JPH02193570A

JPH02193570A - インバータの制御方法

Info

Publication number: JPH02193570A
Application number: JP1261812A
Authority: JP
Inventors: Toshihisa Shimizu; 敏久清水; Shigeo Yamagata; 山形　繁男
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1988-10-21
Filing date: 1989-10-06
Publication date: 1990-07-31
Anticipated expiration: 2013-04-28
Also published as: JP2745728B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、インバータの交流出力電圧に含まれる直流電
圧成分を除去して高精度のパルス幅変調制御を可能とす
るインバータの制御方法に関するものである。

（従来の技術）インバータの制御方法の一つにパルス幅変調（ＰＷＭ）
制御方式があり、その制御回路の一例として第３図に示
すシステムが知られている。すなわち、同図において、
直流電源１１の出力がインバータ１２に入力され、この
インバータ１２により直流電力が交流電力に変換される
と共に、この交流電力は、交流フィルタ１３を介して出
力端子Ａから図示されていない負荷に供給される。ここ
で、交流フィルタ１３は、インバータ１２の出力端子に
直列接続された交流リアクトル１４と並列接続されたコ
ンデンサ１５とから構成されている。

そして、実際にＰＷＭ制御を行うには、まず、上記コン
デンサ１５の両端子間電圧を測定することにより、イン
バータ１２の交流出力電圧を絶縁検出手段としての変圧
器１６を介して取り出す。そして、この検出値を加算器
１７の一方の入力端子に入力する。また、加算器１７の
他方の入力端子には基準波発生手段１８が接続されてい
る。この基準波発生手段１８は、基準信号発生回路１９
．設定器２０及び掛算器２１から構成されており、掛算
器２１は、基準信号発生回路１９と設定器２０との出力
信号の乗算値を基準波信号として加算器１７に出力する
。

そして、加算器１７では、上記基準波信号と交流出力電
圧の検出値との偏差を調節器２２に出力し、調節器２２
はその入力が零乃至極小になるようにパルス幅制御信号
を出力する。調節器２２の出力は、コンパレータ２４に
より変調信号発生器（第３図では鋸歯状波発生器２３）
の出力と比較され、コンパレータ２４は、その比較結果
であるパルス信号をインバータ１２の制御端子に入力す
る。このパルス信号はインバータ１２を構成する各スイ
ッチング素子のオン／オフを行い、基準波信号にほぼ等
しい出力電圧波形がインバータ１２により出力される。

（発明が解決しようとする課題）上記した従来の制御方法には以下の問題がある。

すなわち、基準波発生手段１８の出力である基準波信号
や鋸歯状波発生器２３の出力である鋸歯状波信号に含ま
れている直流成分や、インバータ１２に用いられるスイ
ッチング素子のスイッチング時間のバラツキのために、
インバータ１２の出力電圧には直流成分が含まれてしま
う。また、インバータ１２の負荷として半波整流回路の
如き正負非対称の電流を流すような負荷を接続した場合
等においても、インバータ１２の出力電圧に直流成分が
含まれてしまう。

そして、このような直流成分が増加すると、インバータ
１２の出力電圧波形の整形のために設けた交流リアクト
ル１４が磁気飽和したり、インバータ１２の出力端子Ａ
に変圧器等が接続されている場合には、該変圧器が磁気
飽和する事態が生ずる。この結果、インバータ１２によ
る正常な交流電力の負荷への供給が不可能になるという
問題があった。

また、インバータ１２の出力端子Ａに接続される変圧器
等については、磁束密度が低くなるような特別の構造を
持ったものが必要とされる等の不都合もあった。

本発明は、上記問題点を解決するために提案されたもの
であって、インバータの出力電圧の交流波形中に含まれ
る微小な直流電圧成分を除去し、安定かつ高精度にＰＷ
Ｍ制御を行なえると共に、汎用の変圧器等を使用可能と
したインバータの制御方法を提供することを目的とする
。

