JPS5943907B2 - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源Info
- Publication number
- JPS5943907B2 JPS5943907B2 JP54135702A JP13570279A JPS5943907B2 JP S5943907 B2 JPS5943907 B2 JP S5943907B2 JP 54135702 A JP54135702 A JP 54135702A JP 13570279 A JP13570279 A JP 13570279A JP S5943907 B2 JPS5943907 B2 JP S5943907B2
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- JP
- Japan
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- transistor
- power supply
- diode
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、２個のブロッキング発振器を用いた自励振型
のスイッチング電源に関する。
のスイッチング電源に関する。
ブロッキング発振器を用いたスイッチング電源において
、このスイッチング電源に供給する電圧はブロッキング
発振器のトランジスタの耐圧により制限を受け、現状の
トランジスタの特性では、ヨーロッパ等における２００
Ｖ系の商用電源電圧を直接整流してブロッキング発振器
に供給することは耐圧不足等より、実用上問題点があつ
た。
、このスイッチング電源に供給する電圧はブロッキング
発振器のトランジスタの耐圧により制限を受け、現状の
トランジスタの特性では、ヨーロッパ等における２００
Ｖ系の商用電源電圧を直接整流してブロッキング発振器
に供給することは耐圧不足等より、実用上問題点があつ
た。
本発明は、上記の点に鑑み、２個のブロッキング発振器
が供給電圧に対して直列に接続される構成として、高い
供給電圧での安定な動作が可能なスイッチング電源を提
供しようとするものである。以下、本発明に係るスイッ
チング電源の実施例を図面に従つて説明する。第１図は
本発明の第１実施例であつて、自励振フライバックコン
バータを示す。
が供給電圧に対して直列に接続される構成として、高い
供給電圧での安定な動作が可能なスイッチング電源を提
供しようとするものである。以下、本発明に係るスイッ
チング電源の実施例を図面に従つて説明する。第１図は
本発明の第１実施例であつて、自励振フライバックコン
バータを示す。
この図において、発振トランスＴｉは１次巻線Ｌｉ、２
次巻線Ｌ２及び２つの帰還巻線Ｌｆｌ、Ｌｆ２を有して
いる。ブロッキング発振器１は、トランジスタＱ１とこ
のベース側に接続される帰還巻線Ｌｆｌとエミッタ側に
接続される１次巻線Ｌｉと抵抗器Ｒ１乃至Ｒ３、コンデ
ンサＣｌ及びダイオードＤ１とから構成され、同様にブ
ロッキング発振器２は、トランジスタＱ２とこのベース
側に接続される帰還巻線Ｌｆ２とコレクタ側に接続され
る１次巻線Ｌｉと抵抗器Ｒ４乃至Ｒ６、コンデンサＣ２
及びダイオードＤ２とから構成される。前記トランジス
タＱ７のコレクタには正電圧Ｖ＋が、前記トランジスタ
Ｑ２のエミッタには負電圧Ｖ−が夫々供給され、この結
果、供給直流電圧に対しブロッキング発振器１、２は直
列に接続される。また、トランジスタＱ、のエミッタは
ダイオードＤ３で負電圧Ｖ−にクランプされ、トランジ
スタＱ２のコレク夕はダイオードＤ４で正電圧Ｖ＋にク
ランプされれる。一方、トランスＴ１の２次巻線Ｌ２に
はダイオードＤ５及びコンデンサＣ３の整流平滑回路が
接続され、直流出力電圧Ｅ。
次巻線Ｌ２及び２つの帰還巻線Ｌｆｌ、Ｌｆ２を有して
いる。ブロッキング発振器１は、トランジスタＱ１とこ
のベース側に接続される帰還巻線Ｌｆｌとエミッタ側に
接続される１次巻線Ｌｉと抵抗器Ｒ１乃至Ｒ３、コンデ
ンサＣｌ及びダイオードＤ１とから構成され、同様にブ
ロッキング発振器２は、トランジスタＱ２とこのベース
側に接続される帰還巻線Ｌｆ２とコレクタ側に接続され
る１次巻線Ｌｉと抵抗器Ｒ４乃至Ｒ６、コンデンサＣ２
及びダイオードＤ２とから構成される。前記トランジス
タＱ７のコレクタには正電圧Ｖ＋が、前記トランジスタ
Ｑ２のエミッタには負電圧Ｖ−が夫々供給され、この結
果、供給直流電圧に対しブロッキング発振器１、２は直
列に接続される。また、トランジスタＱ、のエミッタは
ダイオードＤ３で負電圧Ｖ−にクランプされ、トランジ
スタＱ２のコレク夕はダイオードＤ４で正電圧Ｖ＋にク
ランプされれる。一方、トランスＴ１の２次巻線Ｌ２に
はダイオードＤ５及びコンデンサＣ３の整流平滑回路が
接続され、直流出力電圧Ｅ。
が出力端子Ａ，Ｂ間に供給されるようになつている。こ
