JP2006254636A - 単相電力変換装置及び三相電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、交流電力に含まれる直流成分を抑制する。
【解決手段】 直流電力を変換器２で交流電力に変換し、インダクタ３を介して出力端子ｕ１，ｕ２に供給する。変換器２から出力される出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）と、目標電流生成手段１１０から出力される出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）の目標値としての目標電流ｊ（ｔ）との誤差Δ（ｔ）に基いて、変換器２を制御し、さらに、電圧検出手段１８を用いて出力端子間電圧ｖ（ｔ）に含まれる直流成分Ｖ_Ｄを検出し、直流成分抑制手段８で目標電流ｊ（ｔ）を補正することにより、直流成分Ｉ_Ｄを抑制する。
【選択図】 図１

Description

本発明は単相電力変換装置及び三相電力変換装置に関する。詳しくは、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置において、出力端子間電圧から直流成分を抽出して目標電流を補正することにより、交流電力に含まれる直流成分を抑制する単相電力変換装置及び三相電力変換装置に関する。

電力変換装置には、変換器と負荷とを絶縁するため、あるいは変換器の出力を負荷の系統電圧に合致させるために変圧器を有するものが多い。一方、制御系の温度ドリフトやオフセットのずれなどによって、負荷側の変圧器の入力電圧に直流成分が含まれると、その直流成分により変圧器の鉄心が一方向に磁化してしまい、磁束分布が偏る偏磁が発生する。これにより、変圧器の励磁インダクタンスが極端に減少し、過大な励磁電流が流れる、出力電圧が歪む、変圧器の局部加熱、電磁騒音の増加などが生じて、電力変換装置が供給する交流電力が不安定になるという問題があった。

このような問題を解決する方法として、例えば、変圧器の一次側に、可飽和リアクトルおよび鎖交磁束数に比例した励磁電流を流すリアクトルを並列接続し、リアクトルに流れる励磁電流から直流成分を検出し、変換器のインバータ制御回路の制御に還元して変圧器の偏磁を補償する直流成分抑制方法が開示されている。変換器から出力される交流電力に直流成分が含まれていないときは、リアクトルに正負対象の電流が流れ、リアクトルに流れる電流を積分する演算増幅器の出力には直流成分が発生しない。しかし、直流成分が含まれているときは、リアクトルには正負非対称の電流が流れ、演算増幅器の出力には磁気飽和量に比例した直流成分が検出されるので、可飽和リアクトルおよびリアクトルの励磁電流の正負非対称のピーク値を検出し、積分回路にて１周期積分して磁気飽和量に比例した直流成分を検出して、変圧器の偏磁を補償している。（例えば、特許文献１，２参照）

他方、電力変換装置の電流制御方法として、目標電流生成手段にて目標電流を生成し、出力電流を目標電流に追従させるように変換器のＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行なう誤差追従式交流電流制御方式が発明者達により提案されている。（例えば、非特許文献１，２参照）

図１１に、誤差追従式交流電流制御方式を採用する単相電力変換装置の回路構成例を示す。１は直流電力を供給する直流電源１（起電圧Ｅ_Ｂ）である。主回路１００は、主として、直流電源１から供給される直流電力を交流電力に変換する変換器２と、変換器２からインダクタ３（インダクタンス成分Ｌ_Ｐ）を通して出力端子ｕ１，ｕ２に電流を流す配線ａ１，ａ２と、インダクタ３と出力端子ｕ１，ｕ２の間で、かつ、出力端子ｕ１，ｕ２間（配線ａ１，ａ２間）に接続されたフィルタ回路５とから構成される。フィルタ回路５は抵抗Ｒ_ＦとコンデンサＣ_Ｆを直列接続した回路であり、変換器２で生成した交流電力に含まれるスイッチング周波数成分を除去する。変換器２は、パワーデバイス（半導体スイッチ素子）で構成されたフルブリッジ回路を有する。半導体スイッチ素子として、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）を使用できる。なお、４は出力端子ｕ１，ｕ２間に接続される負荷である。

１８は出力端子間電圧として、フィルタ回路５と配線ａ１，ａ２との接続点間に印加されるフィルタ電圧ｖ（ｔ）を検出する電圧検出手段である。１９は変換器２からインダクタ３に流れる出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）を検出する第１の電流検出手段である。７は出力端子ｕ１，ｕ２から負荷４に流れる負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）を検出する第２の電流検出手段である。出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）は変換器２の近傍の配線ａ１又はａ２から検出され、負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）は出力端子ｕ１又はｕ２近傍の配線ａ１又はａ２から検出される。インダクタ３は出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）を電流制御するために使用される。１７は変換器２を制御するＰＷＭ（パルス幅変調）制御手段（変換器制御手段）であり、変換器２の複数の半導体スイッチ素子のゲートにパルスでオンオフ信号を供給して制御する。出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）の制御は、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御手段１７でのゲートコントロールにより行われる。

１１０は目標電流生成手段であり、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）の目標値としての目標電流ｊ（ｔ）を演算して生成する。目標電流生成手段１１０において、１３、９、１４は、与えられた入力信号を増幅する増幅度α、β、γの第１、第２、第３の増幅器である。
１０は出力端子間電圧すなわちフィルタ電圧ｖ（ｔ）の目標値となるフィルタ電圧指令Ｖｃ（ｔ）を生成するフィルタ電圧指令手段、１１はフィルタを構成するコンデンサＣ_Ｆを流れるフィルタ電流の目標値となるフィルタ電流指令ｉ_ＣＦ（＝Ｃ_Ｆ（ｄｖ_ｃ／ｄｔ）を生成するフィルタ電流指令手段、１２は出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）と目標電流ｊ（ｔ）との偏差を補償するための偏差補償指令Ｄ（ｔ）を生成するＰＷＭ電流偏差補償手段である。

図１２に、上記単相電力変換装置における電力変換の制御方法の処理フローを示す。直流電力を負荷に供給する交流電力に変換する工程として、変換器２で直流電力を単相交流電力に変換し（ステップＳ００１）、交流電力を負荷４に供給する（ステップＳ００２）。

電圧検出手段１８にて負荷４に印加される出力端子間電圧、すなわち、フィルタ回路５と配線ａ１，ａ２との接続点間に印加されるフィルタ電圧ｖ（ｔ）を検出し（ステップＳ００３）、第２の電流検出手段７にて、負荷４に流れる負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）を検出し（ステップＳ００４）、第１の電流検出手段１９にて、変換器２からインダクタ３（インダクタンス成分Ｌ_Ｐ）に流れる出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）を検出する（ステップＳ００５）。

次に、目標電流生成手段１１０の制御処理について説明する。
フィルタ電圧指令手段１０により生成されたフィルタ電圧指令Ｖ_Ｃ（ｔ）（ステップＳ００６）と、電圧検出手段１８によって検出されたフィルタ電圧ｖ（ｔ）とは、第２の加算器１５にて減算演算されて誤差が求められ（ステップＳ００７）、第１の増幅器１３にてα倍され（ステップＳ００８）、第４の加算器１６に入力される。

第２の電流検出手段７にて検出された負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）は、第２の増幅器９にてβ倍され（ステップＳ００９）、第４の加算器１６に入力されることにより負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）のフィードフォワードとして働く。

フィルタ電流指令手段１１により生成されたフィルタ電流指令ｉ_ＣＦ（ステップＳ０１０）は、第３の増幅器１４にてγ倍され（ステップＳ０１１）、第３の加算器２１に入力される。

ＰＷＭ電流偏差補償手段１２により生成された偏差補償指令Ｄ（ｔ）（ステップＳ０１２）は、目標電流ｊ（ｔ）と変換器２からインダクタ３に流れる実際の出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）との偏差を補償するもので、第３の加算器２１に入力され、γ倍されたフィルタ電流指令ｉ_ＣＦと加算される（ステップＳ０１３）。

第４の加算器１６にて、α倍されたフィルタ電圧誤差（フィルタ電圧指令Ｖｃ（ｔ）−フィルタ電圧ｖ（ｔ））と、β倍された負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）と、第３の加算器２１での加算結果が加算され、その出力として目標電流ｊ（ｔ）が得られる（ステップＳ０１４）。第１の加算器２０にて、第１の電流検出手段１９で検出された出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）は、目標電流ｊ（ｔ）から減算されて誤差Δ（ｔ）が求められる（ステップＳ０１５）。ＰＷＭ制御手段１７は、第１の加算器２０にて求めた誤差Δ（ｔ）に基いて、パルスでオンオフ信号を発生し、変換器２の半導体スイッチ素子のゲートに供給して、変換器２を制御する（ステップＳ０１６）。

次に三相の場合について説明する。電圧検出手段１８は出力端子間電圧ｖ（ｔ）として、３つの出力端子ｕ，ｖ，ｗ間の線間電圧ｖ_ａｂ（ｔ），ｖ_ｂｃ（ｔ），ｖ_ｃａ（ｔ）を検出し、第１の電流検出手段１９が検出する出力電流ｉ_ｐ（ｔ）は三相に対応して３成分ｉ_ｐａ（ｔ），ｉ_ｐｂ（ｔ），ｉ_ｐｃ（ｔ）を有し、第２の電流検出手段７が検出する負荷電流ｉ_ｓ（ｔ）は三相に対応して３成分ｉ_ｓａ（ｔ），ｉ_ｓｂ（ｔ），ｉ_ｓｃ（ｔ）を有する。これに対応して目標電流ｊ（ｔ）も３成分ｊ_ａ（ｔ），ｊ_ｂ（ｔ），ｊ_ｃ（ｔ）を有し、目標電流生成手段１１０もこれら３成分についての処理を行う。

図１３に誤差追従式交流電流制御方式を採用する三相電力変換装置の回路構成例を示す。図において、図１１と同じ機能を呈する部分については同一の符号を付して説明を省略する。図１１に比して異なる点を主に説明する。変換器２は交流電力として三相交流を出力する。主回路１００は変換器２と、変換器２からインダクタ３（インダクタンス成分Ｌ_Ｐａ，Ｌ_Ｐｂ，Ｌ_Ｐｃ）を通して出力端子ｕ，ｖ，ｗに電流を流す３配線ａ，ｂ，ｃと、インダクタ３と出力端子ｕ，ｖ，ｗの間で、かつ、出力端子ｕ，ｖ，ｗ間（配線ａ，ｂ，ｃ間）に接続されたフィルタ回路５とから構成される。フィルタ回路５は、３つのコンデンサＣ_Ｆをデルタ型に接続した回路の３つの端子と３つの各配線ａ，ｂ，ｃとの間にそれぞれ抵抗Ｒ_Ｆを接続した回路で構成され、単相の場合と同様に、各相間のスイッチング周波数成分を除去するフィルタとして機能する。