（課題を解決するための手段）上記目的を達成するため、第１の発明は、交流出力電圧
を交流フィルタを介して第１の絶縁検出手段により絶縁
検出し、この検出値と基準波発生手段からの基準波信号
との偏差を第１の調節器に入力し、次いで、この脚部器
の出力と変調信号発生器からの変調信号とをコンパレー
タにより比較し、このコンパレータによる比較結果に基
づきインバータのスイッチング素子をオン／オフするパ
ルス幅変調制御方式のインバータの制御方法において、
前記交流フィルタを構成する第１のコンデンサに対して
リアクトルと直流電圧検出用の第２のコンデンサとの直
列回路からなるフィルタ回路を並列接続し、前記第２の
コンデンサの端子間電圧を第２の絶縁検出手段を介し測
定して前記交流出力電圧の直流成分を検出し、この検出
値を、比例動作、積分動作成いは比例積分動作を行う第
２の調節器に入力し、この調節器の出力及び前記第１の
絶縁検出手段の検出値を前記基準波信号から減算し、こ
の減算結果を前記第１の調節器に入力して前記直流成分
が零となるように前記スイッチング素子のオン／オフを
行うことを特徴とする。

また、第２の発明は、三相ブリッジインバータの交流出
力電圧をフィルタ回路及び絶縁検出手段を介して絶縁検
出し、この検出値と基準波発生手段からの基準波信号と
の偏差をコンパレータに入力して変調信号発生器からの
変調信号と比較し、その比較結果に基づき前記三相ブリ
ッジインバータのスイッチング素子をオン／オフするパ
ルス幅変調制御方式のインバータの制御方法において、
前記フィルタ回路及び絶縁検出手段を介して前記三相ブ
リッジインバータの出力側各線間の直流電圧成分を検出
し、前記各線間の直流電圧成分を各相の直流電圧成分に
それぞれ変換すると共に、これら各相の直流電圧成分を
その入力が零になるように調節動作する、比例動作、積
分動作成いは比例積分動作を行う調節器にそ九ぞれ入力
して各調節器の出力信号と前記基準波信号との偏差を前
記コンパレータに入力し、前記スイッチング素子のオン
／オフを行うことを特徴とする。

（作用）第１の発明においては、インバータの出力電圧中に含ま
れる直流成分が、該出力電圧の平均値として第２のコン
デンサ及び第２の絶縁検出手段により比較的精度よく検
出される。そして、第２の調節器はこの検出値に比例動
作、積分動作成いは比例積分動作を施す、これにより、
出力電圧の直流成分除去のための制御ループの安定性が
確保される。

一方、交流出力電圧のうち直流成分が除去された成分が
、交流フィルタ用の第１のコンデンサの端子間電圧とし
て第１の絶縁検出手段を介し検出される。この検出信号
及び前記第２の調節器の出力信号の和は基準波信号（基
準波発生手段の出力）から減算され、この減算結果が第
１の調節器に入力される。そして、この調節器の出力は
コンパレータにより変調信号と比較され、この比較結果
によりインバータの制御が行われる。

これにより、インバータの交流出力電圧の高速な波形制
御に加え、この交流電圧波形中に含まれる微小な直流電
圧成分を除去したＰＷＭ制御を安定にかつ高精度で行う
ことができる。

また、第２の発明においては、三相ブリッジインバータ
の出力電圧中に含まれる直流電圧成分を各線間電圧ごと
の出力電圧の平均値から絶縁検出してこの検出信号を各
相電圧成分に変換し、これらの各相電圧演算値に基づき
各相毎に比例動作。

積分動作成いは比例積分動作する調節器により、各相毎
の直流分制御信号を生成する。これらの直流分制御信号
と各相毎に振幅が適当に調整された基準波発生手段から
の基準波信号とを加算し、この加算結果を変調信号とし
ての三角波または鋸歯状波とを比較してパルス幅変調信
号を得、三相ブリッジインバータのスイッチング素子の
オン／オフ信号とすることにより、三相ブリッジインバ
ータの交流出力電圧中に含まれる直流成分を除去するよ
うに作用する。

（実施例）以下、第１の発明にかかるインバータの制御方法の実施
例を第１図を参照しつつ説明する。なお、第１図におい
て第３図に示したものと同一の構成要素には同一の符号
が付されている。

まず、第１図は本発明を実施するための制御回路の構成
図であり、同図に示すように直流基ｇ１１の出力側がイ
ンバータ１２の直流六方側に接続され。

その出力側は交流リアクトル１４を介して出方端子Ａに
接続されている。そして、この出方端子Ａには図示しな
い交流負荷が接続されている。また、交流リアクトル１
４の出力端子Ａ側には第１のコンデンサ１５が接続され
ており、これら交流リアクトル１４及び第１のコンデン
サ１５は交流フィルタ１３を構成している。

