JPS5814606A - 増幅器の電源供給回路 - Google Patents
増幅器の電源供給回路Info
- Publication number
- JPS5814606A JPS5814606A JP56112521A JP11252181A JPS5814606A JP S5814606 A JPS5814606 A JP S5814606A JP 56112521 A JP56112521 A JP 56112521A JP 11252181 A JP11252181 A JP 11252181A JP S5814606 A JPS5814606 A JP S5814606A
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- Japan
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- voltage
- output
- power supply
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電源供給回路に関し、特にオーディオ機器等の
電力増幅器の電源供給回路に関するものである。
電力増幅器の電源供給回路に関するものである。
一般に電力増幅器のだめの電源電圧は、その出力段にお
ける最大出力を考慮して決定されており、従って出力増
幅素子の電源供給端には常に当該電源電圧が印加されて
いる仁とになる。よって、無信号時や小信号時において
出力増幅素子には大きな電圧が印加されるから、高耐圧
素子を用いる必要があると共に、当該素子番こ消費され
る電力が大となって熱損失が増大するから放熱器も大型
とならざるを得ない。
ける最大出力を考慮して決定されており、従って出力増
幅素子の電源供給端には常に当該電源電圧が印加されて
いる仁とになる。よって、無信号時や小信号時において
出力増幅素子には大きな電圧が印加されるから、高耐圧
素子を用いる必要があると共に、当該素子番こ消費され
る電力が大となって熱損失が増大するから放熱器も大型
とならざるを得ない。
本発明の目的は電力増幅器の出力段における電力損失を
軽減して装置の小型を図シ得る電源供給回路を提供する
ことである。
軽減して装置の小型を図シ得る電源供給回路を提供する
ことである。
本発明による増幅器の電源供給回路は、方形波状交流電
圧を発生する交流電圧発生手段と、この交流電圧のパル
ス幅を増幅器出力に応じて変化させるパルス幅変調手段
と、このパルス幅変調出力を積分する積分手段とを含み
、この積分出力を増・幅器の電源電圧とすることを特徴
としている。
圧を発生する交流電圧発生手段と、この交流電圧のパル
ス幅を増幅器出力に応じて変化させるパルス幅変調手段
と、このパルス幅変調出力を積分する積分手段とを含み
、この積分出力を増・幅器の電源電圧とすることを特徴
としている。
パルス幅変調手段の好ましい一様としては、交流電圧発
生手段と積分手段との間に可飽和リアクトルを設け、増
幅器出力に応じた制御信号により可飽和リアクトルの励
磁状態を制御するようにしたことを特徴としている。
生手段と積分手段との間に可飽和リアクトルを設け、増
幅器出力に応じた制御信号により可飽和リアクトルの励
磁状態を制御するようにしたことを特徴としている。
以下に図面を用いて本発明を説明する。
第１図は本発明の実施例の回路図であり、例えば外部よ
りの直流電圧′はインバータ１により方形波状の交流電
圧となり、パルストランス２により昇圧される。トラン
ス２の２次巻線の中点Ｏは接地ラインとなっており、両
端ａ 、 （Ｌ’の電圧は、可飽和リアクトル３，３′
を経ると共に更悼ダイオードＤＩ ＋ Ｄ２及び屏ｔ
ＤＳ’より成る整流回路を夫々介して積分回路４へ入力
される。積分されて直流電圧化された正負出力ｄ 、
ｄ’は、電力増幅段５の電源電圧として用いられる。
りの直流電圧′はインバータ１により方形波状の交流電
圧となり、パルストランス２により昇圧される。トラン
ス２の２次巻線の中点Ｏは接地ラインとなっており、両
端ａ 、 （Ｌ’の電圧は、可飽和リアクトル３，３′
を経ると共に更悼ダイオードＤＩ ＋ Ｄ２及び屏ｔ
ＤＳ’より成る整流回路を夫々介して積分回路４へ入力
される。積分されて直流電圧化された正負出力ｄ 、
