JPH0698559A - 電源装置の偏磁防止回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】交流無停電電源装置等のインバータ回路１０の
交流出力に変圧器を接続していなる電源装置において、
前記交流出力の正負の電圧の非対称性に起因して生じる
前記変圧器の偏磁現象を防止する。 【構成】前記交流出力のうちの直流成分のみを取出す直
流成分抽出部２０と、この直流成分を打ち消すように、
インバータ回路１０のスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４を動作さ
せるためのパルス信号を半周期毎に前記直流成分の大き
さに応じて変化させるパルス信号変調部３０とよりなる
偏磁防止回路を設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交流無停電電源装置等
のインバータ回路の交流出力に変圧器を接続していなる
電源装置において、前記交流出力の正負の電圧の非対称
性に起因して生じる前記変圧器の偏磁現象を防止する電
源装置の偏磁防止回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】例えば交流無停電電源装置は、バッテリ
等の蓄電装置の直流電源を所定電圧の交流に変換して出
力するものであって、前記蓄電装置の出力を交流に変換
するインバータ回路を有し、出力負荷装置に対する絶縁
または電圧変換を目的として、このインバータ回路の出
力部に変圧器を装備しているか、あるいはこのインバー
タ回路の出力側（負荷側）に変圧器を装備しており、い
ずれの場合にもインバータ回路の出力に変圧器が介在す
る。

【０００３】ところで、インバータ回路において直流−
交流変換を行なう場合のスイッチ素子には、サイリス
タ，バイポーラトランジスタ，ＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴ
等の半導体素子を用いることが多い。しかし、これら半
導体素子には素子固有のスイッチング速度が存在し、制
御信号に比較し僅かながら遅れて動作する。これは、高
い周波数で時分割制御を行なう回路方式（例えばいわゆ
るＰＷＭ制御方式）の場合には、動作周期に対する遅れ
時間の比率が多くなりスイッチ素子の誤差によって生ず
る正極と負極の非対称成分の比率が増大することにな
る。

【０００４】また、スイッチ素子には個々の特性誤差が
あり複数個を用いて回路を構成する装置においては、そ
の誤差により顕著にあらわれる、その結果、インバータ
回路で交流電圧に変換した場合、交流電圧の正負の極性
が非対称となり直流成分が含まれた交流電圧となる。

【０００５】そして、このように交流電圧が非対称にな
り直流成分が含まれると、変圧器の鉄心の磁束が飽和
し、偏磁現象となり異常電流が変圧器の一次巻線に流れ
インバータ回路の半導体素子を破壊するか異常なストレ
スを加えるという障害が生じることになる。

【０００６】以下、この偏磁現象を図４〜８により詳述
する。図４はインバータ基本回路の一例を示す。直流電
源Ｅ１の両極に接続されているＳ１〜Ｓ４は、インバー
タ回路で交流に変換するためのスイッチ素子である。Ｄ
１〜Ｄ４は、インバータの出力に接続されている波形整
形用リアクトルＬ１やコンデンサＣ１ならびにトランス
Ｔ１の作用で生じる無効電力をＥ１に回生するためのダ
イオード素子である。

【０００７】図６は、Ｓ１〜Ｓ４の具体的な動作信号の
タイミング波形とインバータ出力電圧波形を表わす。図
５は、図６で示す部分的な動作を詳細に示したタイミン
グチャート図である。

【０００８】Ｓ１とＳ４に信号が印加された期間はイン
バータ電圧Ｖ１は端子ａ−ｂ間には、電圧＋Ｖ１として
電圧が発生する。Ｓ３とＳ２に信号が印加された期間に
は、電圧−Ｖ１として電圧が発生する。Ｓ１〜Ｓ４が決
められた周期で交互に動作することにより、ａ−ｂ間に
は図６に示す交流電圧Ｖ１波形が得られる。

