JP2003047241A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 偏磁状態になっても過電流保護回路が有効に
機能する安定で安全なスイッチング電源装置を提供す
る。 【解決手段】 本発明のスイッチング電源装置は、ブリ
ッジ形又はプッシュプル形の構成を有し、トランスに電
圧を正負逆向きに交互に印加するスイッチング手段と、
ギャップ長が不均一である前記トランスと、前記トラン
スに誘起された電圧を整流平滑して、平滑された電圧を
出力する平滑手段と、前記スイッチング手段に流れる電
流を検出して、前記スイッチング手段のターンオフタイ
ミングを変化させることにより、前記電流のピーク値を
制限する過電流制限手段と、を有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、産業用や民生用の
電子機器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、電子機器の低価格化・小型化・高
性能化・省エネルギー化に伴い、より小型で出力の安定
性が高く、高効率なスイッチング電源が強く求められて
いる。ブリッジ形又はプッシュプル形のスイッチング電
源は、スイッチング素子間のオン期間のバランスが崩れ
ると、トランスに徐々に励磁電流が蓄積されて、最終的
にはトランスのコアが飽和して過大な電流が流れるとい
う恐れがある。そこで、安全性の高いスイッチング電源
が求められている。偏磁防止回路は、このような偏磁を
防止する回路である。偏磁防止回路は偏磁を検出する
と、スイッチング素子のオン期間を調整して偏磁が進む
のを防止する働きがある。

【０００３】以下に従来のスイッチング電源装置の偏磁
防止回路について説明する。図５はフルブリッジ形のス
イッチング電源の回路構成を示す。図５において、１は
入力直流電源、５１はスイッチング電源装置、１４は負
荷である。入力直流電源１は、商用電源を入力して整流
平滑して出力する手段又は電池で構成される。以下、ス
イッチング電源装置５１を説明する。２ａ−２ｂはスイ
ッチング電源装置５１の入力端子であり、入力直流電源
１の両端が接続されている。３ａはカレントトランスの
１次巻線であり、３ｂはそのカレントトランスの２次巻
線である。カレントトランスの１次巻線３ａの一端は、
入力端子２ａに接続され、他端はスイッチング手段（４
つのスイッチング素子４，５，６，７を有する。）の一
端に接続されている。スイッチング手段の他の一端は、
入力端子２ｂに接続されている。

【０００４】スイッチング手段は、ブリッジ接続された
第１のスイッチング素子４、第２のスイッチング素子
５、第３のスイッチング素子６、第４のスイッチング素
子７を有する。第１のスイッチング素子４と第２のスイ
ッチング素子５とは直列に接続されている。直列に接続
された第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング
素子５との両端は、それぞれカレントトランスの１次巻
線３ａの他端と、入力端子の負端子２ｂとに接続されて
いる。同様に、第３のスイッチング素子６と第４のスイ
ッチング素子７とは直列に接続されている。直列に接続
された第３のスイッチング素子６と第４のスイッチング
素子７との両端は、それぞれカレントトランスの１次巻
線３ａの他端と入力端子の負端子２ｂとに接続されてい
る。スイッチング手段は、第１のスイッチング素子４及
び第４のスイッチング素子７が導通した状態と、第２の
スイッチング素子５及び第３のスイッチング素子６が導
通した状態とを交互に繰り返し、トランスの１次巻線８
ａに双方向に電流を流す。

【０００５】１次巻線８ａと第１の２次巻線８ｂと第２
の２次巻線８ｃとを有するトランスは、１次巻線８ａの
一端を第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング
素子５との接続点に接続し、他端を第３のスイッチング
素子６と第４のスイッチング素子７との接続点に接続す
る。第１の２次巻線８ｂと第２の２次巻線８ｃは直列に
接続されている。第１の２次巻線８ｂと第２の２次巻線
８ｃとの接続点は、負側の出力端子１３ｂに接続されて
いる。９は第１の整流ダイオードであり、１０は第２の
整流ダイオードである。第１の整流ダイオード９のアノ
ードは第１の２次巻線８ｂに接続され、第２の整流ダイ
オード１０のアノードは第２の２次巻線８ｃに接続され
ている。第１の整流ダイオード９のカソードと第２の整
流ダイオード１０のカソードとは互いに接続されてい
る。