また、上記第１のコンデンサ１５の両端子には第１の絶
縁検出手段としての変圧器１６の一次側両端子が接続さ
れており、この変圧器１６の二次側は加算器１７の第１
の負極性入力端子に接続されている。

上記第１のコンデンサ１５と変圧器１６とにより、イン
バータ１２の出力電圧のうち直流成分が除去された成分
（交流成分）が加算器１７の上記第１の負極性入力端子
に入力されるものである。

また、加算器１７の正極性入力端子には掛算器２１が接
続されており、この掛算器２１の二人刃端子には設定器
２０並びに正弦波を発生する基準信号発生回路１９が接
続されている。そして、設定器２０を調節することによ
り、基準信号発生回路１９が発生する正弦波の振幅等を
調節できるようになっている。

なお、これら掛算器２１．基準信号発生回路１９並びに
設定器２０は基準波発生手段１８を構成している。

そして、本実施例では更に、交流リアクトル１４の出力
端子Ａ側すなわち第１のコンデンサ１５の両端に、リア
クトル２と直流成分検出用の第２のコンデンサ３の直列
回路にて構成されるフィルタ回路１が接続されている。

そして、この第２のコンデンサ３の両端には第２の絶縁
検出手段としての絶縁検出器４の入力側端子が接続され
、その出力端子は第２の調節器５の入力端子に接続され
ている。この調節器５の出力端子は上記加算器１７の第
２の負極性入力端子に接続されている。

なお、上記第２の調節器５は制御ループの安定性を得る
ため、比例動作、積分動作、或いは比例積分動作を行う
ことができるものが用いられる。

そして、加算器１７の出力端子は第１の調節器２２の入
力端子に接続され、この第１の調節器２２の出力端子は
コンパレータ２４の一方の入力端子に接続されている。

また、コンパレータ２４の他方の入力端子には、変調信
号発生器としての鋸歯状波発生器２３の出力端子が接続
されている。ここで、鋸歯状波発生器２３は三角波を発
生するものであってもよい。そして、コンパレータ２４
の出力端子がインバータ１２の制御端子に接続されてい
る。

次に、上記制御回路により本発明を実施する場合の各部
の動作を説明する。

まず、インバータ１２の出力側に設けた交流フィルタ１
３の第１のコンデンサ１５に生じる電圧のうち、直流成
分が除去された交流電圧波形が変圧器１６により絶縁検
出される。

一方、リアクトル２のインダクタンス及び第２のコンデ
ンサ３の容量は適当な値に調節されており、第１のコン
デンサ１５に生じる電圧のうち直流電圧分と同一値の電
圧が、フィルタ回路１の直流電圧検出用のコンデンサ３
の両端に発生する。そして、この直流電圧成分は絶縁検
出器４により絶縁検出された後、第２の調節器５を介し
て加算器１７に入力される。ここで、上記直流電圧成分
は、例えばインバータ１２の出力電圧の平均値として検
出される。

すなわち、加算器１７には。

■インバータ１２の交流出力電圧のうち直流電圧成分を
除去した検出値 ■第２の調節器５により比例、積分、比例積分等の処理
が施された前記直流電圧成分の検出値がそれぞれ入力されることになる。そして、掛算器２１
から出力される直流成分を含まない正弦波信号と上記の
■＋■との差分が加算器１７により演算され、その演算
結果が第１の調節器２２に入力されることとなる。次い
で、コンパレータ２４は、調節器２２の出力と鋸歯状波
発生器２３の出力とを比較して所望のパルスパターンを
発生し、インバータ１２を制御する。

以上のような動作により、直流成分が除去された交流電
圧成分は、基準波発生手段１８内の掛算器２１から出力
される正弦波信号との差分が零となるように制御が行な
われ、インバータ１２の出力電圧波形中の直流電圧成分
は、零或いは極小になるように制御されることとなる。

次に、第２図に基づいて第２の発明の実施例を説明する
。この発明は、インバータとしてＰＷＭ制御される三相
ブリッジインバータを用いた場合における、交流出力電
圧中に含まれる直流電圧成分を除去するためのものであ
る。

第２図に示す制御回路において、直流電源１１は三相ブ
リッジインバータ１２Ａの直流入力側に接続され、その
出力側のＲ，Ｓ、Ｔ各相には交流リアク・トル１４及び
Δ結線された第１のコンデンサ１５からなる交流フィル
タ１３Ａが接続されている。また、インバータ１２Ａの
各出力線間には、リアクトル２及び直流成分検出用の第
２のコンデンサ３からなるフィルタ回路ＩＡが接続され
、各コンデンサ３の両端には絶縁検出手段としてのＭ縁
検出器４ａ　、　４ｂ　。