【０００９】ここで、信号波形が規則正しく発生し、か
つＳ１〜Ｓ４が理想的に動作すれば、Ｖ１電圧は正極と
負極の平均値電圧は同じとなり、直流電圧が含まれてい
ない交流電圧が得られることになる。しかし、各々のス
イッチ素子の動作速度は固有の特性差異がありインバー
タ電圧は信号源と異なった電圧が発生することになる。

【００１０】すなわち、図５に示すように、Ｓ１がＯＮ
状態でＳ４のゲート，ソース間（Ｇ４−Ｓ４）にゲート
信号が印加された場合Ｓ４に流れる電流Ｉｄ４は、Ｓ４
のターンオン時間の遅れによって時間Ｔｏｎが経過後に
電流が流れ始める。ＯＦＦする場合にはＳ４の素子固有
の特性によって生じるオフ時の遅延時間Ｔｏｆｆの影響
で直ちに電流は遮断することができず導通状態を継続す
ることになる。

【００１１】この結果出力電圧Ｖ１はＳ４の信号電圧
（Ｇ４−Ｓ４）の発生期間と異なった期間に信号が発生
することになる。そして、一般には素子の特性上Ｔｏｎ
＜Ｔｏｆｆの関係にありパルス信号に比べ出力電圧の時
間幅は広くなる。

【００１２】Ｔｏｎ，Ｔｏｆｆの時間はパルス信号の時
間幅Ｔｓには依存しないため、パルス信号の時間幅Ｔｓ
が狭いときほどゲート信号電圧と出力電圧との誤差は大
きくなる。このことは高い周波数で変換する装置ほど誤
差は顕著にあらわれ易い。また、スイッチングの時間の
特性は個々の素子に依存しており、出力電圧の正極と負
極の電圧差異によって生じる直流成分は素子のバラツキ
に依存することになる。

【００１３】一方、変圧器は、図９に示すような鉄心１
に一次コイルと二次コイルを巻き付けたもので、一次コ
イルに電圧を印加して励磁電流を流すとこれにより発生
する磁束により二次コイルに所定の電圧が誘起されるも
のであり、この場合の励磁電流の尖頭値Ｉ（Ａ）は一般
に下記式（１）で表わされる。 Ｉ＝（０．８ＢＬ）／Ｎ …（１） ここで、Ｂは磁束密度（ガウス）、Ｌは鉄心１の空隙長
（Ｃｍ）、Ｎはコイルの巻数である。

【００１４】そして、一次コイルの印加電圧が対称波形
であれば、図７に示す如くＩは対称電流波形として流れ
るが、非対称の場合には、図８に示す如く磁化特性は非
対称となり片側のみに過大な電流（偏磁電流）が流れる
現象（すなわち偏磁現象）が発生する。

【００１５】このため、従来は、鉄心１に空隙を設ける
ことにより、前記式（１）における数値Ｌを設定するこ
とで、磁化特性を図１０に示す如く改善し非対称性を解
消していた。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】しかし、鉄心に空隙を
設けると漏れ磁束が発生したり、空隙部の漏れ磁束が巻
線を交差することによる交差磁束の影響で巻き線温度が
異常に上昇し損失が増大する。また、漏洩磁束によるノ
イズが発生するなど空隙による悪影響が生ずるという問
題がある。

【００１７】本発明は、変圧器に空隙を設ける必要がな
く回路の制御技術により前述偏磁現象を防止することが
可能となる偏磁防止回路を提供することを目的としてい
る。

【００１８】

【課題を解決するための手段】かかる目的を達成するた
めの本発明の要旨とするところは、インバータ回路（１
０）の交流出力に変圧器を接続していなる電源装置にお
いて、前記交流出力の正負の電圧の非対称性に起因して
生じる前記変圧器の偏磁現象を防止する電源装置の偏磁
防止回路であって、前記交流出力のうちの直流成分のみ
を取出す直流成分抽出部（２０）と、この直流成分を打
ち消すように、前記インバータ回路（１０）のスイッチ
素子（Ｓ１〜Ｓ４）を動作させるためのパルス信号を半
周期毎に前記直流成分の大きさに応じて変化させるパル
ス信号変調部（３０）とよりなることを特徴とする電源
装置の偏磁防止回路に存する。