【０００６】インダクタンス素子１１及び平滑コンデン
サ１２は直列回路を形成し、平滑回路を構成する。この
平滑回路１１、１２の両端は、それぞれ整流ダイオード
９、１０のカソードと、トランスの２次巻線８ｂ及び８
ｃの接続点とに接続されている。１３ａ−１３ｂはスイ
ッチング電源装置５１の出力端子であり、直流電力を出
力する。出力端子１３ａ−１３ｂは、平滑コンデンサ１
２の両端に接続されている。負荷１４はスイッチング電
源装置５１の出力端子１３ａ−１３ｂに接続され電力を
消費する。

【０００７】１５は第１の抵抗であり、カレントトラン
スの２次巻線３ｂに接続されている。カレントトランス
の１次巻線３ａに電流が流れていない時に、第１の抵抗
１５はカレントトランス３ａ，３ｂの励磁エネルギーを
消費し、磁束をリセットする。１６はダイオードであ
り、１７は第２の抵抗である。ダイオード１６と第２の
抵抗１７で構成される直列回路の両端は、カレントトラ
ンスの２次巻線３ｂの両端に接続されている。カレント
トランスの１次巻線３ａにスイッチング電流が流れる
と、カレントトランスの巻数比に応じた電流が２次巻線
３ｂに流れる。ダイオード１６はカレントトランスの２
次巻線の両端から出力される電流を整流し、カレントト
ランスの１次巻線３ａに流れる電流に比例した電圧を第
２の抵抗１７の両端に発生させる。

【０００８】１８は基準電圧であり、１９はＯＣＬコン
パレータ（over current limit conparator 過電流制
限コンパレータ）である。第２の抵抗１７の両端に発生
する電圧が基準電圧１８の電圧を超えると、ＯＣＬコン
パレータ１９の出力信号がハイレベルになる。これによ
り、カレントトランスの１次巻線３ａを流れる電流が一
定値を越えたこと（過電流）を検出出来る。２０はＲＳ
フリップフロップであり、発振器２１によってセットさ
れ、ＯＣＬコンパレータ１９の出力信号（ハイレベル出
力）によってリセットされる。ＲＳフリップフロップ２
０の出力信号がＡＮＤ回路２２に入力される。ＲＳフリ
ップフロップ２０の出力信号は、スイッチング素子４〜
７のオン期間を制限する。これにより過電流が制限され
る。

【０００９】エラーアンプ２４は、スイッチング電源装
置５１の出力電圧（出力端子１３ａ−１３ｂ間の電圧）
と基準電圧（目標電圧）２３との誤差を増幅して、誤差
増幅電圧を出力する。誤差増幅電圧はＰＷＭコンパレー
タ２５に入力される。発振器２１はＲＳフリップフロッ
プ２０にセットパルスを送ると同時にその発信出力信号
に同期した三角波信号を発生する。ＰＷＭコンパレータ
２５は、発振器２１が出力する三角波信号と誤差増幅電
圧とを入力して比較し、ＰＷＭ信号を生成する。ＡＮＤ
回路２２は、ＲＳフリップフロップ２０の出力信号とＰ
ＷＭ信号とを入力し、両者の論理積信号（スイッチング
素子の駆動信号）を出力する。ＡＮＤ回路２２の出力信
号は、ＲＳフリップフロップ２０の出力信号とＰＷＭ信
号との狭い方の信号に相当する。

【００１０】駆動信号振り分け回路２６は、ＡＮＤ回路
２２が出力した駆動信号を入力し、これを交互に振り分
けてＡ位相とＢ位相の電圧を作る。Ａ位相の電圧とＢ位
相の電圧とは、交互にハイレベルになる。ドライブ回路
２７はＡ位相の電圧を入力し、第１のスイッチング素子
４と第４のスイッチング素子７を同時に導通させる。ド
ライブ回路２８はＢ位相の電圧を入力し、第２のスイッ
チング素子５と第３のスイッチング素子６を同時に導通
させる。