電圧検出手段１８は、フィルタ回路５の近くに設けられ、出力端子間電圧ｖ（ｔ）として、フィルタ回路５と配線ａ，ｂ，ｃとの接続点間（すなわちａｂ間、ｂｃ間、ｃａ間）に印加されるフィルタ電圧ｖ（ｔ）（ｖ_ａｂ（ｔ），ｖ_ｂｃ（ｔ），ｖ_ｃａ（ｔ））を検出し、第１の電流検出手段１９は変換器２の近くの３つの配線ａ，ｂ，ｃに設けられ、変換器２から３つのインダクタ３（インダクタンス成分Ｌ_ｐａ，Ｌ_ｐｂ，Ｌ_ｐｃ）に流れる出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）（ｉ_ｐａ（ｔ），ｉ_ｐｂ（ｔ），ｉ_ｐｃ（ｔ））を検出し、第２の電流検出手段７は出力端子ｕ，ｖ，ｗ近くの３つの配線ａ，ｂ，ｃに設けられ、各配線の負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）（ｉ_ｓａ（ｔ），ｉ_ｓｂ（ｔ），ｉ_ｓｃ（ｔ））を検出する。

信号変換手段１２０は、電圧検出手段１８によって検出されたフィルタ電圧ｖ（ｔ）（ｖ_ａｂ（ｔ），ｖ_ｂｃ（ｔ），ｖ_ｃａ（ｔ））をｄｑ変換する第１のｄｑ変換器２４と、第１のｄｑ変換器２４と目標電流生成手段１１０内の第２の加算器１５の間に挿入され、高周波成分を除去するためのローパスフィルタ２５と、第２の電流検出手段７により検出された負荷電流ｉ_ｓ（ｔ）（ｉ_ｓａ（ｔ），ｉ_ｓｂ（ｔ），ｉ_ｓｃ（ｔ））をｄｑ変換する第２のｄｑ変換器２６と、目標電流生成手段１１０内の第４の加算器１６の出力値ｊ_ｄｑ（ｔ）を逆ｄｑ変換して目標電流ｊ（ｔ）（ｊ_ａ（ｔ），ｊ_ｂ（ｔ），ｊ_ｃ（ｔ））を出力する逆ｄｑ変換器２７とを有する。第１の加算器２０は三相に対応して３成分の出力電流ｉ_ｐ（ｔ）（ｉ_ｐａ（ｔ），ｉ_ｐｂ（ｔ），ｉ_ｐｃ（ｔ））と目標電流ｊ（ｔ）（ｊ_ａ（ｔ），ｊ_ｂ（ｔ），ｊ_ｃ（ｔ））の誤差Δ（ｔ）（Δ_ａ（ｔ），Δ_ｂ（ｔ），Δ_ｃ（ｔ））を減算演算し、ＰＭＷ制御手段１７に出力する。

目標電流生成手段１１０については、フィルタ電圧指令手段１０により生成されるフィルタ電圧指令、フィルタ電流指令手段１１により生成されるフィルタ電流指令、ＰＷＭ電流偏差補償手段１２により生成される偏差補償指令はｄｑ空間で生成され、出力値ｊ_ｄｑ（ｔ）を逆ｄｑ変換器２７に入力するまでの演算をｄｑ空間上で行う。演算のフローについては、図１２に比して、第４の加算器１６での演算（ステップＳ０１４）と第１の加算器での演算（ステップＳ０１５）の間に、出力値ｊ_ｄｑ（ｔ）を逆ｄｑ変換器２７に入力して、目標電流ｊ（ｔ）（ｊ_ａ（ｔ），ｊ_ｂ（ｔ），ｊ_ｃ（ｔ））として出力する工程が追加される。なお、ｄｑ空間上での処理を行うのは演算の便宜のためである。

なお、第２の電流検出手段７、第１の電流検出手段１９及び電圧検出手段１８は、それぞれ３相全てにおいて検出をする必要はなく、少なくとも２つの相について検出すれば良く、また、図１３中の（）は省略可能なことを意味する。

特開平５−３１６７５４号公報（段落０００７〜００１４、図１〜図６等） 特開平６−２１７５５９号公報（段落０００７〜００１３、図１〜図７等） 大島正明、「単相自励式電圧型交直変換装置における誤差追従式交流電流波形制御方式」、電気学会Ｄ論文誌、１１４巻３号、２８９−２９８頁、平成６年 大島正明、中村文則、玉井伸三、山本融真、吉田幸一、「誤差追従式ＰＷＭをマイナーループとする三相ＵＰＳ用インバータ」、電気学会Ｄ論文誌、１２５巻２月号、１６３−１７３頁、平成１７年

しかしながら、従来の可飽和リアクトル等を用いる直流成分抑制方法では、可飽和リアクトルおよびリアクトルの励磁電流の正負非対称のピーク値を検出し、積分回路にて１周期積分して磁気飽和量に比例した直流成分を検出しているため、応答が遅いという問題があった。また、可飽和リアクトルおよびリアクトルの製作のバラツキがあるため、直流成分の補正の精度を高めることが困難であった。さらに、可飽和リアクトルおよびリアクトルが大きくなるため、装置が大型化するという問題があった。

また、誤差追従式交流電流制御方式を採用した電力変換装置に関しては、負荷に流れる電流を精密制御するので、リアクトルのような大きな部品を使用せず、高速応答、高精度、装置の小型化に適しているが、電力変換装置の運転中に、電流ループの温度ドリフトなどによっても直流成分が発生し、その直流成分が制御手段により増幅され、主回路の出力に直流成分が発生するという問題が見出された。一般に主回路の出力端子に接続される負荷に要求される所望の電圧とするため、主回路と負荷との間に変圧器を設けている場合が多く、このような場合、電力変換装置の出力に直流成分があると変圧器が偏磁するなどの不具合が発生する。このため、直流成分を抑制する必要があった。

ここで、単相電力変換装置について直流成分の影響を説明する。
従来例において、図１２のステップＳ０１４で得られる目標電流ｊ（ｔ）は（式１）のように表される。
ｊ（ｔ）＝α（ｖ_Ｃ（ｔ）−ｖ（ｔ））＋βｉ_Ｓ（ｔ）＋γＣ_Ｆ（ｄｖ_Ｃ／ｄｔ）＋Ｄ（ｔ）・・・（式１）
上式で表される目標電流ｊ（ｔ）に直流成分Ｉ_Ｄが発生すると、次式のように表される。
ｊ（ｔ）＝α（ｖ_Ｃ（ｔ）−ｖ（ｔ））＋βｉ_Ｓ（ｔ）＋γＣ_Ｆ（ｄｖ_Ｃ／ｄｔ）＋Ｄ（ｔ）＋Ｉ_Ｄ・・・（式２）
上式を展開すると、（式３）のように表される。
ｊ（ｔ）＝α（（ｖ_Ｃ（ｔ）＋（Ｉ_Ｄ／α））−ｖ（ｔ））＋βｉ_Ｓ（ｔ）＋γＣ_Ｆ（ｄ／ｄｔ（ｖ_Ｃ（ｔ）＋（Ｉ_Ｄ／α）））＋Ｄ（ｔ）・・・（式３）
したがって、目標電流ｊ（ｔ）に発生した直流成分Ｉ_Ｄの効果は、フィルタ電圧指令ｖ_Ｃ（ｔ）をＩ_Ｄ／α［Ｖ］だけバイアスすることと等価になる。

一方、単相電力変換装置の無負荷時のフィルタ電圧ｖ_０（ｔ）は、（式４）のように表される。
ｖ_０（ｔ）＝ｖ_Ｃ（ｔ）＋Ｒ_ＦＣ_Ｆ（ｄｖ_Ｃ／ｄｔ）（ｔ）…（式４）
目標フィルタ電圧ｖ_Ｃ（ｔ）がｖ_Ｃ（ｔ）＋Ｉ_Ｄ／αとなったことにより、無負荷時のフィルタ電圧ｖ_０（ｔ）は、（式５）のように表される。
ｖ_０（ｔ）＝ｖ_Ｃ（ｔ）＋Ｒ_ＦＣ_Ｆ（ｄｖ_Ｃ／ｄｔ）（ｔ）＋Ｉ_Ｄ／α…（式５）
結局、無負荷フィルタ電圧ｖ_０（ｔ）に発生する直流成分Ｖ_Ｄは、（式６）のように表される。
Ｖ_Ｄ＝Ｉ_Ｄ／α ［Ｖ］ …（式６）
これにより、直流成分抑制の観点からは、フィードバックゲインαが大きい方が有利であることが分かる。

以上のことから、目標電流ｊ（ｔ）に存在する直流成分Ｉ_Ｄにより、単相電力変換装置の出力端子間電圧の直流成分Ｖ_Ｄがどの程度変化するか、すなわち、直流成分Ｖ_Ｄを抑制するにはどの程度目標電流ｊ（ｔ）を変更すれば良いかが解る。

三相の場合の直流成分の影響も、単相の場合と同じように見積もることができる。
目標電流ｊａ（ｔ）、ｊｂ（ｔ）、ｊｃ（ｔ）の直流成分をそれぞれ、Ｉ_ａＤ、Ｉ_ｂＤ、Ｉ_ｃＤ（Ｉ_ａＤ＋Ｉ_ｂＤ＋Ｉ_ｃＤ＝０）とすると、三相電力変換装置の線間電圧（端子間出力電圧、フィルタ電圧）ｖ_ａｂ（ｔ）、ｖ_ｂｃ（ｔ）、ｖ_ｃａ（ｔ）に発生する直流成分Ｖ_ａｂＤ、Ｖ_ｂｃＤ、Ｖ_ｃａＤは、各々、（式７ａ）〜（式７ｃ）で表される。
Ｖ_ａｂＤ＝（Ｉ_ａＤ−Ｉ_ｂＤ）／α ［Ｖ］ ・・・（式７ａ）
Ｖ_ｂｃＤ＝（Ｉ_ｂＤ−Ｉ_ｃＤ）／α ［Ｖ］ ・・・（式７ｂ）
Ｖ_ｃａＤ＝（Ｉ_ｃＤ−Ｉ_ａＤ）／α ［Ｖ］ ・・・（式７ｃ）