【００１９】

【作用】直流成分抽出部（２０）は、インバータ回路
（１０）の交流出力のうちの直流成分のみを取出す。パ
ルス信号変調部（３０）は、前記直流成分抽出部（２
０）が取出した（出力した）直流成分の大きさに応じ
て、この直流成分を打ち消すようにインバータ回路（１
０）のスイッチ素子（Ｓ１〜Ｓ４）を動作させるための
パルス信号を半周期毎に変化させる。このため、インバ
ータ回路（１０）の交流出力が前記スイッチ素子（Ｓ１
〜Ｓ４）の動作特性により非対称となる性質を有してい
ても、運転開始直後にこの交流出力の直流成分は即座に
打ち消されて、直流成分のない対称な交流出力が出力さ
れ続ける。

【００２０】

【実施例】以下、図１〜３に基づき本発明の一実施例を
説明する。本実施例の電源装置の偏磁防止回路は、図１
に示すように、インバータ回路１０の交流出力（端子ａ
−ｂ間に表われる出力）のうちの直流成分のみを取出す
直流成分抽出部２０と、この直流成分を打ち消すよう
に、インバータ回路１０のスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４を動
作させるためのパルス信号を半周期毎に前記直流成分の
大きさに応じて変化させるパルス信号変調部３０とより
なる。

【００２１】ここで、インバータ回路１０は、前述の図
４に示すものと同様のものであるので、説明は省略す
る。なお、このインバータ回路１０の各スイッチ素子Ｓ
１〜Ｓ４は、ゲート信号出力回路ＤＩ２から前述の図６
に示すタイミングで出力されるゲート信号（パルス信
号）により動作（オン，オフ）するようになっており、
このゲート信号出力回路ＤＩ２が出力するゲート信号の
時間幅は、入力信号Ｏ（後述する高速電圧比較コンパレ
ータ素子Ａ６の出力）のパルス幅により与えられるよう
になっている。

【００２２】直流成分抽出部２０は、インバータ出力端
子（ｃ−ｂ）から直流電圧と交流電圧を増幅する絶縁ア
ンプＩＡと、抵抗Ｒ０，コンデンサＣ０，反転増幅器Ａ
０よりなり絶縁アンプＩＡの出力ｄを積分する積分回路
２１と、抵抗Ｒ２，抵抗Ｒ３，反転増幅器Ａ２よりなり
出力ｅを増幅度１で反転させる反転増幅回路２２と、コ
ンデンサＣ２，抵抗Ｒ１よりなり出力ｅから直流成分を
取り除く直流カット回路２３と、この直流カット回路２
３の出力のインピーダンス変換を行なう増幅度１の非反
転回路Ａ１と、抵抗Ｒ４，抵抗Ｒ５，抵抗Ｒ６，反転増
幅器Ａ３よりなり出力ｆと出力ｇを加算する加算回路２
４とより構成されている。

【００２３】パルス信号変調部３０は、抵抗Ｒ７，抵抗
Ｒ８，反転増幅器Ａ４よりなり出力ｈを増幅度１で反転
する反転回路３１と、インバータの基本周波数に同期し
た外部からのデジタル信号が印加される端子ｉが制御端
子に接続され前記反転回路３１の出力を入力とするアナ
ログスイッチ素子ＤＳ２と、デジタル反転素子Ｂ１を介
し端子ｉの信号が制御端子に入力され前記出力ｈを入力
とするアナログスイッチ素子ＤＳ１と、抵抗Ｒ９，抵抗
Ｒ１０，抵抗Ｒ１１，反転増幅器Ａ５よりなりインバー
タの出力電圧を整流した負極性電圧ｋと出力ｊとを加算
する反転誤差増幅回路３２と、端子ｉに入力される基本
周波数に比較し高周波の信号を端子ｐから加えることで
端子ｍに近似的な正弦波の全波波形電圧を出力するＤ／
Ａ（デジタル，アナログ）変換回路ＤＩ１と、出力ｍと
基本波形に比較し十分高い周波数である三角波形の信号
電圧ｎとを比較し出力ｏにパルス信号を発生させる高速
電圧比較コンパレータ素子Ａ６とより構成されている。