【００１１】Ａ位相において第１のスイッチング素子４
と第４のスイッチング素子７を同時にオンすると、カレ
ントトランス３ａを通して、入力電圧がトランスの１次
巻線８ａに印加される。トランスの２次巻線８ｂ、８ｃ
に電圧が発生し、第１の整流ダイオード９を通して平滑
回路１１、１２に電圧が印加される。ＰＷＭ信号がロウ
レベルになって第１のスイッチング素子４と第４のスイ
ッチング素子７がオフするとトランスの１次巻線電流は
ゼロになる。インダクタンス素子１１が蓄積した磁気エ
ネルギーを放出して流す電流はトランスの第１の２次巻
線８ｂと第２の２次巻線８ｃに分割して流れるので、第
１の整流ダイオード９と第２の整流ダイオード１０がオ
ンする。トランスの２次巻線８ｂ、８ｃの誘起電圧はゼ
ロになり、トランスの２次巻線８ｂ、８ｃが平滑回路に
印加する電圧もゼロになるので、インダクタンス素子１
１を流れる電流は減少する。

【００１２】次にＢ位相において第２のスイッチング素
子５と第３のスイッチング素子６がオンすると、トラン
スの１次巻線８ａにはＡ位相時とは逆向きに入力電圧が
印加される。トランスの２次巻線８ｂ、８ｃに電圧が誘
起され、第２の整流ダイオード１０を通して平滑回路１
１、１２に電圧が印加される。第２のスイッチング素子
５と第３のスイッチング素子６がオフすると、トランス
の１次巻線電流はゼロになる。インダクタンス素子１１
が蓄積した磁気エネルギーを放出して流す電流はトラン
スの第１の２次巻線８ｂと第２の２次巻線８ｃに分割し
て流れるので、第１の整流ダイオード９と第２の整流ダ
イオード１０がオンする。トランスの２次巻線８ｂ、８
ｃの誘起電圧はゼロになり、トランスの２次巻線８ｂ、
８ｃが平滑回路１１、１２に印加する電圧は０Ｖにな
る。インダクタンス素子１１を流れる電流は減少する。

【００１３】この動作を繰り返すことでスイッチング電
源装置は負荷に電力を供給する。エラーアンプ２４は、
スイッチング電源装置の出力電圧と基準電圧２３とを比
較し、誤差を増幅して、誤差増幅電圧を出力する。誤差
増幅電圧は、発振器２１が出力する三角波信号と比較さ
れ、変調される。スイッチング電源装置は、通常動作で
はその出力電圧が一定になるようにＰＷＭ制御される。
負荷抵抗が極端に小さくなる等の異常時には、スイッチ
ング電流が異常に増加する。カレントトランスの２次巻
線３ｂにはスイッチング電流に比例した電圧が発生し、
第２の抵抗１７の両端に基準電圧１８を超える電圧が生
じる。これによりＲＳフリップフロップ２０がリセット
されるので、駆動信号は狭くなり、出力は絞られる。

【００１４】図６は、従来のスイッチング電源装置のト
ランス（図５の８ａ、８ｂ、８ｃ）の構造を示す。ブリ
ッジ形又はプッシュプル形コンバータのトランスは励磁
電流を小さくするために通常動作時のインダクタンスを
大きくすることを目的として、図６のようにコアがギャ
ップを持っていないか又は均一でできるだけ狭いギャッ
プ長を有し、且つ磁路中の断面積が中足６１でも外足６
２，６３でも一様になるように設計される。磁束は、中
足６１をまとまって流れ、外足６２、６３を２分して流
れる故に、断面積が一様であるとは、下記の式が成立す
ることをいう。中足６１の断面積＝外足６２の断面積＋
外足６３の断面積

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら従来の構
成では、若干のバラツキなどにより２組のスイッチング
素子のオン期間に差が生じると、Ａ位相とＢ位相とでト
ランスの１次巻線に印加される電圧時間積がバランスさ
れなくなり、励磁電流が蓄積される（偏磁と言う。）。
励磁電流が次第に増加すると、トランスが急激に飽和し
て、過大な電流が流れる問題がある。