図１４に、図１３の直流成分抑制対策をしていない三相電力変換装置において、目標電流に直流成分を加えた場合の実験結果を示す。なお、負荷条件は無負荷である。下欄に変換器２の半導体スイッチ素子のゲートに供給したパルス信号（オンオフ信号）を、上欄に線間電圧ｖ_ａｂ（ｔ）、ｖ_ｂｃ（ｔ）、ｖ_ｃａ（ｔ）と線間電圧をｄｑ変換したｄ軸成分Ｖ_ｄとｑ軸成分Ｖ_ｑを示す。横軸は時間（ｍｓ）である。直流成分を加える前の波形を実線で、直流成分を加えた後の波形を点線で示す。図１４より、線間電圧ｖ_ａｂ（ｔ）は正側に、ｖ_ｃａ（ｔ）は負側に直流成分がバイアスされていることが解る（バイアス方向が矢印で示される）。ｖ_ｂｃ（ｔ）はバイアスされていないと見なせる。また、Ｖ_ｄ成分の平均値は印加した直流成分Ｖ_Ｄに対応するが、Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑ成分には５０Ｈｚ成分が生じている。

以上より、電力変換装置の各線間電圧の直流成分を抑制するためには、各相の目標電流から直流成分を除去する補正を行えば良いことが解る。

本発明は、リアクトルのような大きな部品を使用することなく、電力変換装置から出力される交流電力に含まれる直流成分を抑制し、高速応答、高精度で装置を小型化できる電力変換装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、請求項１に係る単相電力変換装置は、例えば図１に示すように、直流電源１から単相交流電力を生成して出力端子ｕ１，ｕ２に接続される負荷４に電力を供給する単相電力変換装置であって、直流電源１からの直流電力を単相交流電力に変換する変換器２と、変換器２の交流側に接続されるインダクタ３と、インダクタ３を流れる出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）を検出する第１の電流検出手段１９と、出力端子ｕ１，ｕ２間に印加される出力端子間電圧ｖ（ｔ）を検出する電圧検出手段１８と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）の目標値としての目標電流ｊ（ｔ）を生成する目標電流生成手段１１０と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）と目標電流ｊ（ｔ）との誤差Δ（ｔ）に基いて、変換器２をパルス幅変調制御する変換器制御手段１７とを備え、目標電流生成手段１１０は、電圧検出手段１８で検出された出力端子間電圧ｖ（ｔ）の積分値を増幅して、目標電流ｊ（ｔ）を補正することにより、単相交流電力に含まれる直流成分を抑制する直流成分抑制手段８を有する。

また、請求項２に係る発明は、請求項１に記載の単相電力変換装置において、例えば図１に示すように、出力端子ｕ１，ｕ２間に接続され、単相交流電力に含まれるスイッチング周波数成分を除去するフィルタ回路５を備え、電圧検出手段１８は、フィルタ回路５に印加されるフィルタ電圧を出力端子間電圧ｖ（ｔ）として検出し、第１の直流成分抑制手段８は、フィルタ電圧ｖ（ｔ）の積分値を増幅して、目標電流ｊ（ｔ）を補正する。

また、請求項３に係る単相電力変換装置は、例えば図７に示すように、直流電源１から単相交流電力を生成して出力端子ｕ１，ｕ２に接続される負荷４に電力を供給する単相電力変換装置であって、直流電源１からの直流電力を単相交流電力に変換する変換器２と、変換器２の交流側に接続されるインダクタ３と、インダクタ３を流れる出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）を検出する第１の電流検出手段１９と、出力端子ｕ１，ｕ２間に印加される出力端子間電圧ｖ（ｔ）を検出する電圧検出手段と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）の目標値としての目標電流ｊ（ｔ）を生成する目標電流生成手段１１０と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）と目標電流ｊ（ｔ）との誤差Δ（ｔ）に基いて、変換器２をパルス幅変調制御する変換器制御手段１７とを備え、電圧検出手段１８は、出力端子ｕ１，ｕ２間にコンデンサＣ_ｄと抵抗Ｒ_ｄとを直列接続した回路から構成され、出力端子ｕ１，ｕ２間に印加される直流電圧成分Ｖ_Ｄを検出する直流電圧検出手段６を有し、目標電流生成手段１１０は、直流電圧成分Ｖ_Ｄに基いて、目標電流ｊ（ｔ）を補正することにより、単相交流電力に含まれる直流成分を抑制する直流成分抑制手段８を有する。

また、請求項４に係る発明は、請求項３に記載の単相電力変換装置において、例えば図８に示すように、直流成分抑制手段８は、直流電圧検出手段６で検出された直流成分を増幅する増幅手段３４と、直流成分の電圧値の極性を判定し、判定結果に基いて符号を付して出力する判定手段３９とを有する。

また、請求項５に係る三相電力変換装置は、例えば図３に示すように、直流電源１から三相交流電力を生成して出力端子ｕ，ｖ，ｗに接続される負荷４に電力を供給する三相電力変換装置であって、直流電源１からの直流電力を三相交流電力に変換する変換器２と、変換器２の交流側に接続されるインダクタ３と、インダクタ３を流れる出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）（ｉ_ｐａ（ｔ），ｉ_ｐｂ（ｔ），ｉ_ｐｃ（ｔ））を検出する電流検出手段１９と、出力端子ｕ，ｖ，ｗ間に印加される出力端子間電圧ｖ（ｔ）（ｖ_ａｂ（ｔ），ｖ_ｂｃ（ｔ），ｖ_ｃａ（ｔ））を検出する電圧検出手段１８と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）（ｉ_ｐａ（ｔ），ｉ_ｐｂ（ｔ），ｉ_ｐｃ（ｔ））の目標値としての目標電流ｊ（ｔ）を生成する目標電流生成手段１１０と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）と目標電流ｊ（ｔ）（ｊ_ａ（ｔ），ｊ_ｂ（ｔ），ｊ_ｃ（ｔ））との誤差Δ（ｔ）（Δ_ａ（ｔ），Δ_ｂ（ｔ），Δ_ｃ（ｔ））に基いて、変換器２をパルス幅変調制御する変換器制御手段１７とを備え、目標電流生成手段１１０は、電圧検出手段１８で検出された出力端子間電圧ｖ（ｔ）（ｖ_ａｂ（ｔ），ｖ_ｂｃ（ｔ），ｖ_ｃａ（ｔ））の積分値を増幅して、目標電流ｊ（ｔ）（ｊ_ａ（ｔ），ｊ_ｂ（ｔ），ｊ_ｃ（ｔ））を補正することにより、三相交流電力に含まれる直流成分を抑制する直流成分抑制手段８を有する。

また、請求項６に係る発明は、請求項５に記載の三相電力変換装置において、例えば図３に示すように、出力端子ｕ，ｖ，ｗ間に接続され、三相交流電力に含まれるスイッチング周波数成分を除去するフィルタ回路５を備え、電圧検出手段１８は、出力端子間電圧としてフィルタ回路５と各配線ａ，ｂ，ｃとの接続点間（すなわちａｂ間、ｂｃ間、ｃａ間）に印加されるフィルタ電圧ｖ（ｔ）（ｖ_ａｂ（ｔ），ｖ_ｂｃ（ｔ），ｖ_ｃａ（ｔ））を検出し、直流成分抑制手段８は、フィルタ電圧ｖ（ｔ）（ｖ_ａｂ（ｔ），ｖ_ｂｃ（ｔ），ｖ_ｃａ（ｔ））の積分値を増幅して、目標電流ｊ（ｔ）（ｊ_ａ（ｔ），ｊ_ｂ（ｔ），ｊ_ｃ（ｔ））を補正する。

また、請求項７に係る三相電力変換装置は、例えば図９に示すように、直流電源１から三相交流電力を生成して出力端子ｕ，ｖ，ｗに接続される負荷４に電力を供給する三相電力変換装置であって、直流電源１からの直流電力を三相交流電力に変換する変換器２と、変換器２の交流側に接続されるインダクタ３と、インダクタ３を流れる出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）（ｉ_ｐａ（ｔ），ｉ_ｐｂ（ｔ），ｉ_ｐｃ（ｔ））を検出する第１の電流検出手段１９と、出力端子ｕ，ｖ，ｗ間に印加される出力端子間電圧ｖ（ｔ）（ｖ_ａｂ（ｔ），ｖ_ｂｃ（ｔ），ｖ_ｃａ（ｔ））を検出する電圧検出手段と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）（ｉ_ｐａ（ｔ），ｉ_ｐｂ（ｔ），ｉ_ｐｃ（ｔ））の目標値としての目標電流ｊ（ｔ）（ｊ_ａ（ｔ），ｊ_ｂ（ｔ），ｊ_ｃ（ｔ））を生成する目標電流生成手段１１０と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）（ｉ_ｐａ（ｔ），ｉ_ｐｂ（ｔ），ｉ_ｐｃ（ｔ））と目標電流ｊ（ｔ）（ｊ_ａ（ｔ），ｊ_ｂ（ｔ），ｊ_ｃ（ｔ））との誤差Δ（ｔ）（Δ_ａ（ｔ），Δ_ｂ（ｔ），Δ_ｃ（ｔ））に基いて、変換器２をパルス幅変調制御する変換器制御手段１７とを備え、電圧検出手段１８は、出力端子ｕ，ｖ，ｗ間にコンデンサＣ_ｄと抵抗Ｒ_ｄとを直列接続した回路から構成され、出力端子ｕ，ｖ，ｗ間に印加される直流電圧成分Ｖ_Ｄ（Ｖ_ａｂＤ，Ｖ_ｃｂＤ）を検出する直流電圧検出手段６を有し、目標電流生成手段１１０は、直流電圧成分Ｖ_Ｄ（Ｖ_ａｂＤ，Ｖ_ｃｂＤ）に基いて、目標電流ｊ（ｔ）（ｊ_ａ（ｔ），ｊ_ｂ（ｔ），ｊ_ｃ（ｔ））を補正することにより、三相交流電力に含まれる直流成分を抑制する直流成分抑制手段８を有する。

また、請求項８に係る発明は、請求項７に記載の三相電力変換装置において、例えば図１０に示すように、直流成分抑制手段８は、直流電圧検出手段６で検出された２つの直流成分Ｖ_ａｂＤ，Ｖ_ｃｂＤを増幅する増幅手段３４ａ，３４ｂと、第１の直流成分Ｖ_ａｂＤの２倍と第２の直流成分Ｖ_ｃｂＤとを加算する第１の加算手段３７ａと、第１の直流成分Ｖ_ａｂＤと第２の直流成分Ｖ_ｃｂＤの２倍とを加算する第２の加算手段３７ｂと、第１の加算手段３７ａで加算された電圧値の極性を判定し、判定結果に基いて符号を付して出力する第１の判定手段３９ａと、第２の加算手段３７ｂで加算された電圧値の極性を判定し、判定結果に基いて符号を付して出力する第２の判定手段３９ｂとを有する。