【００２４】ここで、アナログスイッチ素子ＤＳ１，ア
ナログスイッチ素子ＤＳ２は、制御端子に”Ｈ”レベル
の電圧が印加されるとスイッチ端子間は低インピーダン
ス（オン）となり、”Ｌ”レベルの電圧印加時には高イ
ンピーダンス（オフ）となるものである。

【００２５】Ｄ／Ａ変換回路ＤＩ１は、端子ｌにアナロ
グ信号電圧を加えかつ電圧振幅を変化させることで，出
力ｍの電圧振幅を出力ｌの信号に比例させる機能を有す
る。

【００２６】高速電圧比較コンパレータ素子Ａ６は、端
子ｎと端子ｍの瞬時電圧を比較しｎ＜ｍの期間は端子ｏ
には”Ｌ”レベルの電圧、ｎ＞ｍの期間は”Ｈ”レベル
の電圧を出力するものである。

【００２７】次に作用を説明する。インバータ回路１０
の出力に直流電圧が重畳された交流電圧が発生すると、
直流成分抽出部２０の出力である端子ｈには直流電圧成
分のみ取出される。すなわち、図２に示す如く、インバ
ータ出力端子ｃ−ｂ間の出力は絶縁アンプＩＡにより増
幅されて端子ｄに出力され、この端子ｄの出力は積分回
路２１により積分される。そして、この積分された出力
ｅは、反転増幅回路２２により反転されて端子ｇに出力
され、また、直流カット回路２３により直流成分を除か
れた後、非反転回路Ａ１を介して端子ｆに出力される。
さらに、加算回路２４は、出力ｆと出力ｇを加算して、
交流成分を打ち消すので、端子ｈには直流成分のみが出
力される。

【００２８】なおここで、端子ｄの出力を積分するの
は、インバータ回路１０に変圧器が接続された場合変圧
器に流れる励磁電流は変圧器端子電圧の電圧時間積に比
例する定義に基ずく。

【００２９】そして、パルス信号変調部３０は、直流成
分抽出部２０が端子ｈに出力した直流成分の大きさに応
じて、この直流成分を打ち消すようにインバータ回路の
スイッチ素子を動作させるためのパルス信号を半周期毎
に変化させる。

【００３０】すなわち、図３に示す如く、端子ｊには、
アナログスイッチ素子ＤＳ１，ＤＳ２の作用で、インバ
ータの基本周波数に同期した信号ｉで分配した電圧であ
って、端子ｈの直流電圧に比例した電圧が正弦波電圧の
正極性と負極性の電圧成分として出力される。そして、
この端子ｊの信号は、反転誤差増幅回路３２により端子
ｋの電圧と合成され、端子ｌにＤ／Ａ変換回路ＤＩ１の
制御電圧として供給される。なお、端子ｌの電圧は、交
流出力電圧に直流電圧成分が加算されている交流半波周
期にはｋの電圧に比較し低い値に電圧が、交流出力電圧
に直流電圧が減算されている交流半波の期間にはｋの電
圧比較し高い値の電圧が得られる。

【００３１】このため、Ｄ／Ａ変換回路ＤＩ１の出力と
して端子ｍに得られる等価正弦波の電圧波形は交流電圧
（ｃ−ｂ間の出力）の直流成分の量で振幅が変化する。
すなわち、端子ｈの直流電圧が零のとき（ｃ−ｂ間の出
力が対称電圧波形の場合）には、端子ｋの電圧のみが端
子ｌに供給されるが、直流成分が含まれている場合に
は、この直流成分の大きさに応じて半周期毎に等価正弦
波の振幅が変化する。

