JPS58105606A - 増幅器の電源供給回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電源供給回路に関し、特にオーディオ機器等の
電力増幅器の電源供給回路に関するものである。

一般に電力増幅器のための電源電圧は、その出力段にお
ける最大出力を考慮して決定されており、従って出力増
幅素子の電源供給端には常に当該電源電圧が印加されて
いることになる。よって、無信号時や小信号時において
出方増幅素子には犬さな電圧が印加されるから、高耐圧
素子を用いる必要があると共に、当該素子に消費される
電力が大となって熱損失が増大するから放熱器も大型と
ならざるを得ない。

本発明の目的は電力増幅器の出力段における電力損失を
軽減して装置の小型を図り得る電源供給回路を提供する
ことである。

本発明による増幅器の電源供給回路は、増幅器へ供給さ
れる電源電圧と増幅器の出力電圧との差に応じて方形波
状交流電圧のパルス幅全変化せしめるパルス幅変調手段
を設け、このパルス幅変調手段の出力を積分し、この積
分出力を該電源電圧としている。

パルス幅変調手段の好ましい態様としては、方形波状交
流電圧を発生する手段と積分段との間に可飽和リアクト
ルを設け、電源電圧と増幅器の出力電圧との差に応じた
制御信号により可飽和リアクトルの励磁状態を制御する
ようになされている。

以下、図面を用いて本発明の実施例を詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例を示す回路図であり、例えば
外部よりの直流電圧はインバータｌにより一定周波数の
方形波状の交流電圧に変換され、）Ｚシストランス２に
よシ昇圧される。インノ（−タｌ及びパルストランス２
により交流電圧発生手段が構成されている。パルストラ
ンス２０２次巻線の中点は接地ラインとなっており、両
端α、α′の電圧は、可飽和リアクトル３　、３”ｉｉ
経、更に整流ダイオードＤｌ、Ｄ［−介して積分回路４
へ入力される。

積分回路４はチョークコイルＬ　、　Ｌ／及びコンデン
サｃ　、　ｃ’より平滑回路構成となっている。積分さ
れて直流電圧化された正負出力ｄ　、　ｄ’は電力増幅
段５の電源電圧として用いられる。

当該電力増幅段５は、例えば８級プツシ−プル構成であ
り、ＮＰＮ及びＰＮＰ型の１対の出力トランジスタＱｌ
＋Ｑ１よりなり、両トランジスタＱｌ　＋　（Ｊのエミ
ッタ出力が抵抗ＲＥ＋Ｒｔｔ介して共通負荷としての例
えばスピーカｓｐを駆動する。両トランジスタＱ１　＋
　Ｑ’Ｈのコレクタへ積分回路４の正負直流電圧ｄ　、
　ｄ’が夫々供給されている。両トランジスタＱｌ　＋
　ＱＱのペース共通入力には電圧増幅段６の出力が印加
されており、この電圧増幅段６の入力信号ＩＮに応じて
回路出力ＯＵＴの負荷、即ちスピーカｓｐが駆動される
ものである。尚、抵抗Ｒ１，Ｒ２は負帰還回路を構成し
ている。

増幅器の出力ＯＵＴはダイオードＤ２．Ｄ２′によって
それぞれ正及び負の信号に分離されて制御回路７に印加
される。制御回路７は積分回路４の出力電圧即ち電力増
幅段５の電源電圧ｄ　、　ｄ’をも入力としており、当
該電源電圧ｄ　、　ｄ’と増幅器の出力ＯＵＴとの差に
応じた制御信号を発生するものであり、例えば、出力Ｏ
ＵＴが正の場合にはその出力と電源電圧ｄとの差に応じ
た負の制御電圧Ｖｃｅ、又出力ＯＵＴが負の場合にはそ
の出力と電源電圧ｄ′との差に応じた正の制御電圧ｖ６
ヲ夫々発生するようになっている。これら制御電圧ｖｃ
、ｖｃは可飽和リアクトル３，３′の出力端ｂ　、　６
’にダイオードＤ３゜Ｄ４を夫々介して印加され、可飽
和リアクトル３゜３′の励磁制御をなすことによって電
源電圧ｄ　、　ｄ’を制御する。尚、制御電圧ｖ（、ｖ
、ｇは電源電圧ｄ。

ｄ／ヲ常に出力ＯＵＴ　［対して多少のオフセント（サ
チーレーション電圧以上）分高い電圧に制御し得るよう
に制御回路７においてその値が決定される。

制御回路７は、抵抗Ｒ３〜Ｒ１１及び演算増幅器ＯＰよ
りなる正側差分増幅器と、抗抗Ｒ≦〜Ｒ′ｉｌ及び演算
増幅器ｏｐ’よりなる負側差分増幅器と、抵抗Ｒ１□〜
Ｒ１，計ランジスタＱ２及びＱ３よりなる正側インバー
タ回路と、抵抗Ｒ１２〜Ｒｒ５ｙＦランジスタ叫及びＱ
ｌよりなる負側インバータ回路とから構成されている。