本願の特許請求の範囲において、出力端子間電圧ｖ（ｔ）は出力端子間に印加される電圧をいうが、これと実質的に同等の電圧、例えば出力端子間に接続されるフィルタ回路５等に印加される電圧を含むものとする。この場合、例えば出力端子ｕ１，ｕ２とインダクタ３間を繋ぐ配線の途中に出力端子間電圧ｖ（ｔ）に実質的に影響するものが存在しなければ、出力端子ｕ１，ｕ２とインダクタ３間の配線の任意の位置にフィルタ回路５を設けても良い。また、出力端子間電圧ｖ（ｔ）の検出はその直流成分Ｖ_Ｄを直接検出するものであっても良い。また、目標電流生成手段１１０は直流成分抑制手段８を有するが、この場合、直流成分抑制手段８は物理的には目標電流生成手段１１０の外部に設けられても良い。また、負荷４として変圧器が接続され、配線が直接変圧器の巻線に連なる場合でも、電力変換装置と変圧器の間に出力端子があると見なすものとする。

また、三相の電力変換装置に関しては、三相を電流すなわち配線ａ，ｂ，ｃに対応させて表すものとする。また、出力端子間電圧、フィルタ電圧、出力電流、目標電流、誤差は、３成分を含む電圧、電流を指すものとする。また、フィルタ回路５は各配線間に別個の回路として独立に存在しても良く、一つの回路が各配線に接続され、それぞれの配線間すなわち相間でスイッチング周波数成分を除去するように機能するものでも良い。また、直流成分抑制手段８における積分手段、乗算手段等の各手段はそれぞれ別個の回路として存在しても良く、集積され又は分割されて存在しても良い。

本発明によれば、目標電流生成手段を用いて目標電流を生成し、電圧検出手段で交流電力に含まれる直流成分を検出して、目標電流を補正するので、リアクトルのような大きな部品を使用することなく、電力変換装置から出力される交流電力に含まれる直流成分を抑制でき、高速応答、高精度で装置を小型化できる電力変換装置を提供できる。

以下に図面に基づき本発明の実施の形態について説明する。

図１に、本発明の第１の実施の形態における単相電力変換装置の回路構成例を示す。図１において、図１１と同じ機能を呈する部分については同一の符号を付する。図１１に比して、第４の加算器１６の出力を目標電流から第１次目標電流ｊ_１（ｔ）と言い換え、目標電流生成手段１１０内に、電圧検出手段１８からの検出信号としてフィルタ電圧ｖ（ｔ）を入力し、目標電流ｊ（ｔ）の補正量ｊ_ｈ（ｔ）を算出する直流成分抑制手段８と、補正量ｊ_ｈ（ｔ）を第１次目標電流ｊ_１（ｔ）に加算して目標電流ｊ（ｔ）を第１の加算器２０に出力する第５の加算器２２が追加されている点が異なる。補正は、フィルタ電圧ｖ（ｔ）、すなわち、出力端子間電圧に含まれる直流成分Ｖ_Ｄを抑制するために行なわれる。

すなわち、本実施の形態における電力変換装置は、直流電源１から単相交流電力を生成して出力端子ｕ１，ｕ２に接続される負荷４に電力を供給する単相電力変換装置であって、直流電源１からの直流電力を単相交流電力に変換する変換器２と、変換器２の交流側に接続されるインダクタ３と、インダクタ３を流れる出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）を検出する第１の電流検出手段１９と、出力端子ｕ１，ｕ２間に印加される出力端子間電圧ｖ（ｔ）を検出する電圧検出手段１８と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）の目標値としての目標電流ｊ（ｔ）を生成する目標電流生成手段１１０と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）と目標電流ｊ（ｔ）との誤差Δ（ｔ）に基いて、変換器２をパルス幅変調制御する変換器制御手段１７とを備え、目標電流生成手段１１０は、電圧検出手段１８で検出された出力端子間電圧ｖ（ｔ）の積分値に基いて、目標電流ｊ（ｔ）を補正することにより、単相交流電力に含まれる直流成分を抑制する直流成分抑制手段８を有する。

本実施の形態における直流成分抑制対策の特徴的な点は、出力端子間電圧ｖ（ｔ）を検出して積分し、その積分値をゲイン１／Ｌ_Ｆで乗算した値を求め、直流成分を補正する補正量ｊ_ｈ（ｔ）とし、補正量ｊ_ｈ（ｔ）を目標電流ｊ（ｔ）に加えて（実質的には減じて）、さらに目標電流ｊ（ｔ）と出力電流との誤差Δ（ｔ）を求めて、ＰＷＭ制御手段１７に入力し、誤差Δ（ｔ）に基いて変換器２の制御を行うことである。この積分ではデジタル的にサンプリング値を積算しても良く、アナログ的に電圧値を積分しても良い。このように、第１次目標電流ｊ_１（ｔ）に補正量ｊ_ｈ（ｔ）を加算（実質的には減算）することにより、直流成分Ｖ_Ｄを抑制することができる。

このように構成すると、リアクトルのような大きな部品を使用することなく、電力変換装置から出力される交流電力に含まれる直流成分を抑制でき、高速応答、高精度で装置を小型化できる電力変換装置を提供できる。

また、フィルタ回路５はコンデンサＣ_Ｆと抵抗Ｒ_Ｆを直列接続した回路から構成され、電圧検出手段１８は、出力端子間電圧ｖ（ｔ）としてフィルタ回路５と配線ａ１，ａ２との接続点間に印加されるフィルタ電圧を検出する。また、負荷４に流れる負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）を検出する第２の電流検出手段７を備える。目標電流生成手段１１０は、フィルタ電圧ｖ（ｔ）の目標値としてのフィルタ電圧指令ｖ_Ｃ（ｔ）を生成するフィルタ電圧指令手段１０と、コンデンサＣ_Ｆに流れるフィルタ電流ｉ_Ｃｆの目標値としてのフィルタ電流指令ｉ_ＣＦ（＝Ｃ_Ｆ（ｄｖ_Ｃ／ｄｔ））を生成するフィルタ電流指令手段１１と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）と目標電流ｊ（ｔ）との電流偏差を補償するため偏差補償指令Ｄ（ｔ）を生成する電流偏差補償手段１２とを有し、フィルタ電圧指令ｖ_Ｃ（ｔ）、フィルタ電流指令ｉ_ＣＦ、偏差補償指令Ｄ（ｔ）及び補正量ｊ_ｈ（ｔ）に基いて目標電流ｊ（ｔ）を算出する。ＰＷＭ制御手段１７（変換器制御手段）は、誤差Δ（ｔ）に基いて複数の半導体スイッチ素子にオンオフ信号を供給する。ここにおいて、第２の電流検出手段７、フィルタ電流指令ｉ_ＣＦ、偏差補償指令Ｄ（ｔ）を省略することも可能である。また、フィルタ回路５は本実施形態の回路から抵抗Ｒ_Ｆを除いたものを用いても良い。

また、目標電流生成手段１１０は、電圧検出手段１８により検出された１次電圧ｖ（ｔ）とフィルタ電圧指令ｖ_Ｃ（ｔ）との減算を行う第２の加算器１５と、第２の加算器１５から出力された誤差をα倍増幅する第１の増幅器１３と、第１の電流検出手段７により検出された負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）をβ倍増幅する第２の増幅器９と、フィルタ電流指令ｉ_ＣＦをγ倍増幅する第３の増幅器１４と、第３の増幅器１４からの出力信号と偏差補償指令Ｄ（ｔ）とを加算する第３の加算器２１と、第１の増幅器１３からの出力信号と第２の増幅器９からの出力信号と第３の加算器２１からの出力信号を加算して第１次目標電流ｊ_１（ｔ）を算出する第４の加算器１６と、第１次目標電流ｊ_１（ｔ）に補正量ｊ_ｈ（ｔ）を加算して目標電流ｊ（ｔ）を算出して第１の加算器２０に供給する第５の加算器２２を有する。また、電力変換装置は、目標電流生成手段１１０の外側に、第１の電流検出手段１９により検出された出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）と目標電流ｊ（ｔ）との減算を行い、その差を誤差Δ（ｔ）として変換器制御手段１７に供給する第１の加算器２０を備える。

図２に本実施の形態における電力変換装置の直流成分抑制方法の処理フロー例を示す。まず、図１２に追加された工程について説明し、重複する説明を省略する。図中で追加されたフローを二重線で示す。フィルタ電圧ｖ（ｔ）に生ずる直流成分Ｖ_Ｄを抑制するために、直流成分抑制手段８において、電圧検出手段１８にて検出したフィルタ電圧ｖ（ｔ）を積分して積分値を求め（ステップＳ０１７）、求めた積分値をゲイン（−１／Ｌ_Ｆ）倍して補正量ｊ_ｈ（ｔ）を求める（ステップＳ０１８）。すなわち、電圧検出手段１８にて検出したフィルタ電圧ｖ（ｔ）を積分することで交流成分をキャンセルして、直流成分を抽出している。補正量ｊ_ｈ（ｔ）は、（式８ａ）のように表され、ｊ_ｈ（ｔ）をラプラス演算子ｓを変数とする関数に変換すると（式８ｂ）のように表される。第５の加算器２２で第１次目標電流ｊ_１（ｔ）に補正量ｊ_ｈ（ｔ）が加算され、目標電流ｊ（ｔ）が出力される（ステップＳ０１９）。

ここで、Ｌ_Ｆは、ゲインの逆数であるが、インダクタンスの次元を持つ。負荷４に変圧器を接続する場合、Ｌ_Ｆの値は変圧器の励磁インダクタンスよりも小さくする必要がある一方、フィルタ回路５との共振を起こさないようにするため、ある所定値以上である必要もある。Ｌ_Ｆの値は、主回路構成、電力変換装置の動作条件、負荷条件などによって変わってくるため、一概には決められないが、α・Ｌ_Ｆが直流成分抑制の時定数となるので、ゲイン１／Ｌ_Ｆの値は、α・Ｌ_Ｆの値が変圧器の偏磁耐量の面からおよそ０．０１秒から１秒程度となるように設定することが望ましい。

すなわち、本実施の形態における電力変換装置の直流成分抑制方法は、直流電力を変換して交流電力を供給する電力変換装置の直流成分抑制方法であって、変換器２で直流電力を交流電力に変換する変換工程（ステップＳ００１）と、交流電力を負荷４に供給する電力供給工程（ステップＳ００２）と、出力端子ｕ１，ｕ２間に印加される出力端子間電圧ｖ（ｔ）を検出する電圧検出工程（ステップＳ００３）と、配線上のインダクタ３に変換器２から流れる出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）を検出する電流検出工程（ステップＳ００５）と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）の目標値としての目標電流ｊ（ｔ）を出力する目標電流生成工程（ステップＳ０１４）と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）と目標電流ｊ（ｔ）の誤差Δ（ｔ）に基いて、変換器２を制御する変換器制御工程（ステップＳ０１６）とを備え、目標電流生成工程（ステップＳ０１４）は、電圧検出工程で検出された検出信号に基いて、交流電力に含まれる直流成分を抑制するために目標電流ｊ（ｔ）の補正量ｊ_ｈ（ｔ）を算出する補正量算出工程（ステップＳ０１７〜ステップＳ０１８）と、補正量ｊ_ｈ（ｔ）を用いて目標電流ｊ（ｔ）を補正する補正工程（ステップＳ０１９）とを有する。