【００３２】そして、高速電圧コンパレータＡ６は、端
子ｎの安定した三角波形電圧と端子ｍの電圧を比較しそ
の結果を出力Ｏにパルス電圧として出力する。その結
果、端子ｍの電圧振幅が低い場合には、端子Ｏには狭い
パルス幅の電圧が得られ、振幅が高い場合には幅の広い
パルス信号が得られる。さらに、ここで得られたパルス
信号に基ずいて、パルス選択回路ＤＩ２が、インバータ
回路の変換素子を点弧する信号電圧に分配し変換素子Ｓ
１〜Ｓ４を順次点弧する。

【００３３】このため、例えば図２に示すように、イン
バータ回路１０の出力（ａ−ｂ間の出力）に変換素子Ｓ
１〜Ｓ４の特性に起因する正の直流成分が生じたときに
は、図３に示すように、インバータ回路１０の交流出力
が負となる反周期毎に変換素子Ｓ１〜Ｓ４を作動させる
パルス信号の時間幅がこの直流成分の大きさに応じて大
きくなる。したがって、この正の直流成分は打ち消さ
れ、インバータ回路１０の出力は正負対称なものに瞬時
に修正されるので、前述した偏磁現象によるインバータ
回路１０の破損が防止される。

【００３４】なお、上記実施例は、パルス幅を変化させ
て出力を制御するいわゆるＰＷＭ方式のインバータにつ
いてのものであるが、本発明は、インバータが例えばパ
ルスの振幅を変化させて出力を制御するＰＡＭ方式のも
のであっても適用することができる。すなわちこの場
合、発生した直流成分に応じてパルスの振幅を反周期毎
に変化させればよい。

【００３５】

【発明の効果】本発明にかかる電源装置の偏磁防止回路
によれば、変圧器の鉄心に空隙を設けることなく、電子
回路で制御することによりインバータ出力の非対称性を
修正して、インバータ回路の破損を引き起こす偏磁現象
をなんら問題なく防止することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す回路図である。

【図２】本発明の一実施例における直流成分抽出部の作
用（各端子における波形）を示す図である。

【図３】本発明の一実施例におけるパルス信号変調部の
作用（各端子における波形）を示す図である。

【図４】インバータ回路の構成を示す回路図である。

【図５】インバータ回路のスイッチ素子の特性によりイ
ンバータ出力が非対称になる現象を示すタイミングチャ
ート図である。

【図６】インバータ回路の動作を説明するためのタイミ
ングチャート図である。

【図７】印加電圧が対称波形である場合の変圧器の磁化
特性を示す図である。

【図８】印加電圧が非対称波形であり偏磁現象を生じて
いる場合の変圧器の磁化特性を示す図である。

【図９】変圧器の鉄心に空隙を設けた状態を示す斜視図
である。

【図１０】変圧器の鉄心に空隙を設けて偏磁現象を修正
した場合の変圧器の磁化特性を示す図である。

【符号の説明】

１０…インバータ回路 ２０…直流成分抽出部 ３０…パルス信号変調部 Ｓ１〜Ｓ４…スイッチ素子

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】インバータ回路の交流出力に変圧器を接続
   していなる電源装置において、前記交流出力の正負の電
   圧の非対称性に起因して生じる前記変圧器の偏磁現象を
   防止する電源装置の偏磁防止回路であって、 前記交流出力のうちの直流成分のみを取出す直流成分抽
   出部と、 この直流成分を打ち消すように、前記インバータ回路の
   スイッチ素子を動作させるためのパルス信号を半周期毎
   に前記直流成分の大きさに応じて変化させるパルス信号
   変調部とよりなることを特徴とする電源装置の偏磁防止
   回路。