４ｃの入力側端子がそれぞれ接続され、その出力端子は
、各線間電圧の直流成分を相電圧の直流成分に換算する
相電圧換算直流成分演算回路３０内の加算器３１ａ、３
１ｂ、３１ｃの各一方の入力端子と、反転アンプ３２ａ
、３２ｂ、３２ｃの入力側とにそれぞれ接続されている
。

この相電圧換算直流成分演算回路３０において、例えば
Ｒ相の直流電圧成分は、（Ｒ相の直流電圧検出値−８相
の直流電圧検出値）と、（Ｔ相の直流電圧検出値−Ｒ相
の直流電圧検出値）を反転アンプ３２ｃにて反転させた
値とを加算器３１ａにより加算することにより演算され
、この演算結果が調節器２２ａの入力となる。他の２相
についても、対象となる相はそれぞれ異なるがほぼ同様
の組合せによって加算器３１ｂ、３１ｃの出力が調節器
２２ｂ、２２ｃの入力となる。

一方、Ｒ，Ｓ、Ｔ各相電圧について正弦波または類似波
形を出力する基準信号発生回路１９ａ、　１９ｂ、１９
Ｃの出力端子と設定器２０の出力端子とは、掛算器２１
ａ、２１ｂ、２１ｃの二人力端子にそれぞれ接続され、
これらの掛算器２１ａ、２１ｂ、２１ｃの出力端子は調
節器２２ａ。

２２ｂ、２２ｃの出力側に設けられた加算器２５ａ、２
５ｂ、２５ｃの各一方の入力端子にそれぞれ接続される
。ここで、基準信号発生回路１９ａ、１９ｂ、１９ｃ、
設定器２０及び掛算器２１ａ、２１ｂ、２１ｃは基準波
発生手段１８Ａを構成している。

そして加算器２５ａ、２５ｂ、２５ｃは、調節器２２ａ
、２２ｂ、２２ｃの出力と掛算器２１ａ、２１ｂ、２１
ｃの出力とを各相ごとに図示の極性にて加算し、これら
の加算結果はコンパレータ２４ａ、２４ｂ、２４ｃの各
一方の入力端子にそれぞれ入力されている。更に、コン
パレータ２４ａ、２４ｂ、２４ｃの各他方の入力端子に
は、変調信号発生器としての鋸歯状波発生回路２３から
鋸歯状波が入力される。なお、変調信号としては鋸歯状
波の代わりに三角波を用いてもよい、このようにして、
コンパレータ２４ａ　、　２４ｂ　、　２４ｃの出力は
三相ブリッジインバータ１２Ａの各スイッチング素子に
対する点弧パルスとなる。

このような回路構成において、交流フィルタ１３Ａの第
１のコンデンサ１５に生じる直流電圧成分は、フィルタ
回路ＩＡの第２のコンデンサ３の両端に発生し、絶縁検
出器４ａ　、　４ｂ　、　４ｃにより各線間の直流電圧
成分として検出される。そして、これら各線間の直流電
圧成分は相電圧換算直流成分演算回路３０により、Ｒ，
Ｓ、Ｔ各相成分に変換されて相電圧に換算される。これ
らの各相電圧演算値は比例動作。

積分動作成いは比例積分動作する調節器２２ａ、２２ｂ
。

２２ｃにより各相毎の直流分制御信号となり、以後、加
算器２５ａ　、　２５ｂ　、　２５ｃにおいて基準波発
生手段１８Ａからの基準波信号と加算されてコンパレー
タ２４ａ　、　２４ｂ　、　２４ｃにより変調信号と比
較されることにより。

三相ブリッジインバータ１２Ａのスイッチング素子に対
するオン／オフ信号が生成される。

ここで、調節器２２ａ、２２ｂ、２２ｃは各相の直流電
圧成分が零或いは極少になるように調節動作を行うため
、三相ブリッジインバータ１２Ａの交流出力電圧に含ま
れる直流成分が零になるような制御が行われる。

（発明の効果）以上のように第１の発明によれば、インバータの出力電
圧中に含まれる直流成分を除去した成分のみならず、直
流電圧成分をも検出して制御要素の一つに加えたため、
交流電圧波形の高速な波形制御に加え、その交流電圧波
形中に含まれる微小な直流成分を除去したＰＷＭ制御を
行うことができる。