このように構成すると、電力変換装置から出力される交流電力に含まれる直流成分を抑制できる。

次に本発明の第２の実施の形態として三相の電力変換装置について説明する。三相の場合も直流成分抑制対策の基本的対処法は、単相の場合と同じである。三相電力変換装置の場合には、３つの目標電流ｊ_ａ（ｔ）、ｊ_ｂ（ｔ）、ｊ_ｃ（ｔ）に対して、各々、補正量ｊ_ｈａ（ｔ）、ｊ_ｈｂ（ｔ）、ｊ_ｈｃ（ｔ）を算出して、補正すれば良く、単相の場合と同様の直流成分抑制対策を適用可能である。

三相に対応して、電圧検出手段１８は出力端子間電圧ｖ（ｔ）として、３つの出力端子ｕ，ｖ，ｗ間の線間電圧ｖ_ａｂ（ｔ），ｖ_ｂｃ（ｔ），ｖ_ｃａ（ｔ）を検出し、第１の電流検出手段１９が検出する出力電流ｉ_ｐ（ｔ）は３成分ｉ_ｐａ（ｔ），ｉ_ｐｂ（ｔ），ｉ_ｐｃ（ｔ）を有し、第２の電流検出手段７が検出する負荷電流ｉ_ｓ（ｔ）は３成分ｉ_ｓａ（ｔ），ｉ_ｓｂ（ｔ），ｉ_ｓｃ（ｔ）を有する。目標電流生成手段１１０もこれら３成分についての処理を行う。

図３に、第２の実施の形態における三相電力変換装置の回路構成例を示す。図において、図１、図１３と同じ機能を呈する部分については同一の符号を付し、異なる点を主に説明する。図３では、図１３に比して、目標電流生成手段１１０において、逆ｄｑ変換器２７の出力側に直流成分抑制手段８及び第５の加算器２２が挿入されている点が異なる。また、第４の加算器１６から出力されるｄｑ空間上の目標電流ｊ_ｄｑ（ｔ）をｄｑ空間上の第１次目標電流ｊ_ｄｑ１（ｔ）と、逆ｄｑ変換器２７で逆ｄｑ変換して出力される目標電流ｊ（ｔ）を第１次目標電流ｊ_１（ｔ）（ｊ_ａ１（ｔ）、ｊ_ｂ１（ｔ）、ｊ_ｃ１（ｔ））と言い換えている。信号変換手段１２０は図１３と機能的に同様である。直流成分抑制手段８は、電圧検出手段１８で検出される出力端子間電圧ｖ（ｔ）が入力されると、目標電流の補正量ｊ_ｈ（ｔ）を算出して第５の加算器２２に入力し、第５の加算器２２は、逆ｄｑ変換器２７から出力される第１次目標電流ｊ_１（ｔ）に補正量ｊ_ｈ（ｔ）を加算して、目標電流ｊ（ｔ）を出力する。また、第１の実施の形態（図１参照）とは、目標電流ｊ（ｔ）が３成分を有する点、演算の便宜のため、目標電流生成手段１１０などにおいてｄｑ空間上で演算処理を行う点が異なる。なお、図３中の（）は省略可能なことを意味する。

すなわち、本実施の形態における電力変換装置は、直流電源１から三相交流電力を生成して出力端子ｕ，ｖ，ｗに接続される負荷４に電力を供給する三相電力変換装置であって、直流電源１からの直流電力を三相交流電力に変換する変換器２と、三相変換器２の交流側に接続されるインダクタ３と、インダクタ３を流れる出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）（ｉ_ｐａ（ｔ），ｉ_ｐｂ（ｔ），ｉ_ｐｃ（ｔ））を検出する第１の電流検出手段１９と、出力端子間電圧ｖ（ｔ）（ｖ_ａｂ（ｔ），ｖ_ｂｃ（ｔ），ｖ_ｃａ（ｔ））を検出する電圧検出手段１８と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）（ｉ_ｐａ（ｔ），ｉ_ｐｂ（ｔ），ｉ_ｐｃ（ｔ））の目標値としての目標電流ｊ（ｔ）（ｊ_ａ（ｔ），ｊ_ｂ（ｔ），ｊ_ｃ（ｔ））を生成する目標電流生成手段１１０と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）と目標電流ｊ（ｔ）との誤差Δ（ｔ）（Δ_ａ（ｔ），Δ_ｂ（ｔ），Δ_ｃ（ｔ））に基いて、変換器２をパルス幅変調制御するＰＷＭ制御手段１７（変換器制御手段）とを備え、目標電流生成手段１１０は、電圧検出手段１８で検出された出力端子間電圧ｖ（ｔ）（ｖ_ａｂ（ｔ），ｖ_ｂｃ（ｔ），ｖ_ｃａ（ｔ））の積分値に基いて、目標電流ｊ（ｔ）（ｊ_ａ（ｔ），ｊ_ｂ（ｔ），ｊ_ｃ（ｔ））を補正することにより、三相交流電力に含まれる直流成分を抑制する直流成分抑制手段８を有する。

このように構成すると、三相交流においても、リアクトルのような大きな部品を使用することなく、電力変換装置から出力される交流電力に含まれる直流成分を抑制でき、高速応答、高精度で装置を小型化できる電力変換装置を提供できる。

なお、三相を説明するに当り、目標電流ｊ（ｔ）、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）、負荷電流ｉ_ｓ（ｔ）、出力端子間電圧ｖ（ｔ）、誤差Δ（ｔ）などの表記は、上記のように特に３成分を記載しなくても、３成分含んでいるものとする。

また、フィルタ回路５は３つのコンデンサＣ_Ｆをデルタ型に接続し、その各端子をそれぞれ抵抗Ｒ_Ｆを介して前記各配線（ａ，ｂ，ｃ）と接続した回路を有し、電圧検出手段１８は、出力端子間電圧ｖ（ｔ）としてフィルタ回路５と配線ａ，ｂ，ｃとの接続点間に印加されるフィルタ電圧を検出する。また、負荷４に流れる負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）を検出する第２の電流検出手段７を備える。また、目標電流生成手段１１０は、フィルタ電圧ｖ（ｔ）の目標値としてのフィルタ電圧指令ｖ_Ｃ（ｔ）を生成するフィルタ電圧指令手段１０と、コンデンサＣ_Ｆに流れるフィルタ電流の目標値としてのフィルタ電流指令ｉ_ＣＦを生成するフィルタ電流指令手段１１と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）と目標電流ｊ（ｔ）との偏差を補償するため偏差補償指令Ｄ（ｔ）を生成する電流偏差補償手段１２とを有し、フィルタ電圧指令ｖ_Ｃ（ｔ）、フィルタ電流指令ｉ_ＣＦ、偏差補償指令Ｄ（ｔ）及び補正量ｊ_ｈ（ｓ）に基いて目標電流ｊ（ｔ）を算出する。ＰＭＷ制御手段１７は、誤差Δ（ｔ）に基いて複数の半導体スイッチ素子にオンオフ信号を供給する。

また、目標電流生成手段１１０は、第１のｄｑ変換器２４を介して電圧検出手段１８から出力された出力端子間電圧ｖ（ｔ）とフィルタ電圧指令ｖ_Ｃ（ｔ）との減算を行う第２の加算器１５と、第２の加算器１５から出力された誤差Δ（ｔ）をα倍増幅する第１の増幅器１３と、第２のｄｑ変換器２６により出力された負荷電流ｉ_ｓ（ｔ）をβ倍増幅する第２の増幅器９と、フィルタ電流指令ｉ_ＣＦをγ倍増幅する第３の増幅器１４と、偏差補償指令Ｄ（ｔ）と第３の増幅器１４からの出力信号を加算する第３の加算器２１と、第１の増幅器１３からの出力信号と第２の増幅器９からの出力信号と第３の加算器２１からの出力信号を加算してｄｑ空間での第１次目標電流ｊ_ｄｑ１（ｔ）を算出して逆ｄｑ変換器２７に出力する第４の加算器１６と、逆ｄｑ変換器２７から出力信号である第１次目標電流ｊ_１（ｔ）に補正量ｊ_ｈ（ｔ）を加算して目標電流ｊ（ｔ）を算出して第１の加算器２０に供給する第５の加算器２２を有する。また、電力変換装置は、目標電流生成手段１１０の外側に、第１の電流検出手段１９により検出された出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）と目標電流ｊ（ｔ）との減算を行い、その誤差Δ（ｔ）を変換器制御手段１７に供給する第１の加算器２０を備える。

なお、第１の電流検出手段１９は、各相を流れる出力電流ｉ_ｐ（ｔ）のうち２以上の出力電流を検出すれば良く、第２の電流検出手段７は、各相を流れる負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）のうち２以上の負荷電流を検出すれば良く、電圧検出手段１８は線間に印加される出力端子間電圧（線間電圧）ｖ（ｔ）のうち２以上の出力端子間電圧を検出すれば良い。また、第２の電流検出手段７、フィルタ電流指令ｉ_ＣＦ、偏差補償指令Ｄ（ｔ）を省略することも可能である。また、フィルタ回路５については３つのコンデンサＣ_Ｆをデルタ型に接続した各端子と３つの各配線ａ，ｂ，ｃとの間にそれぞれ抵抗Ｒ_Ｆを接続した回路で構成した例を説明したが、３つのコンデンサＣ_Ｆをスター型に接続した各端子と３つの各配線ａ，ｂ，ｃとの間にそれぞれ抵抗Ｒ_Ｆを接続した回路で構成しても良い。また、フィルタ回路５は本実施形態の回路又は上記回路から抵抗Ｒ_Ｆを除いたものを用いても良い。また、第１のｄｑ変換器２４とローパスフィルタ２５の順序を入れ替えることも可能である。また、第５の加算器２２と逆ｄｑ変換器２７の順序を入れ替えると共に、電圧検出手段１８により検出された出力端子間電圧ｖ（ｔ）の信号を第１のｄｑ変換器２４を通過後に直流成分抑制手段８に供給し、ｄｑ空間上で目標電流ｊ_ｄｑ１（ｔ）を補正してから逆ｄｑ変換を行い、第１の加算器２０に目標電流ｊ（ｔ）を入力しても良い。また、ｄｑ変換に代えてαβ変換を用いても良く、座標変換を行なわなくても良い。