【００１６】０又はできるだけ小さいギャップ長を有
し、磁路中の断面積が一様なトランスを使用した従来の
スイッチング電源装置では、偏磁が発生した時には、磁
路の全ての部分が同時に飽和するので、トランスのイン
ダクタンスは急激に減少する。図７は、図６のトランス
を使用した従来のスイッチング電源装置において偏磁状
態になった時の、トランスの１次巻線８ａの電流波形を
示す。図７に示すように、偏磁状態になるとトランスの
コアが飽和した時点で１次巻線電流が急峻に立ち上がる
（７１の部分）。スイッチング電源装置では図５のよう
に過電流制限回路が設けられる。しかし、１次巻線電流
が急峻に立ち上がってから過電流制限回路が動作するま
でには、ある程度遅れ時間がある。従来のスイッチング
電源装置では、偏磁状態になってトランスのコアが飽和
した時の１次巻線電流の立ち上がりが急峻すぎる故に、
過電流制限回路が十分に過電流を防止できないという問
題があった。

【００１７】本発明は、偏磁状態になってもトランスの
１次巻線電流が急峻に増加せず、過電流保護回路が有効
に機能するスイッチング電源装置を提供することを目的
とする。これにより、偏磁が進むことを防止し、急激な
飽和電流が流れるのを防止し、安定して安全なスイッチ
ング電源装置を提供することを目的とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源装置は、上記課題を解決するために以下の構成を有す
る。第１の発明は、ブリッジ形又はプッシュプル形の構
成を有し、トランスに電圧を正負逆向きに交互に印加す
るスイッチング手段と、ギャップ長が不均一である前記
トランスと、前記トランスに誘起された電圧を整流平滑
して、平滑された電圧を出力する平滑手段と、前記スイ
ッチング手段に流れる電流を検出して、前記スイッチン
グ手段のターンオフタイミングを変化させることによ
り、前記電流のピーク値を制限する過電流制限手段と、
を有することを特徴とするスイッチング電源装置であ
る。

【００１９】第２の発明は、前記トランスのギャップ
が、ギャップ長方向に対して直角の方向から見たとき、
楔状の形状を有する第１の発明のスイッチング電源装置
である。

【００２０】第３の発明は、ブリッジ形又はプッシュプ
ル形の構成を有し、トランスに電圧を正負逆向きに交互
に印加するスイッチング手段と、断面積が不均一である
磁路を持つ前記トランスと、前記トランスに誘起された
電圧を整流平滑して、平滑された電圧を出力する平滑手
段と、前記スイッチング手段に流れる電流を検出して、
前記スイッチング手段のターンオフタイミングを変化さ
せることにより、前記電流のピーク値を制限する過電流
制限手段と、を有することを特徴とするスイッチング電
源装置である。

【００２１】第４の発明は、前記トランスの外足断面積
と中足断面積が異なることを特徴とする第３の発明のス
イッチング電源装置である。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施をするための
最良の形態を具体的に示した実施例について、図面とと
もに記載する。

【００２３】《実施例１》図１、３、４、５を用いて、
偏磁防止回路を有する本発明の実施例１のスイッチング
電源装置を説明する。実施例１のスイッチング電源装置
は、使用するトランス（８ａ，８ｂ，８ｃ）の構造が従
来例のスイッチング電源装置に使用されているトランス
の構造と異なる点を除き、従来例のスイッチング電源装
置と同一の構成を有する（図５）。従来例のスイッチン
グ電源装置と同一の構成については、説明を省略する。

【００２４】図１は本発明の実施例１のスイッチング電
源装置に用いられるトランス（８ａ，８ｂ，８ｃ）の構
造を示す図である。従来のトランス（図６）はギャップ
を有していないか又は均一でできるだけ狭いギャップを
有していた。図１に示すように、トランスのギャップ長
方向に対して直角の方向から見たとき、実施例１のトラ
ンスは楔状の形状のギャップを有する。図３は、実施例
１のトランスの直流重畳特性３１と、従来例のトランス
の直流重畳特性３５とを比較したものである。直流重畳
特性とは、１次巻線の直流励磁電流を横軸にとり、トラ
ンスのインダクタンスを縦軸にとった特性である。従来
例のトランスにおいては、３６の部分で示されるよう
に、コアが飽和すると急峻にインダクタンスが減少す
る。実施例１のトランスにおいては、３２の部分で示さ
れるように、コアが飽和するとインダクタンスはゆるや
かに低下する。