そして、前記インバータの出力電圧の交流電圧成分の検
出は安価な変圧器で高速に行うことができるので、出力
電圧波形の瞬時的な制御を高い安定性を保って行うこと
ができる一方、直流電圧成分の検出は、交流出力電圧波
形の周期に比べて長い周期で行われるので、第２の絶縁
検出手段として安価な直流絶縁検出器等の使用が可能と
なり、しかも微小直流成分の制御を交流出力電圧波形の
高速な制御性を損なうことなく高精度で行うことができ
る等の効果がある。

また、第２の発明によれば、三相ブリッジインバータが
発生する三相交流電圧中の直流分をほぼ零にすることが
できるため、インバータの出力端子に変圧器が接続され
る場合にこの変圧器が磁気飽和するおそれがなくなり、
汎用の変圧器を使用可能としてコストの低減を図ること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は第１の発明の詳細な説明するためのＰＷＭイン
バータシステムのブロック図、第２図は第２の発明の詳
細な説明するためのＰＷＭインバータシステムのブロッ
ク図、第３図は従来の技術を説明するためのＰＷＭイン
バータシステムのブロック図である。１、ＩＡ・・・フィルタ回路　　　２・・・リアクトル
３．１５・・・コンデンサ４．４ａ、４ｂ、４ｃｍ絶縁検出器５．２２，２２ａ、２２ｂ、２２ｃｍ調節器１１・・・
直流電源　　　　　　１２，１２Ａ・・・インバータ１
３．１３Ａ・・・交流フィルタ　　１４・・・交流リア
クトル１６・・・変圧器１７．２５ａ、２５ｂ、２５ｃ、３１ａ、３１ｂ、３１
ｃ・＝加算器１８．１８Ａ・・・基準波発生手段１９．１９ａ、１９ｂ、１９ｃｍ基準信号発生回路２０
−・・設定器　　　　２１，２１ａ、２１ｂ、２１ｃｍ
掛算器２３・・・鋸歯状波発生器２４．２４ａ、２４ｂ、２４ｃｍコンパレータ３０・・
・相電圧換算直流成分演算回路３２ａ、３２ｂ、３２ｃ
ｍ反転アンプ

Claims

【特許請求の範囲】

（１）インバータの交流出力電圧を交流フィルタを介し
て第１の絶縁検出手段により絶縁検出し、この検出値と
基準波発生手段からの基準波信号との偏差を第１の調節
器に入力し、次いで、この調節器の出力と変調信号発生
器からの変調信号とをコンパレータにより比較し、この
コンパレータによる比較結果に基づきインバータのスイ
ッチング素子をオン／オフするパルス幅変調制御方式の
インバータの制御方法において、前記交流フィルタを構成する第１のコンデンサに対して
リアクトルと直流電圧検出用の第２のコンデンサとの直
列回路からなるフィルタ回路を並列接続し、前記第２の
コンデンサの端子間電圧を第２の絶縁検出手段を介し測
定して前記交流出力電圧の直流成分を検出し、この検出
値を第２の調節器に入力し、この調節器の出力及び前記
第１の絶縁検出手段の検出値を前記基準波信号から減算
し、この減算結果を前記第１の調節器に入力して前記直
流成分が零となるように前記スイッチング素子のオン／
オフを行うことを特徴とするインバータの制御方法。
（２）三相ブリッジインバータの交流出力電圧をフィル
タ回路及び絶縁検出手段を介して絶縁検出し、この検出
値と基準波発生手段からの基準波信号との偏差をコンパ
レータに入力して変調信号発生器からの変調信号と比較
し、その比較結果に基づき前記三相ブリッジインバータ
のスイッチング素子をオン／オフするパルス幅変調制御
方式のインバータの制御方法において、前記フィルタ回路及び絶縁検出手段を介して前記三相ブ
リッジインバータの出力側各線間の直流電圧成分を検出
し、前記各線間の直流電圧成分を各相の直流電圧成分に
それぞれ変換すると共に、これら各相の直流電圧成分を
その入力が零になるように調節動作する調節器にそれぞ
れ入力して各調節器の出力信号と前記基準波信号との偏
差を前記コンパレータに入力し、前記スイッチング素子
のオン／オフを行うことを特徴とするインバータの制御
方法。