目標電流を求める演算については、図２の処理フローがそのまま適用される。

目標電流の補正量ｊ_ｈ（ｔ）を算出するには、線間電圧（フィルタ電圧）ｖ_ａｂ（ｔ）及びｖ_ｃｂ（ｔ）の積分値から直流成分Ｖ_ａｂＤ、Ｖ_ｃｂＤ、Ｖ_ｃａＤを求め、この積分値を用いて、補正量ｊ_ａｈ（ｔ）、ｊ_ｂｈ（ｔ）、ｊ_ｃｈ（ｔ）を算出する。ここで、補正量ｊ_ａｈ（ｔ）、ｊ_ｂｈ（ｔ）、ｊ_ｃｈ（ｔ）をラプラス変換してラプラス演算子ｓを用いて表すと、（式９ａ）〜（式９ｃ）のようになる。
ｊ_ａｈ（ｓ）＝−（２／３）・（ｖ_ａｂ（ｓ）／（Ｌ_Ｆ・ｓ））＋（１／３）・（ｖ_ｃｂ（ｓ）／（Ｌ_Ｆ・ｓ））・・・（式９ａ）
ｊ_ｂｈ（ｓ）＝（１／３）・（ｖ_ａｂ（ｓ）／（Ｌ_Ｆ・ｓ））＋（１／３）・（ｖ_ｃｂ（ｓ）／（Ｌ_Ｆ・ｓ））・・・（式９ｂ）
ｊ_ｃｈ（ｓ）＝（１／３）・（ｖ_ａｂ（ｓ）／（Ｌ_Ｆ・ｓ））−（２／３）・（ｖ_ｃｂ（ｓ）／（Ｌ_Ｆ・ｓ））・・・（式９ｃ）

図４は、第２の実施の形態における直流成分抑制手段８の処理の例を示す図である。線間電圧ｖ_ａｂ（ｔ）とｖ_ｃｂ（ｔ）から補正量ｊ_ａｈ（ｔ）とｊ_ｃｈ（ｔ）を求めるものであり、（式９ａ）及び（式９ｃ）に添ってフローが形成されている。直流成分抑制手段８は、積分手段３１ａ，３１ｂ、乗算手段３２ａ，３２ｂ及び補正量算出手段３３を有する。積分手段、乗算手段を２つずつ有する。積分手段３１ａ，３１ｂは電圧検出手段１８で検出された２つの出力端子間電圧（線間電圧、フィルタ電圧）ｖ_ａｂ（ｔ）及びｖ_ｃｂ（ｔ）についてそれぞれの積分値を求め、乗算手段３２ａ，３２ｂは求めた２つの積分値をそれぞれゲイン（１／Ｌ_Ｆ）倍し、補正量算出手段３３はゲイン倍して得られたそれぞれの乗算結果を１／３と２／３に分割し、それぞれの分割された乗算結果を加減算して（具体的には（式９ａ）、（式９ｃ）の演算を行って）、補正量ｊ_ａｈ（ｔ）、ｊ_ｃｈ（ｔ）を求め、符号を反転して、図３に示す第５の加算器２２に入力する。補正量ｊ_ｂｈ（ｔ）は、（式９ｂ）を用いてｊ_ａｈ（ｔ）とｊ_ｃｈ（ｔ）から求められる。

直流成分抑制手段８で求められた補正量ｊ_ａｈ（ｔ）、ｊ_ｂｈ（ｔ）、ｊ_ｃｈ（ｔ）は、第５の加算器２２で第１次目標電流ｊ_ａ１（ｔ）、ｊ_ｂ１（ｔ）、ｊ_ｃ１（ｔ）に加算されて、目標電流ｊ_ａ（ｔ）、ｊ_ｂ（ｔ）、ｊ_ｃ（ｔ）が算出される。さらに第１の加算器２０で、目標電流ｊ_ａ（ｔ）、ｊ_ｂ（ｔ）、ｊ_ｃ（ｔ）と第１の電流検出手段１９によって検出された出力電流ｉ_ｐａ（ｔ）、ｉ_ｐｂ（ｔ）、ｉ_ｐｃ（ｔ）、との誤差Δ_ａ（ｔ）、Δ_ｂ（ｔ）、Δ_ｃ（ｔ）を算出してＰＷＭ制御手段１７に入力し、ＰＷＭ制御手段１７で誤差Δ_ａ（ｔ）、Δ_ｂ（ｔ）、Δ_ｃ（ｔ）に基いて変換器２の半導体スイッチ素子を制御する。

図５に、第２の実施の形態における図３の三相電力変換装置を用いて、目標電流ｊ_ａ（ｔ）、ｊ_ｂ（ｔ）、ｊ_ｃ（ｔ）に意図的に直流成分（Ｉ_ａＤ＝１Ａ、Ｉ_ｂＤ＝−２Ａ、Ｉ_ｃＤ＝１Ａ）を加えた場合の実験結果を示す。下欄に変換器２の半導体スイッチ素子のゲートに供給したパルス信号（オンオフ信号）を、上欄に線間電圧ｖ_ａｂ（ｔ）、ｖ_ｂｃ（ｔ）、ｖ_ｃａ（ｔ）と線間電圧をｄｑ変換した直流成分（ｄ軸成分Ｖ_ｄ，ｑ軸成分Ｖ_ｑ）を示し、横軸は時間を示す。負荷条件については図１４の実験と同じである。直流成分は、図５の横軸（５ｍｓ付近）に直交する点線で示された時点で加えている。直流成分を加える前の波形を実線で、直流成分を加えた後の波形を点線で示す。直流成分（Ｖ_ｄ，Ｖ_ｑ）には５０Ｈｚ成分が生じているが、この振幅が約１２０ｍｓの間で徐々に小さくなっており、また、線間電圧ｖ_ａｂ（ｔ）、ｖ_ｂｃ（ｔ）、ｖ_ｃａ（ｔ）に含まれる直流成分（実線と破線の差分すなわちバイアス分）が徐々に０に収束していることが分かる。この実施例において、直流成分を加えた直後の線間電圧の直流成分は、ａｂ間が、５．２７８Ｖ、ｂｃ間が、−５．３４７Ｖであったが、数秒後の定常状態になったときの線間電圧の直流成分を測定したところ、ａｂ間が、１．３ｍＶ、ｂｃ間が、２６．３ｍＶとなった。この測定結果において、例えば、ｂｃ間の、２６．３ｍＶは、定格２００Ｖの線間電圧に対して、０．００５％の値であり、誤差範囲であると考えられ、十分に直流成分の抑制効果が得られていることが分かる。

図６に、図３の回路を定常動作させた後に、目標電流ｊ_ａ（ｔ）、ｊ_ｂ（ｔ）、ｊ_ｃ（ｔ）に直流成分を意図的に加えて、負荷４として変圧器を接続し、変圧器の電流の過渡応答の実験を行った結果を示す。なお、変圧器として単相変圧器を３台用いた。図６（Ａ）は、直流電流を加えた直後（偏磁が生じた状態）の単相変圧器に流れる電流の波形を、図６（Ｂ）は、直流電流を加えて数秒後（偏磁が抑制された状態）に単相変圧器に流れる電流波形を示す。横軸は時間（１０ｍｓ／ｄｉｖ）を示す。図６（Ａ）から、直流電流が加わった直後（図６（Ａ）の上段に示すトリガ用信号がＬレベル（０Ｖ）からＨレベルに変化した時点）では、単相変圧器が偏磁したために単相変圧器の電流のピーク値が過大に上昇して、電流波形の正負の対称性が崩れていることが分かる。しかし、図６（Ｂ）から、直流成分を加え続けていても（図６（Ｂ）の上段に示すトリガ用信号がＨレベルの状態）、直流電流が加わって（トリガ用信号が変化した時点）から数秒後には、単相変圧器の電流は偏磁する前の正常な値に戻り、電流波形の対称性が回復して、直流成分が抑制されていることが分かる。

図７に第３の実施の形態における単相電力変換装置の回路構成例を示す。図７において、図１と同じ機能を呈する部分については同一の符号を付して説明を省略する。図１に比して異なる点を主に説明する。フィルタ回路５と第２の電流検出手段７との間に直流電圧検出手段６が挿入されており、直流電圧検出手段６にて出力端子間電圧ｖ（ｔ）の直流成分Ｖ_Ｄを検出する点、また、直流成分抑制手段８はフィルタ回路５で検出されるフィルタ電圧を入力する代わりに、直流電圧検出手段６で検出される出力端子間電圧ｖ（ｔ）の直流成分Ｖ_Ｄを入力して、目標電流の補正量ｊ_ｈ（ｔ）を算出する点の２点が異なる。直流電圧検出手段６は、フィルタ回路５と電流検出手段７との間に設けられ、配線ａ１とａ２間に抵抗Ｒ_ｄとコンデンサＣ_ｄを直列接続し、抵抗Ｒ_ｄとコンデンサＣ_ｄとの中間点から、配線ａ１とａ２間に含まれる直流成分Ｖ_Ｄを検出する。これらの直流成分も出力端子間電圧ｖ（ｔ）に含まれるので、本実施の形態では、直流電圧検出手段６が電圧検出手段１８として機能する。目標電流生成手段１１０の処理は、直流成分抑制手段８の処理が異なることを除いて第１の実施の形態と同様である。なお、直流電圧検出手段６は、インダクタ３とフィルタ回路５との間に設けても良く、電流検出手段７と出力端子ｕ１，ｕ２との間に設けても良い。

本実施の形態における電力変換装置では、電圧検出手段は、出力端子ｕ１，ｕ２間にコンデンサＣ_ｄと抵抗Ｒ_ｄとを直列接続した回路から構成され、出力端子ｕ１，ｕ２間に印加される直流電圧成分Ｖ_Ｄを検出する直流電圧検出手段６を有し、目標電流生成手段１１０は、直流電圧成分Ｖ_Ｄに基いて、目標電流ｊ（ｔ）を補正することにより、単相交流電力に含まれる直流成分を抑制する直流成分抑制手段８を有する。なお、図７の１８はフィルタ電圧ｖ（ｔ）を検出する手段として機能する。

このように構成すると、リアクトルのような大きな部品を使用することなく、電力変換装置から出力される交流電力に含まれる直流成分を抑制でき、高速応答、高精度で装置を小型化できる電力変換装置を提供できる。