【００２５】実施例１のトランスにおいて励磁電流が増
加してコアが飽和した時インダクタンスがゆるやかに低
下するのは、１次巻線電流が徐々に大きくなると、ギャ
ップの狭い部分に近い部分の方から徐々にコアが飽和す
るからである。トランスの励磁電流が少ない時は磁束が
コアギャップ（図１に示すように横から見て楔型の形状
を有する。）の最も狭い部分を集中して通る。このギャ
ップが狭い部分では磁気抵抗が十分に小さい。励磁電流
が小さい時（電流が０からインダクタンスが低下し始め
る前まで）の実施例１のトランスのインダクタンスは、
従来のトランスのインダクタンスよりも小さいが、それ
故に、その低下の度合いは小さい（図３の３１及び３
５）。

【００２６】図４は実施例１のスイッチング電源装置に
おいて偏磁状態になった時の、トランスの１次巻線の電
流波形を示す。図４に示すように、偏磁状態になるとト
ランスのコアが飽和した時点での１次巻線電流の立ち上
がりは従来例（図７の７１の部分）に較べてはるかにゆ
るやかである（４１の部分）。スイッチング電源装置で
は図５のように過電流制限回路が設けられる。１次巻線
電流がゆるやかに立ち上がる故に、過電流制限回路が動
作するまでの遅れは問題にならない。実施例１のスイッ
チング電源装置では、偏磁状態になってトランスのコア
が飽和した時の１次巻線電流の立ち上がりがゆるやかで
ある故に、過電流制限回路が過電流を確実に防止でき
る。なお、実施例１ではフルブリッジ形スイッチング電
源について示したが、実施例１に示すトランスをプッシ
ュプル形スイッチング電源に適用することにより、同様
の効果が得られるのは言うまでもない。

【００２７】《実施例２》図２、３、４、５を用いて、
偏磁防止回路を有する本発明の実施例２のスイッチング
電源装置を説明する。実施例２のスイッチング電源装置
は、使用するトランス（８ａ，８ｂ，８ｃ）の構造が従
来例のスイッチング電源装置に使用されているトランス
の構造と異なる点を除き、従来例のスイッチング電源装
置と同一の構成を有する（図５）。従来例のスイッチン
グ電源装置と同一の構成については、説明を省略する。

【００２８】図２は本発明の実施例２のスイッチング電
源装置に用いられるトランス（８ａ，８ｂ，８ｃ）の構
造を示す図である。従来のトランス（図６）においては
トランスのコア断面積は一様であった。従って、トラン
スの２つの外足断面積の和と中足断面積とは同一であっ
た。図２に示すように、実施例２のトランスにおいて
は、外足断面積（ＳＡ２＋ＳＡ３）と中足断面積ＳＡ１
とは異なる。 ＳＡ１≠ＳＡ２＋ＳＡ３ 図３は、実施例２のトランスの直流重畳特性３３と、従
来例のトランスの直流重畳特性３５とを比較したもので
ある。従来例のトランスにおいては、３６の部分で示さ
れるように、コアが飽和すると急峻にインダクタンスが
減少する。実施例２のトランスにおいては、３４の部分
で示されるように、コアが飽和するとインダクタンスは
ゆるやかに低下する。

【００２９】実施例２のトランスにおいて励磁電流が増
加してコアが飽和した時インダクタンスがゆるやかに低
下するのは、１次巻線電流が徐々に大きくなると、断面
積の狭い部分から徐々にコアが飽和するからである。ト
ランスの励磁電流が少ない時は断面積が狭い部分におい
てもコアは飽和しない。励磁電流が小さい時（電流が０
からインダクタンスが低下し始める前まで）の実施例２
のトランスのインダクタンスは、従来のトランスのイン
ダクタンスよりも小さいが、それ故に、その低下の度合
いは小さい（図３の３３及び３５）。