ｄ’は、電力増幅段５の電源電圧として用いられる。
当該電力増幅段５は、例えば８級プツシニブル構成であ
り、ＮＰＮ及びＰＮＰ型の１対の出力トランジスタＱ１
．Ｑ１′よりなり、両トランジスタＱ １ ＋ Ｑｔ’
のエミッタ出力が抵抗”Ｅ ＋ ”Ｅ’を介してスピー
カ等の共通負荷ＲＬを電力駆動する。両トランジスタＱ
、。
り、ＮＰＮ及びＰＮＰ型の１対の出力トランジスタＱ１
．Ｑ１′よりなり、両トランジスタＱ １ ＋ Ｑｔ’
のエミッタ出力が抵抗”Ｅ ＋ ”Ｅ’を介してスピー
カ等の共通負荷ＲＬを電力駆動する。両トランジスタＱ
、。
Ｑｌ′のコレクタ電極へ積分回路４の正負直流電圧ｄ
、 ｄ’が夫々供給されている。両トランジスタＱｔ＋
ＱＩＩのベース共通入力には電圧増幅段６の出力が印加
されており、この電圧増幅段６の入力信号ＩＮに応じて
回路出力ＯＵＴの負荷ＲＬが駆動されるものである。尚
、抵抗Ｒ１，Ｒ２は負帰還回路を構成している。
、 ｄ’が夫々供給されている。両トランジスタＱｔ＋
ＱＩＩのベース共通入力には電圧増幅段６の出力が印加
されており、この電圧増幅段６の入力信号ＩＮに応じて
回路出力ＯＵＴの負荷ＲＬが駆動されるものである。尚
、抵抗Ｒ１，Ｒ２は負帰還回路を構成している。
増幅回路の出力ＯＵＴに応じた制御信号を発生する制御
信号発生回路７が設けられており、例えば出力ＯＵＴが
正の場合にはそのレベルに応じた負の制御信号Ｖ。ｌが
、また出力ＯＵＴが負の場合にはそのレベル“に応じた
正の制御信号Ｖｄが夫々発生されるようになっている。
信号発生回路７が設けられており、例えば出力ＯＵＴが
正の場合にはそのレベルに応じた負の制御信号Ｖ。ｌが
、また出力ＯＵＴが負の場合にはそのレベル“に応じた
正の制御信号Ｖｄが夫々発生されるようになっている。
これら制御信号■ｃ、■ｏ′は可飽和リアクトル３，３
′の整流回路側の出力端ｂ 、 ｂ’にダイオードＤ３
、 Ｄ３’を夫々介して印加されておシ、可飽和リア
クトル３，３′の励磁制御をなすものである。
′の整流回路側の出力端ｂ 、 ｂ’にダイオードＤ３
、 Ｄ３’を夫々介して印加されておシ、可飽和リア
クトル３，３′の励磁制御をなすものである。
第２図は第１図の回路の正側部分の一部のみを抽出し、
かつ制御信号発生回路７を等測的に可変電圧源■。とじ
て示したものである。第３図は第２図の回路動作を説明
する波形図でアリ、第３図（、）〜（ｃ）は第２図の回
路の各部信号α〜Ｃに夫々対応している。第３図の時刻
ｔ１において方形波人力αが正から負へ急峻に変化する
と、整流ダイオードＤ１は電圧を阻止し、可飽和リアク
トル３はそれまで磁気飽和状態にあったものが、ダイオ
ードＤ３により制御電圧■ｃが印加されることによって
逆方向に励磁されることになる。換言すれば、磁束の飽
和状態が電圧■ｃによシ減磁されて磁束のリセットがな
されることになる。ここでリセットされる磁束の量Δφ
は印加電圧を時間積分したものとして表わされるから、
方形波電圧をＶとすると次式となる。
かつ制御信号発生回路７を等測的に可変電圧源■。とじ
て示したものである。第３図は第２図の回路動作を説明
する波形図でアリ、第３図（、）〜（ｃ）は第２図の回
路の各部信号α〜Ｃに夫々対応している。第３図の時刻
ｔ１において方形波人力αが正から負へ急峻に変化する
と、整流ダイオードＤ１は電圧を阻止し、可飽和リアク
トル３はそれまで磁気飽和状態にあったものが、ダイオ
ードＤ３により制御電圧■ｃが印加されることによって
逆方向に励磁されることになる。換言すれば、磁束の飽
和状態が電圧■ｃによシ減磁されて磁束のリセットがな
されることになる。ここでリセットされる磁束の量Δφ
は印加電圧を時間積分したものとして表わされるから、
方形波電圧をＶとすると次式となる。
Δφ” ” ／ ｔｌ（Ｖ−Ｖａ） ｄｔ −−−−−
−−＜１） ｉｌ 尚、Ｎは可飽和リアクトルの巻き数である。次に時刻ｔ
２において方形波人力αが正に反転すると、可飽和リア
クトルには電圧■が印加されて今までと反対方向に励磁
されること番こなる。しかしながら、時刻ｔ１以前にお
ける飽和磁束から（１）式で示されるリセットされた磁
束Δφを差し引いた磁束が残留しているために、可飽和
リアクトルにはわずかの励磁電流しか流れない。よって
可飽和リアクトル３の出力端の電圧波形すは未だ立上ら
ず、所定時間遅れた時刻ｔ３にて、リアクトル３は飽和
