分値を求め、この差分値に応じたパルス幅指令値を出力する誤差増幅部と、この誤差増幅部から出力されたパルス幅指令値を受けて、前記インバータの出力電圧を調整するオンオフ制御部とを具備し、特に前記コンバータから前記電圧検出部までの間、前記電圧検出部から前記誤差増幅部までの間、および前記誤差増幅部から前記オンオフ制御部までの間の少なくとも１箇所に前記インバータから出力される交流の周波数と等しい周波数成分の信号を除去する帯域除去フィルタを備えることを特徴としている。
上述の直流−直流変換装置は、電圧検出部からオンオフ制御部に至る制御ループ内に介装した帯域除去フィルタによって変圧器に偏磁が生じる原因となる変圧器一次電圧と同じ周波数成分を除去し、変圧器の偏励磁を抑制する。

本発明の直流−直流変換装置によれば、電圧検出部からオンオフ制御部に至る経路にインバータから出力される交流の周波数と等しい周波数成分の信号を除去する帯域除去フィルタを介装しているので、偏磁防止用のコンデンサが不要となり、ＤＣ−ＤＣコンバータの小形化、低価格化を図ることができるという優れた効果を奏し得る。

以下、図１および図２の図面を参照しながら本発明の一実施形態に係る直流−直流変換装置について説明する。なお、図１、図２は本発明の一実施形態を説明するためのものであって、これらの図面によって本発明が限定されるものではない。また、図３に示す従来の実施形態と同一の構成要素には、同符号を付してその説明を略述する。
図１は、本発明の一実施形態に係る直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）である。本発明が図３に示す従来の実施形態と異なるところは、変圧器Ｔの一次巻線Ｔ１に介装されていた偏磁防止用のコンデンサＣ_Cを排除した点、コンバータ（ダイオードブリッジ４）から電圧検出部８までの間、電圧検出部８から誤差増幅部９までの間、および誤差増幅部９からオンオフ制御部３までの間の少なくとも１箇所に前記インバータから出力される交流の周波数と等しい周波数成分の信号を除去する帯域除去フィルタ１０を介装した点にある。
この帯域除去フィルタ１０は、バンド・エリミネーション・フィルタまたはノッチ・フィルタと呼ばれるもので、変圧器Ｔの一次巻線Ｔ１に印加される一次電圧と同一の周波数成分に対してのみ大きな減衰特性を示す。ちなみに帯域除去フィルタ１０は、よく知られているように例えば抵抗器、コンデンサ数個による簡単な回路で構成することができる。

さて変圧器Ｔに偏磁が生じるのは、前述したように電圧検出部８とオンオフ制御部３との間の制御ループに変圧器Ｔの一次側に印加される一次電圧と同一の周波数成分が存在したときである。
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、誤差増幅部９とオンオフ制御部３との間に変圧器Ｔの一次側に印加される一次電圧と同一の周波数成分を除去する帯域除去フィルタ１０が介装されているので変圧器Ｔに生じる偏磁を抑制することができる。
つまり誤差増幅部９からオンオフ制御部３との間に帯域除去フィルタ１０を介装した場合、図２（ａ）に示されるように帯域除去フィルタ１０がないときに比べてパルス幅指令値は、一定の値となり、図２（ｂ）に示すように変圧器Ｔの一次側に印加される一次電圧の平均値は零になる。すなわち変圧器Ｔの一次巻線Ｔ１には、直流成分が印加されない。このため変圧器Ｔが偏励磁されない。
一方、帯域除去フィルタ１０がないときは、例えば図２（ｃ）に示されるように正（＋）極性の時間に比べて負（−）の極性の時間が短くなり一次電圧の平均値（平均電圧）が０にならない。このため変圧器Ｔの一次巻線Ｔ１には、直流成分が印加される。このためへ変圧器Ｔは、偏励磁される。

もちろんパルス幅指令値に基本波の２倍以上の周期の高調波成分が存在していたとしても、前述したように変圧器Ｔの一次巻線Ｔ１に印加される電圧の平均値は０になり直流成分は生じない。
したがって本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、誤差増幅部９とオンオフ制御部３との間に帯域除去フィルタ１０を介装し、インバータ１から出力される交流の周波数と等しい周波数成分の信号を除去しているので、変圧器Ｔに与えられる直流電圧成分を除去し、変圧器Ｔに生じる偏磁を効果的に抑制することができる。
なお、上述した実施例は、誤差増幅部９とオンオフ制御部３との間に帯域除去フィルタ１０を介装した例を示したが、制御ループ内（ダイオードブリッジ４から電圧検出部８までの間、電圧検出部８から誤差増幅部９までの間、および誤差増幅部９からオンオフ制御部３までの間）であれば、帯域除去フィルタ１０の挿入位置が限定されるものではない。
したがって、電圧検出部８からオンオフ制御部３に至る回路がＩＣ（集積回路として例えば市販されているＩＣ）で構成され、誤差増幅部９とオンオフ制御部３との間に帯域除去フィルタ１０が介装できない場合であっても、例えばそのＩＣの入力側（電圧検出部側）に上述した特性を備える帯域除去フィルタ１０を介装すれば変圧器Ｔの偏励磁を防止することができる等の実用上多大なる効果を奏する。

尚、本発明の直流−直流変換装置は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加えてもかまわない。

本発明の一実施形態に係る直流−直流変換装置の概略構成を示す回路ブロック図。 図１に示す直流−直流変換装置のパルス幅指令値と変圧器の一次側に与えられる一次電圧の関係を従来の直流−直流変換装置と比較した図。 従来の直流−直流変換装置の概略構成を示す回路ブロック図。 図３に示す直流−直流変換装置におけるパルス幅指令値、オンオフ制御部がＭＯＳＦＥＴのゲートに与えるゲートパルス信号および変圧器の一次側に与えられる一次電圧の関係を示す図。 図３に示す直流−直流変換装置におけるパルス幅指令値に変圧器の一次側に与えられる交流の周波数成分が含有されていたときの一次電圧の波形を例示した図。

符号の説明

１ インバータ
２ 直流電源
３ オンオフ制御部
４ ダイオードブリッジ
５ 負荷
６ 平滑回路
７ 電圧指令部
８ 電圧検出部
９ 誤差増幅部
１０ 帯域除去フィルタ

Claims (1)

1. 直流を交流に変換するインバータと、
   このインバータから出力される交流を変圧して出力する変圧器と、
   この変圧器から出力される交流を直流に変換するコンバータと、
   このコンバータから出力された直流の出力電圧値を検出する電圧検出部と、
   前記コンバータから出力される電圧の電圧指令値を与える電圧指令部と、
   前記電圧検出部が検出した前記コンバータの出力電圧値と前記電圧指令部から与えられた電圧指令値との差分値を求め、この差分値に応じたパルス幅指令値を出力する誤差増幅部と、
   この誤差増幅部から出力されたパルス幅指令値を受けて、前記インバータの出力電圧を調整するオンオフ制御部と
   を具備した直流−直流変換装置であって、
   前記コンバータから前記電圧検出部までの間、前記電圧検出部から前記誤差増幅部までの間、および前記誤差増幅部から前記オンオフ制御部までの間の少なくとも１箇所に前記インバータから出力される交流の周波数と等しい周波数成分の信号を除去する帯域除去フィルタを備えることを特徴とする直流−直流変換装置。

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