【００３０】図４は実施例２のスイッチング電源装置に
おいて偏磁状態になった時の、トランスの１次巻線の電
流波形を示す。図４に示すように、偏磁状態になるとト
ランスのコアが飽和した時点での１次巻線電流の立ち上
がりは従来例（図７の７１の部分）に較べてはるかにゆ
るやかである（４１の部分）。スイッチング電源装置で
は図５のように過電流制限回路が設けられる。１次巻線
電流がゆるやかに立ち上がる故に、過電流制限回路が動
作するまでの遅れは問題にならない。実施例２のスイッ
チング電源装置では、偏磁状態になってトランスのコア
が飽和した時の１次巻線電流の立ち上がりがゆるやかで
ある故に、過電流制限回路が過電流を確実に防止でき
る。なお、実施例２ではフルブリッジ形スイッチング電
源について示したが、実施例２に示すトランスをプッシ
ュプル形スイッチング電源に適用することにより、同様
の効果が得られるのは言うまでもない。

【００３１】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、コアが
飽和してもインダクタンスがゆるやかに低下するトラン
スを採用することにより、過電流保護回路が有効に働く
スイッチング電源装置を実現できるという有利な効果が
得られる。これにより、偏磁が進んで急激な飽和電流が
流れるのを防止し、安定して安全なスイッチング電源装
置を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１のスイッチング電源装置のト
ランスの構造図

【図２】本発明の実施例２のスイッチング電源装置のト
ランスの構造図

【図３】従来例のトランス及び本発明のトランスの直流
重畳特性を示す図

【図４】本発明のスイッチング電源装置において偏磁状
態になった時の、トランスの１次巻線の電流波形を示す
図

【図５】フルブリッジコンバータの回路構成図

【図６】従来のスイッチング電源装置のトランスの構造
を示す図

【図７】 従来のスイッチング電源装置において偏磁状
態になった時の、トランスの１次巻線の電流波形を示す
図

【符号の説明】

１ 入力直流電源 ２ａ−２ｂ 入力端子 ３ａ、３ｂ カレントトランスの１次巻線及び２次
巻線 ４ 第１のスイッチング素子 ５ 第２のスイッチング素子 ６ 第３のスイッチング素子 ７ 第４のスイッチング素子 ８ａ、８ｂ、８ｃ トランスの１次巻線及び２次巻
線 ９ 第１の整流ダイオード １０ 第２の整流ダイオード １１ インダクタンス素子 １２ 平滑コンデンサ １３ａ−１３ｂ 出力端子 １４ 負荷 １５ 第１の抵抗 １６ ダイオード １７ 第２の抵抗 １８ 基準電圧 １９ ＯＣＬコンパレータ ２０ ＲＳフリップフロップ ２１ 発振器 ２２ ＡＮＤ回路 ２３ 基準電圧 ２４ エラーアンプ ２５ ＰＷＭコンパレータ ２６ 振り分け回路 ２７、２８ ドライブ回路 ５１ スイッチング電源装置

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 竹島 由浩 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 5H730 AA19 BB27 EE02 EE03 EE08 EE59 FD01 FD41 FF02 FG02 XX04 XX15 XX22 XX35 XX47 ZZ16

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ブリッジ形又はプッシュプル形の構成を
   有し、トランスに電圧を正負逆向きに交互に印加するス
   イッチング手段と、 ギャップ長が不均一である前記トランスと、 前記トランスに誘起された電圧を整流平滑して、平滑さ
   れた電圧を出力する平滑手段と、 前記スイッチング手段に流れる電流を検出して、前記ス
   イッチング手段のターンオフタイミングを変化させるこ
   とにより、前記電流のピーク値を制限する過電流制限手
   段と、 を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】 前記トランスのギャップが、ギャップ長
   方向に対して直角の方向から見たとき、楔状の形状を有
   することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電
   源装置。
3. 【請求項３】 ブリッジ形又はプッシュプル形の構成を
   有し、トランスに電圧を正負逆向きに交互に印加するス
   イッチング手段と、 断面積が不均一である磁路を持つ前記トランスと、 前記トランスに誘起された電圧を整流平滑して、平滑さ
   れた電圧を出力する平滑手段と、 前記スイッチング手段に流れる電流を検出して、前記ス
   イッチング手段のターンオフタイミングを変化させるこ
   とにより、前記電流のピーク値を制限する過電流制限手
   段と、 を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
4. 【請求項４】 前記トランスの外足断面積と中足断面積
   が異なることを特徴とする請求項３に記載のスイッチン
   グ電源装置。