第２図は第１図の回路の正側部分の一部のみを抽出し、
かつ制御信号発生回路８を等制約に可変電圧源Ｖ。とじ
て示したものである。第３図は第２図の回路動作を説明
する波形図であり、第３図（α）〜（ｃ）は第２図の回
路の各部信号α〜Ｃに夫々対応している。第３図の時刻
ｔ１において方形波人力αが正から負へ急峻に変化する
と、整流ダイオードＤ１は電圧を阻止し、可飽和リアク
トル３はそれまで磁気飽和状態にあったものが、ダイオ
ードＤ３により制御電圧ＶＣが印加されることによって
逆方向に励磁されることになる。換言すれば、磁束の飽
和状態が電圧ＶＣにより減磁されて磁束のり七ノドがな
されることになる。ここでリセットされる磁尚、Ｎは可
飽和リアクトルの巻き数である。次に時刻ｔにおいて方
形波人力αが正に反転すると、可飽和リアクトルには電
圧Ｖが印加されて今までと反対方向に励磁されることに
なる。しかしながら、時刻１．以前における飽和磁束か
ら（１）式で示されるリセットされた磁束りを差し引い
た磁束が残留しているために、可飽和リアクトルにはわ
ずかの励磁電流しか流れない。よって可飽和リアクトル
３の出力端の電圧波形すは未だ立上らず、所定時間遅れ
た時刻ｔ３にて、リアクトル３は飽和方向へ向かって瞬
時に飽和する。よって、その時刻ｔ３でリアクトル３の
出力端の波形すは正側へ立上ることになる。

ここで、時刻ｔｌ　−ｔｚの間においてリセットされた
磁束の量と、時刻ｔ２〜ｔ３の間において励磁された磁
束の量とは等しくなければならないから、（Ｖ−Ｖｏ）
・（ｔｚ−ｔｌ）＝Ｖ・（ｔ３−ｔｚ）・・・（２）な
る式が成立する。（２）式の左辺は第３図（ｂ）の負側
の斜線部の面積に相当し、右辺は正側の斜線部の面積に
相当する。そして、（２）式から判るように制御電圧■
。のレベルに応じて（ｔ３−ｃｚ）が変化することにな
るから、結果的に可飽和リアクトル３の出力端の波形す
の正パルスは制御電圧Ｖ。の大きさによシそのパルス幅
が変調されたパルス幅変調出力波形となる。従って、ダ
イオードへによる整流出力は第３図（１）のようになっ
て、パルス幅変調出力のみが導出されて積分回路４で平
滑化される。

この平滑出力ｄは制御電圧■。のレベルに対応した直流
電圧となっておシ第３図（ｄ）のような正の電圧が得ら
れる。負側についても上記の動作と全く同様である。

なお、パルストランス２の１次側パルス駆動のパルス周
波数は増幅器の出力信号周波数に対し十分高いので、電
源電圧波形は出力電圧波形と相似となシ、両波形間には
オフセット電圧が存在するのみとなるため最適電源電圧
が得られることになる。

このように、本発明によれば、電力増幅器の回路電源を
その電源電圧と増幅器の出力電圧との差に応じて制御し
た電圧とし、出力増幅素子の電圧として供給するもので
あるから、出力電圧に対して常に最適の電源電圧が得ら
れるため出力増幅素子における熱損失が著しく減少して
省電力化並びに放熱器の小型化が可能となる。また、出
力電圧との差分で制御するため電源電圧のりニアリティ
が良い。更に、終段トランジスタのもつべ′−ス接地出
力容量Ｃ８ｂは主に出力電圧と電源電圧の差によシ変化
するが、この差を一定とすることによシＣｏｂに起因す
る歪成分の発生等の悪影響がなくなるという利点もある
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図の回路の正側の一部回路図、第３図は第１図及び第２
図の回路の動作を説明するための各部波形図である。 主要部分の符号の説明 ２・・・パルストランス ３．３′・・・可飽和リアクタンス ４・・・積分回路　　　　　５・・・電力増幅段７・・
・制御回路 出願人　パ、イオニア株式会社 代理人　　弁理士　藤　村　元　彦

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）　　入力信号を増幅して所定負荷を駆動する増幅
   器へ電源電圧を供給する電源供給回路であって、方形波
   状交流電圧を発生する交流電圧発生手段と、前記電源電
   圧と前記増幅器の出力電圧との差に応じて前記交流電圧
   のパルス幅を変化せしめるパルス幅変調手段と、前記パ
   ルス幅変調手段の出力を積分して前記電源電圧として出
   力する積分回路とを備えたことを特徴とする電源供給回
   路。
2. （２）前記パルス幅変調手段は、前記交流電圧発生手段
   と前記積分回路との間に設けられた可飽和リアクトルと
   、前記電源電圧と前記増幅器の出力電圧との差に応じた
   制御信号を発生する制御回路とを有し、前記制御信号に
   より前記可飽和リアクトルの励磁状態を制御するように
   なされたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
   電源供給回路。