方向へ向かって瞬時に飽和する。よって、その時刻ｔ２
でリアクトル３の出力端の波形すは正側へ立上ることに
々る。
−−＜１） ｉｌ 尚、Ｎは可飽和リアクトルの巻き数である。次に時刻ｔ
２において方形波人力αが正に反転すると、可飽和リア
クトルには電圧■が印加されて今までと反対方向に励磁
されること番こなる。しかしながら、時刻ｔ１以前にお
ける飽和磁束から（１）式で示されるリセットされた磁
束Δφを差し引いた磁束が残留しているために、可飽和
リアクトルにはわずかの励磁電流しか流れない。よって
可飽和リアクトル３の出力端の電圧波形すは未だ立上ら
ず、所定時間遅れた時刻ｔ３にて、リアクトル３は飽和
方向へ向かって瞬時に飽和する。よって、その時刻ｔ２
でリアクトル３の出力端の波形すは正側へ立上ることに
々る。
ここで、時刻ｔ１〜ｔ２の間においてリセットされた磁
束の量と、時刻ｔ２〜ｔ３の間において励磁された磁束
の量とは等しくなければならないから、（Ｖ−’Ｖｏ）
・（ｔｚ−ｔｌ）＝Ｖ・（ｔ３−ｔｌ）・・・・・・（
２）、なる式が成立する。（２）式の左辺は第３図（ｂ
）の負側の斜線部の面積に相当し、右辺は正側の斜線部
の面積に相当する。そして、（２）式から判るように制
御電圧■ｃのレベルに応じて（ｔ３−ｔｌ ）が変化す
ることになるから、結果的に可飽和リアクトル３の出力
端の波形すの正パルスは制御電圧ＶＣの大きさによりそ
のパルス幅が変調されたパルス幅変調出力波形となる。
束の量と、時刻ｔ２〜ｔ３の間において励磁された磁束
の量とは等しくなければならないから、（Ｖ−’Ｖｏ）
・（ｔｚ−ｔｌ）＝Ｖ・（ｔ３−ｔｌ）・・・・・・（
２）、なる式が成立する。（２）式の左辺は第３図（ｂ
）の負側の斜線部の面積に相当し、右辺は正側の斜線部
の面積に相当する。そして、（２）式から判るように制
御電圧■ｃのレベルに応じて（ｔ３−ｔｌ ）が変化す
ることになるから、結果的に可飽和リアクトル３の出力
端の波形すの正パルスは制御電圧ＶＣの大きさによりそ
のパルス幅が変調されたパルス幅変調出力波形となる。
従って、ダイオードＤ１による整流出力は第３図（、ｌ
のようになって、パルス幅変調出力のみが導出されて積
分回路４で平滑化される。
のようになって、パルス幅変調出力のみが導出されて積
分回路４で平滑化される。
この平滑出力ｄは制御電圧■。のレベルに対応した直流
電圧となっており第３図（ｄ）のような正の電圧が得ら
れる。負側についても上記の動作と全く同様である。
電圧となっており第３図（ｄ）のような正の電圧が得ら
れる。負側についても上記の動作と全く同様である。
ここで、制御電圧■ｏとして増幅回路の出力ＯＵＴの波
形に応じた信号を用いれば、第３図（，１に示すように
積分回路４の正負出力ｄ、’ｄ’は、増幅出力ＯＵＴに
対しである一定のオフセット電圧だけ高い電源電圧とな
るよう動作可能となり、そうなるように制御電圧■。の
値が決定される。
形に応じた信号を用いれば、第３図（，１に示すように
積分回路４の正負出力ｄ、’ｄ’は、増幅出力ＯＵＴに
対しである一定のオフセット電圧だけ高い電源電圧とな
るよう動作可能となり、そうなるように制御電圧■。の
値が決定される。
第４図は第１図の回路の具体例を示す図であり、積分回
路４はチョークコイルＬ１１ Ｉ’ｌ’及びコンデンサ
ＯＢ、Ｃ１’よりなる平滑回路構成である。また増幅回
路出力ＯＵＴは、トランジスタＱ２ ｙ Ｑ２’、ダイ
オードＴ’）４．Ｄイ及び抵抗Ｒ４〜Ｒ６、Ｒ４′〜Ｒ
６／よりなるバツハア回路に入力されておシ、このバツ
ア回路の出力であるトランジスタＱ２ ＋ Ｑ２’の両
エミッタ共通出力はダイオードＤ５．Ｄ５′によってそ
れぞれ正及び負の信号に互いに分離されて制御信号発生
回路７へ印加されている。正側信号は、トランジスタＱ
３＋Ｑ４１抵抗Ｒ７〜ＲＩＧ及びコンデンサＣ２よりな
るインバータ回路により反転されてダイオードＤ３を介
して可飽和リアクトル３０制御電圧■ｃとなる。負側信
号は、トランジスタＱ３’ ＋ Ｑ４’、抵抗Ｒ７′〜
Ｒ１ｏ′及びコンデンサ０２′よりなるインバータ回路
番こより反転されてダイオードＤ３′を介して可飽和リ
アクトル３′の制御電圧■。′となる。
路４はチョークコイルＬ１１ Ｉ’ｌ’及びコンデンサ
ＯＢ、Ｃ１’よりなる平滑回路構成である。また増幅回
路出力ＯＵＴは、トランジスタＱ２ ｙ Ｑ２’、ダイ