出力端子間電圧ｖ（ｔ）の直流成分Ｖ_Ｄと目標電流ｊ（ｔ）に発生する直流成分Ｉ_Ｄの間には（式６）の関係が成立するので、Ｉ_Ｄ＝Ｖ_Ｄ・αに見合った補正量ｊ_ｈ（ｔ）を目標電流ｊ（ｔ）にフィードバックすることにより直流成分の抑制ができることが解る。補正量ｊ_ｈ（ｔ）は、直流成分Ｉ_Ｄと反対極性の一定値を用いても良く、（式６）で計算した値を用いても良い。

図８は、第３の実施の形態における直流成分抑制手段８の処理の例を示す図である。直流成分抑制手段８をアナログ回路にて構成し、直流成分Ｉ_Ｄを求めるものである。直流成分抑制手段８は、直流電圧検出手段６で検出された直流成分Ｖ_Ｄを増幅する増幅手段としての増幅器３４、Ｉ_Ｄ極性判定回路３９を有する。本実施の形態では、直流成分Ｖ_Ｄは増幅器３４に入力され、増幅される。検出された微小な直流成分Ｖ_Ｄを増幅器３４で増幅し、ローパスフィルタ３５を通して高周波数成分を除去してフォトカプラ３８に入力し、入力部と絶縁されたフォトカプラ３８の出力信号によりＩ_Ｄ極性判定回路３９を動作させて負荷電流の直流成分Ｉ_Ｄの極性を判定する。単相の場合、コンデンサＣ_ｄの電圧が正にバイアスされていれば、直流成分Ｉ_Ｄも正にバイアスされ、コンデンサＣ_ｄの電圧が負にバイアスされていれば、直流成分Ｉ_Ｄも負にバイアスされていることになる。演算器４０には予め補正量ｊ_ｈ（ｔ）を設定しておき、負荷電流の直流成分Ｉ_Ｄの極性が正のときは、負の符号の補正量を出力し、Ｉ_ａＤの極性が負のときは、正の符号の補正量を出力し、第５の加算器２２に入力する。なお、ローパスフィルタ３５は、省略可能である。この実施の形態では、リアクトルのような大きな部品を使用することなく、アナログ回路による簡単な回路構成によって、容易に電力変換装置から出力される交流電力に含まれる直流成分を抑制でき、高速応答、高精度で装置を小型化できる電力変換装置を提供できる。

図９に第４の実施の形態における三相電力変換装置の回路構成例を示す。図９において、図３と同じ機能を呈する部分については同一の符号を付して説明を省略する。図３に比して異なる点を主に説明する。フィルタ回路５と第２の電流検出手段７との間に直流電圧検出手段６が挿入されており、直流電圧検出手段６にて出力端子間電圧ｖ（ｔ）の直流成分（詳しくは３つの線間電圧のうち２つの線間電圧の直流成分）Ｖ_ａｂＤ，Ｖ_ｃｂＤを検出する点、また、直流成分抑制手段８はフィルタ回路５で検出されるフィルタ電圧を入力する代わりに、直流電圧検出手段６で検出される出力端子間電圧ｖ（ｔ）の直流成分Ｖ_ａｂＤ，Ｖ_ｃｂＤを入力して、目標電流の補正量ｊ_ｈ（ｔ）を算出する点の２点が異なる。直流電圧検出手段６は、フィルタ回路５と電流検出手段７との間に設けられ、配線ａｂ間、ｃｂ間にそれぞれ抵抗Ｒ_ｄとコンデンサＣ_ｄを直列接続し、抵抗Ｒ_ｄとコンデンサＣ_ｄとの中間点から、配線ａｂ間、配線ｃｂ間に含まれる直流成分Ｖ_ａｂＤ，Ｖ_ｃｂＤを検出する。本実施の形態では、直流電圧検出手段６が電圧検出手段として機能する。また、図９中の（）は省略可能なことを意味する。なお、直流電圧検出手段６は、インダクタ３とフィルタ回路５との間に設けても良く、電流検出手段７と出力端子ｕ，ｖ，ｗとの間に設けても良い。

本実施の形態における電力変換装置では、電圧検出手段は、出力端子ｕ，ｖ，ｗ間にコンデンサＣ_ｄと抵抗Ｒ_ｄとを直列接続した回路から構成され、出力端子ｕ，ｖ，ｗ間に印加される直流電圧成分Ｖ_Ｄ（Ｖ_ａｂＤ，Ｖ_ｃｂＤ）を検出する直流電圧検出手段６を有し、目標電流生成手段１１０は、直流電圧成分Ｖ_Ｄ（Ｖ_ａｂＤ，Ｖ_ｃｂＤ）に基いて、目標電流ｊ（ｔ）（ｊ_ａ（ｔ），ｊ_ｂ（ｔ），ｊ_ｃ（ｔ））を補正することにより、三相交流電力に含まれる直流成分を抑制する直流成分抑制手段８を有する。なお、図９の１８はフィルタ電圧ｖ（ｔ）を検出する手段として機能する。また、直流電圧検出手段６及びフィルタ電圧検出手段１８は３つあっても良い。

このように構成すると、三相交流においても、リアクトルのような大きな部品を使用することなく、電力変換装置から出力される交流電力に含まれる直流成分を抑制でき、高速応答、高精度で装置を小型化できる電力変換装置を提供できる。

目標電流生成手段１１０の処理は、直流成分抑制手段８の処理が異なることを除いて第２の実施の形態と同様である。
（式７ａ）〜（式７ｃ）及び次の（式１０）より、（式１１ａ）、（式１１ｂ）が導かれる。

Ｉ_ａＤ＋Ｉ_ｂＤ＋Ｉ_ｃＤ＝０ ・・（式１０）
Ｉ_ａＤ＝α／３・（２Ｖ_ａｂＤ＋Ｖ_ｃｂＤ） ・・（式１１ａ）
Ｉ_ｃＤ＝−α／３・（Ｖ_ａｂＤ＋２Ｖ_ｃｂＤ） ・・（式１１ｂ）

これより、（２Ｖ_ａｂＤ＋Ｖ_ｃｂＤ）及び（Ｖ_ａｂＤ＋２Ｖ_ｃｂＤ）の計算結果がわかれば、各配線ａ，ｂ，ｃを流れる負荷電流の直流成分Ｉ_ａＤ、Ｉ_ｂＤ、Ｉ_ｃＤを求められること、この直流成分Ｉ_ａＤ、Ｉ_ｂＤ、Ｉ_ｃＤを目標電流ｊ（ｔ）にフィードバックすることにより直流成分の抑制ができることが解る。

図１０は、第４の実施の形態における直流成分抑制手段８の処理の例を示す図である。直流成分抑制手段８をアナログ回路にて構成したフローであり、（式１１ａ）、（式１１ｂ）に従って負荷電流ｉ_ｓ（ｔ）の直流成分Ｉ_ａＤ、Ｉ_ｃＤを求めるものである。直流成分抑制手段８は、直流電圧検出手段６で検出された２つの直流成分Ｖ_ａｂＤ，Ｖ_ｃｂＤを増幅する増幅手段としての増幅器３４ａ，３４ｂ、第１の加算手段としての加算回路３７ａ、第２の加算手段としての加算回路３７ｂ、第１の判定手段としてのＩ_ａＤ極性判定回路３９ａ及び第２の判定手段としてのＩ_ｃＤ極性判定回路３９ｂを有する。

本実施の形態では、第１の直流成分Ｖ_ａｂＤ、第２の直流成分Ｖ_ｃｂＤは増幅器３４ａ、３４ｂに入力され、増幅される。配線ａｂ間で検出された微小な直流成分Ｖ_ａｂＤを増幅器３４ａで増幅し、ローパスフィルタ３５ａを通して高周波数成分を除去し、２倍器３６ａで２倍にして２Ｖ_ａｂＤを得る。これに配線ｃｂ間で検出され、増幅器３４ｂで増幅されてローパスフィルタ３５ｂを通して高周波数成分を除去し、得られた直流成分Ｖ_ｃｂＤを加算回路３７ａで加算して演算結果（２Ｖ_ａｂＤ＋Ｖ_ｃｂＤ）を得る。その演算結果をフォトカプラ３８ａに入力し、入力部と絶縁されたフォトカプラ３８ａの出力信号によりＩ_ａＤ極性判定回路３９ａを動作させて負荷電流の直流成分Ｉ_ａＤの極性を判定する。演算器４０には予め補正量ｊ_ｈ（ｔ）を設定しておき、負荷電流の直流成分Ｉ_ａＤの極性が正のときは、負の補正量を出力し、Ｉ_ａＤの極性が負のときは、正の補正量を出力し、第５の加算器２２に入力する。他方、配線ａｂ間で検出され、増幅器３４ａで増幅されてローパスフィルタ３５ａを通して得られた直流成分Ｖ_ａｂＤと、配線ｃｂ間で検出され増幅器３４ｂで増幅されてローパスフィルタ３５ｂを通して２倍器３６ｂで２倍して得られた直流成分２Ｖ_ｃｂＤを加算回路３７ｂで加算して演算結果（Ｖ_ａｂＤ＋２Ｖ_ｃｂＤ）を得る。その演算結果についてもフォトカプラ３８ｂを通してＩ_ｃＤ極性判定回路３９ｂにて負荷電流の直流成分Ｉ_ｃＤの極性を判定し、演算器４０にて正又は負の補正量を第５の加算器２２に入力する。

また、本実施の形態における電力変換装置において、直流成分抑制手段８は、直流電圧検出手段６で検出された２つの直流成分Ｖ_ａｂＤ，Ｖ_ｃｂＤを増幅する増幅手段３４ａ，３４ｂと、第１の直流成分Ｖ_ａｂＤの２倍と第２の直流成分Ｖ_ｃｂＤとを加算する第１の加算手段３７ａと、第１の直流成分Ｖ_ａｂＤと第２の直流成分Ｖ_ｃｂＤの２倍とを加算する第２の加算手段３７ｂと、第１の加算手段３７ａで加算された電圧値の極性を判定し、判定結果に基いて符号を付して出力する第１の判定手段３９ａと、第２の加算手段３７ｂで加算された電圧値の極性を判定し、判定結果に基いて符号を付して出力する第２の判定手段３９ｂとを有する。

このように、本実施の形態でも、アナログ回路による簡単な回路構成によって、第３の実施の形態と同様に、出力端子間電圧から直流成分を検出して目標電流を補正することにより直流成分を抑制することができる。

以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で実施の形態に種々変更を加えられることは明白である。

例えば、上記実施の形態では、電力変換装置の出力端子に負荷が直接接続される場合について説明したが、電力変換装置の出力端子に変圧器が存在する場合についても適用できる。出力端子間電圧として変圧器の１次側に印加される１次電圧ｖ（ｔ）を電圧検出手段により検出し、目標電流ｊ（ｔ）を直流成分抑制手段８で補正することにより、変換器から出力され、交流電力に含まれ、変圧器に流れる直流成分を抑制でき、変圧器の偏磁を防止できる。

また、上記実施の形態では、目標電流を発生させる目標電流生成手段は実施の形態で説明した構成に限定されず、多様な構成が可能である。例えば、上記実施の形態では第２の電流検出手段で検出された負荷電流を目標電流に反映させる例を示したが、第２の電流検出手段を省略することも可能である。また、フィルタ電流指令ｉ_ＣＦ、偏差補償指令Ｄ（ｔ）を省略することも可能である。また、フィルタ回路は抵抗Ｒ_Ｆを除いてコンデンサＣ_Ｆのみで構成しても良い。また、ｄｑ変換に代えてαβ変換を用いても良く、座標変換を行なわなくても良い。また、ｄｑ変換器２４とローパスフィルタ２５の順序を入れ替えても良く、直流成分抑制手段８における目標電流の補正をｄｑ空間で行なうことも可能である。また、積分手段、乗算手段、その他の手段を個別の回路で構成しても良く、同一回路に集積し又は分割して構成しても良い。また、積分時間やゲイン値は種々変更可能である。

本発明は、直流電源から交流電力を生成する電力変換装置において、変換器から出力される交流電力に含まれる直流成分を抑制するのに利用される。

第１の実施の形態における単相電力変換装置の回路構成例を示す図である。 第１の実施の形態における電力変換装置の直流成分抑制方法の処理フロー例を示す図である。 第２の実施の形態における三相電力変換装置の回路構成例を示す図である。 第２の実施の形態における直流成分抑制手段の処理の例を示す図である 第２の実施の形態における目標電流に直流成分を加えた場合の実験結果を示す図である。 第２の実施の形態における過渡応答の実験結果の例を示す図である。 第３の実施の形態における単相電力変換装置の回路構成例を示す図である。 第３の実施の形態における直流成分抑制手段の処理の例を示す図である。 第４の実施の形態における三相電力変換装置の回路構成例を示す図である。 第４の実施の形態における直流成分抑制手段の処理の例を示す図である。 直流成分抑制対策をしていない単相電力変換装置の回路構成例を示す図である。 直流成分抑制対策をしていない単相電力変換装置における電力変換の制御方法の処理フローを示す図である。 直流成分抑制対策をしていない三相電力変換装置の回路構成例を示す図である。 直流成分抑制対策をしていない三相電力変換装置の目標電流に直流成分を加えた場合の実験結果を示す図である。

符号の説明

１ 直流電源
２ 変換器
３ インダクタ
４ 負荷
５ フィルタ回路
６ 直流電圧検出手段
７ 第２の電流検出手段
８ 直流成分抑制手段
９ 第２の増幅器
１０ フィルタ電圧指令手段
１１ フィルタ電流指令手段
１２ ＰＷＭ電流偏差補償手段
１３ 第１の増幅器
１４ 第３の増幅器
１５ 第２の加算器
１６ 第４の加算器
１７ ＰＷＭ制御手段
１８ 電圧検出手段
１９ 第１の電流検出手段
２０ 第１の加算器
２１ 第３の加算器
２２ 第５の加算器
２３ 第６の加算器
２４ 第１のｄｑ変換器
２５ ローパスフィルタ
２６ 第２のｄｑ変換器
２７ 逆ｄｑ変換器
３１ａ，３１ｂ 積分手段
３２ａ，３２ｂ 乗算手段
３３ 補正量算出手段
３４，３４ａ，３４ｂ 増幅器
３５，３５ａ，３５ｂ ローパスフィルタ
３６ａ，３６ｂ ２倍器
３７ａ，３７ｂ 加算回路
３８，３８ａ，３８ｂ フォトカプラ
３９ Ｉ_Ｄ極性判定回路
３９ａ Ｉ_ａＤ極性判定回路
３９ｂ Ｉ_ｃＤ極性判定回路
４０ 演算器
１００ 主回路
１１０ 目標電流生成手段
１２０ 信号変換手段
ａ，ａ１，ａ２，ｂ，ｃ 配線
Ｃ_Ｆ，Ｃ_ｄ コンデンサ
Ｄ（ｔ） 偏差補償指令
Ｅ_Ｂ 直流電源の起電圧
Ｉ_Ｄ 目標電流の直流成分
ｉ_ｐ（ｔ） 出力電流
ｉ_ｓ（ｔ） 負荷電流
ｉ_ＣＦ フィルタ電流指令
ｊ（ｔ） 目標電流
ｊ_１（ｔ） 第１次目標電流
ｊ_ｈ（ｔ） 目標電流の補正量
Ｌ_Ｐ インダクタンス
Ｌ_Ｆ ゲインの逆数
Ｒ_Ｆ，Ｒ_ｄ 抵抗
ｓ ラプラス演算子
ｔ 時間
ｕ，ｕ１，ｕ２，ｖ，ｗ 出力端子
ｖ（ｔ） 出力端子間電圧（フィルタ電圧）
ｖ_Ｃ（ｔ） フィルタ電圧指令
Ｖ_Ｄ 出力端子間電圧の直流成分
α，β，γ 増幅度
Δ（ｔ） 出力電流と目標電流の誤差

Claims (8)

1. 直流電源から単相交流電力を生成して出力端子に接続される負荷に電力を供給する単相電力変換装置であって；
   前記直流電源からの直流電力を単相交流電力に変換する変換器と、
   前記変換器の交流側に接続されるインダクタと、
   前記インダクタを流れる出力電流を検出する電流検出手段と、
   前記出力端子間に印加される出力端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記出力電流の目標値としての目標電流を生成する目標電流生成手段と、
   前記出力電流と前記目標電流との誤差に基いて、前記変換器をパルス幅変調制御する変換器制御手段とを備え；
   前記目標電流生成手段は、前記電圧検出手段で検出された出力端子間電圧の積分値を増幅して、前記目標電流を補正することにより、前記単相交流電力に含まれる直流成分を抑制する直流成分抑制手段を有する；
   単相電力変換装置。
2. 前記出力端子間に接続され、前記単相交流電力に含まれるスイッチング周波数成分を除去するフィルタ回路を備え；
   前記電圧検出手段は、前記フィルタ回路に印加されるフィルタ電圧を前記出力端子間電圧として検出し、
   前記直流成分抑制手段は、前記フィルタ電圧の積分値を増幅して、前記目標電流を補正する；
   請求項１に記載の単相電力変換装置。
3. 直流電源から単相交流電力を生成して出力端子に接続される負荷に電力を供給する単相電力変換装置であって；
   前記直流電源からの直流電力を単相交流電力に変換する変換器と、
   前記単相変換器の交流側に接続されるインダクタと、
   前記インダクタを流れる出力電流を検出する電流検出手段と、
   前記出力端子間に印加される出力端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記出力電流の目標値としての目標電流を生成する目標電流生成手段と、
   前記出力電流と前記目標電流との誤差に基いて、前記変換器をパルス幅変調制御する変換器制御手段とを備え；
   前記電圧検出手段は、出力端子間にコンデンサと抵抗とを直列接続した回路から構成され、前記出力端子間に印加される直流電圧成分を検出する直流電圧検出手段を有し、
   前記目標電流生成手段は、前記直流電圧成分に基いて、前記目標電流を補正することにより、前記単相交流電力に含まれる直流成分を抑制する直流成分抑制手段を有する；
   単相電力変換装置。
4. 前記直流成分抑制手段は、前記直流電圧検出手段で検出された直流成分を増幅する増幅手段と、前記直流成分の電圧値の極性を判定し、判定結果に基いて符号を付して出力する判定手段とを有する；
   請求項３に記載の単相電力変換装置。
5. 直流電源から三相交流電力を生成して出力端子に接続される負荷に電力を供給する三相電力変換装置であって；
   前記直流電源からの直流電力を三相交流電力に変換する変換器と、
   前記変換器の交流側に接続されるインダクタと、
   前記インダクタを流れる出力電流を検出する電流検出手段と、
   前記出力端子間に印加される出力端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記出力電流の目標値としての目標電流を生成する目標電流生成手段と、
   前記出力電流と前記目標電流との誤差に基いて、前記変換器をパルス幅変調制御する変換器制御手段とを備え；
   前記目標電流生成手段は、前記電圧検出手段で検出された出力端子間電圧の積分値を増幅して、前記目標電流を補正することにより、前記三相交流電力に含まれる直流成分を抑制する直流成分抑制手段を有する；
   三相電力変換装置。
6. 前記出力端子間に接続され、前記三相交流電力に含まれるスイッチング周波数成分を除去するフィルタ回路を備え；
   前記電圧検出手段は、前記出力端子間電圧として前記フィルタ回路と各配線との接続点間に印加されるフィルタ電圧を検出し、
   前記直流成分抑制手段は、前記フィルタ電圧の積分値を増幅して、前記目標電流を補正する；
   請求項５に記載の三相電力変換装置。
7. 直流電源から三相交流電力を生成して出力端子に接続される負荷に電力を供給する三相電力変換装置であって；
   前記直流電源からの直流電力を三相交流電力に変換する変換器と、
   前記変換器の交流側に接続されるインダクタと、
   前記インダクタを流れる出力電流を検出する電流検出手段と、
   前記出力端子間に印加される出力端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記出力電流の目標値としての目標電流を生成する目標電流生成手段と、
   前記出力電流と前記目標電流との誤差に基いて、前記変換器をパルス幅変調制御する変換器制御手段とを備え；
   前記電圧検出手段は、出力端子間にコンデンサと抵抗とを直列接続した回路から構成され、前記出力端子間に印加される直流電圧成分を検出する直流電圧検出手段を有し、
   前記目標電流生成手段は、前記直流電圧成分に基いて、前記目標電流を補正することにより、前記三相交流電力に含まれる直流成分を抑制する直流成分抑制手段を有する；
   三相電力変換装置。
8. 前記直流成分抑制手段は、前記直流電圧検出手段で検出された２つの直流成分を増幅する増幅手段と、第１の直流成分の２倍と第２の直流成分とを加算する第１の加算手段と、前記第１の直流成分と前記第２の直流成分の２倍とを加算する第２の加算手段と、前記第１の加算手段で加算された電圧値の極性を判定し、判定結果に基いて符号を付して出力する第１の判定手段と、前記第２の加算手段で加算された電圧値の極性を判定し、判定結果に基いて符号を付して出力する第２の判定手段とを有する；
   請求項７に記載の三相電力変換装置。
   
   

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