オードＴ’）４．Ｄイ及び抵抗Ｒ４〜Ｒ６、Ｒ４′〜Ｒ
６／よりなるバツハア回路に入力されておシ、このバツ
ア回路の出力であるトランジスタＱ２ ＋ Ｑ２’の両
エミッタ共通出力はダイオードＤ５．Ｄ５′によってそ
れぞれ正及び負の信号に互いに分離されて制御信号発生
回路７へ印加されている。正側信号は、トランジスタＱ
３＋Ｑ４１抵抗Ｒ７〜ＲＩＧ及びコンデンサＣ２よりな
るインバータ回路により反転されてダイオードＤ３を介
して可飽和リアクトル３０制御電圧■ｃとなる。負側信
号は、トランジスタＱ３’ ＋ Ｑ４’、抵抗Ｒ７′〜
Ｒ１ｏ′及びコンデンサ０２′よりなるインバータ回路
番こより反転されてダイオードＤ３′を介して可飽和リ
アクトル３′の制御電圧■。′となる。
このように、本発明によれば、電力増幅器の回路電源を
信号レベルに応じて制御した電圧とし、出力増幅素子の
電圧として供給するものであるから、出力増幅素子にお
ける熱損失が著しく減少して放熱器も小型化可能となる
。また、電源電圧の変調はパルストランスの２次側にて
行うことにより、１次側に伺等影響を及ぼさないように
することができるから、電圧増幅段等別の電源が必要な
場合にも別に巻線を設けずに可飽和リアクトルの前から
電圧をとり出すことが可能となる。
信号レベルに応じて制御した電圧とし、出力増幅素子の
電圧として供給するものであるから、出力増幅素子にお
ける熱損失が著しく減少して放熱器も小型化可能となる
。また、電源電圧の変調はパルストランスの２次側にて
行うことにより、１次側に伺等影響を及ぼさないように
することができるから、電圧増幅段等別の電源が必要な
場合にも別に巻線を設けずに可飽和リアクトルの前から
電圧をとり出すことが可能となる。
尚、上記各側においては増幅出力０ＬＩＴから制御信号
を得ているが、この出力信号に対応した信号波形を適宜
用いることができる。
を得ているが、この出力信号に対応した信号波形を適宜
用いることができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の実施例回路図、第２図は第１図の回路
の正側の一部回路図、第３図は第１．２図の回路の動作
を説明する各部波形図、第４図は第１図の回路の具体例
の回路図である。 主要部分の符号の説明 １・・・方形波電圧発生用インバータ ３．３′・・・可飽和リアクタンス ４・・・積分回路 ５・・・電力増幅段 ７・・・制御電圧発生回路 出願人 パイオニア株式会社 代理人 弁理士 藤 村 元 彦
の正側の一部回路図、第３図は第１．２図の回路の動作
を説明する各部波形図、第４図は第１図の回路の具体例
の回路図である。 主要部分の符号の説明 １・・・方形波電圧発生用インバータ ３．３′・・・可飽和リアクタンス ４・・・積分回路 ５・・・電力増幅段 ７・・・制御電圧発生回路 出願人 パイオニア株式会社 代理人 弁理士 藤 村 元 彦
Claims (2)
- （１）入力信号を増幅して所定負荷を駆動する増幅器へ
の電源供給回路であって、方形波状交流電圧を発生する
交流電圧発生手段と、前記交流電圧のパルス幅を前記増
幅器の出力信号に応じて変化せしめるパルス幅変調手段
と、前記パルス幅変調手段の出力を積分する積分手段と
を含み、この積分出力を前記増幅器の電源電圧として印
加するようにしたことを特徴とする電源供給回路。 - （２）前記パルス幅変調手段は、前記交流電圧発生手段
と前記積分手段との間に設けられた可飽和リアクトルと
、前記出力信号に応じた制御信号を発生する手段とを有
し、この制御信号により前記可飽和リアクトルの励磁状
態を制御するようにしたことを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の電源供給回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56112521A JPS5814606A (ja) | 1981-07-18 | 1981-07-18 | 増幅器の電源供給回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56112521A JPS5814606A (ja) | 1981-07-18 | 1981-07-18 | 増幅器の電源供給回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5814606A true JPS5814606A (ja) | 1983-01-27 |
Family
ID=14588717
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56112521A Pending JPS5814606A (ja) | 1981-07-18 | 1981-07-18 | 増幅器の電源供給回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5814606A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61174608U (ja) * | 1985-04-19 | 1986-10-30 | ||
| US5200711A (en) * | 1990-10-26 | 1993-04-06 | AB Lab. Gruppen Andersson & Bavholm | Pulse-width modulated, linear audio-power amplifier |
| JPH0626399B2 (ja) * | 1982-09-17 | 1994-04-06 | テレフオンアクチ−ボラゲツト エル エム エリクソン | 交換局から加入者電話機への電流供給装置 |
| US5396194A (en) * | 1993-11-19 | 1995-03-07 | Carver Corporation | Audio frequency power amplifiers |
| US5543753A (en) * | 1994-06-22 | 1996-08-06 | Carver Corporation | Audio frequency power amplifiers with actively damped filter |
| US5606289A (en) * | 1994-06-22 | 1997-02-25 | Carver Corporation | Audio frequency power amplifiers with actively damped filter |
| US20080219479A1 (en) * | 2007-03-07 | 2008-09-11 | Fujitsu Limited | Audio Output Circuit and Audio Output Method |
| CN109245733A (zh) * | 2018-09-04 | 2019-01-18 | 中国商用飞机有限责任公司北京民用飞机技术研究中心 | 一种多电压输出的线性功率放大器 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52119149A (en) * | 1976-03-31 | 1977-10-06 | Sansui Electric Co | Amplifying device |
-
1981
- 1981-07-18 JP JP56112521A patent/JPS5814606A/ja active Pending
Patent Citations (1)
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| JPS61174608U (ja) * | 1985-04-19 | 1986-10-30 | ||
| US5200711A (en) * | 1990-10-26 | 1993-04-06 | AB Lab. Gruppen Andersson & Bavholm | Pulse-width modulated, linear audio-power amplifier |
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| CN109245733A (zh) * | 2018-09-04 | 2019-01-18 | 中国商用飞机有限责任公司北京民用飞机技术研究中心 | 一种多电压输出的线性功率放大器 |
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