の場合、直流出力電圧Ｅ。に比例したフライバツク電圧
が前記帰還巻線Ｌｆ２に現れるが、このフライバツク電
圧はダイオードＤ６、コンデンサＣ４及び定電圧ダイオ
ードＺＤｌから成る制御回路３で整流され直流負電圧Ｅ
ｃとして定電圧ダイオードＺＤ，を介してトランジスタ
Ｑ２のベースに加えられる。以上の構成において、各プ
ロツキング発振器１，２はトランスＴ１の］次巻線Ｌ１
を共通に用いかつｌ次巻線Ｌ，に結合する帰還巻線Ｌｆ
，，Ｌｆ２を夫々有しているから、トランジスタＱｌ，
Ｑ２のオン、オフ時期はほぼ同じである。今、トランジ
スタＱ，，Ｑ２が抵抗器Ｒ２，Ｒ５の直流バイアスによ
り共にオンすると、トランジスタＱ１、１次巻線Ｌ，、
トランジスタＱ２の径路で電流が流れ、これにより各帰
還巻線Ｌｆｌ，Ｌｆ２にトランジスタＱ，，Ｑ，をさら
に順バイアスする方向の誘起電圧を生じてトランジスタ
Ｑ，，Ｑ２は飽和状態となり、１次巻線Ｌ，に供給直流
電圧が加わりトランスＴ１は励磁される。トランジスタ
Ｑ，，Ｑ２のベースと帰還巻線Ｌｆｌ，Ｌｆ２との間に
はコンデンサＣ，，Ｃ２が夫々挿入されているため、一
定期間後、コンデンサＣ，，Ｃ２の両端にトランジスタ
Ｑ，，Ｑ２を夫々逆バイアスする電圧が生じ、トランジ
スタＱ，，Ｑ２は共にオフする。この時、トランジスタ
Ｑ１のエミツタ電圧は１次巻線Ｌ，の誘起電圧によつて
負側に引かれるが、ダイオードＤ３によりオン期間に蓄
積された磁気エネルギによる誘起電流は直流供給電源側
に還流されるから、負電圧Ｖ−より負になることはない
。トランジスタＱ２のコレクタも同様にダイオードＤ４
により正電圧Ｖ＋より高くはならない。このようにトラ
ンスＴ１の１次側をスイツチングすることにより２次巻
線Ｌ２に誘起された電圧はダイオードＤ５、コンデンサ
Ｃ３で整流平滑されて直流出力電圧Ｅ。
の場合、直流出力電圧Ｅ。に比例したフライバツク電圧
が前記帰還巻線Ｌｆ２に現れるが、このフライバツク電
圧はダイオードＤ６、コンデンサＣ４及び定電圧ダイオ
ードＺＤｌから成る制御回路３で整流され直流負電圧Ｅ
ｃとして定電圧ダイオードＺＤ，を介してトランジスタ
Ｑ２のベースに加えられる。以上の構成において、各プ
ロツキング発振器１，２はトランスＴ１の］次巻線Ｌ１
を共通に用いかつｌ次巻線Ｌ，に結合する帰還巻線Ｌｆ
，，Ｌｆ２を夫々有しているから、トランジスタＱｌ，
Ｑ２のオン、オフ時期はほぼ同じである。今、トランジ
スタＱ，，Ｑ２が抵抗器Ｒ２，Ｒ５の直流バイアスによ
り共にオンすると、トランジスタＱ１、１次巻線Ｌ，、
トランジスタＱ２の径路で電流が流れ、これにより各帰
還巻線Ｌｆｌ，Ｌｆ２にトランジスタＱ，，Ｑ，をさら
に順バイアスする方向の誘起電圧を生じてトランジスタ
Ｑ，，Ｑ２は飽和状態となり、１次巻線Ｌ，に供給直流
電圧が加わりトランスＴ１は励磁される。トランジスタ
Ｑ，，Ｑ２のベースと帰還巻線Ｌｆｌ，Ｌｆ２との間に
はコンデンサＣ，，Ｃ２が夫々挿入されているため、一
定期間後、コンデンサＣ，，Ｃ２の両端にトランジスタ
Ｑ，，Ｑ２を夫々逆バイアスする電圧が生じ、トランジ
スタＱ，，Ｑ２は共にオフする。この時、トランジスタ
Ｑ１のエミツタ電圧は１次巻線Ｌ，の誘起電圧によつて
負側に引かれるが、ダイオードＤ３によりオン期間に蓄
積された磁気エネルギによる誘起電流は直流供給電源側
に還流されるから、負電圧Ｖ−より負になることはない
。トランジスタＱ２のコレクタも同様にダイオードＤ４
により正電圧Ｖ＋より高くはならない。このようにトラ
ンスＴ１の１次側をスイツチングすることにより２次巻
線Ｌ２に誘起された電圧はダイオードＤ５、コンデンサ
Ｃ３で整流平滑されて直流出力電圧Ｅ。
として出力端子Ａ，Ｂを介し負荷に供給される。この場
合、直流出力電圧ＥＯに比例するフライバツク電圧が帰
還巻線Ｌｆ２に生じるから、これを整流して直流出力電
圧Ｅ。に比例する直流負電圧Ｅｃを制御回路３で得て、
定電圧ダイオードＺＤｌを介してトランジスタＱ２のベ
ースを制御している。すなわち、直流出力電圧Ｅ。が大
きくなると、ＩＥｃ）が大きくなり、この結果、定電圧
ダイオードＺＤｌを通じトランジスタＱ２のベースはよ
り負にバイアスされる。従つて、トランジスタＱ２のオ
ン期間は短くなり、発振周波数は高くなり、フライバツ
クコンバータでは発振周波数と出力電圧とが反比例関係
にあるため、直流出力電圧Ｅ。は減少し安定化制御が実
行される。上記第１実施例によれば、供給直流電圧に対
しプロツキング発振器１，２を直列関係に接続し、しか
もクランプ用のダイオードＤ３，Ｄ４を設けたので、ト
ランジスタＱ，，Ｑ２として耐圧の低いものを使用可能
である．従つて、従来困難であつた２００Ｖ系商用電源
を直接整流して供給直流電圧として利用することができ
る。
合、直流出力電圧ＥＯに比例するフライバツク電圧が帰
還巻線Ｌｆ２に生じるから、これを整流して直流出力電
圧Ｅ。に比例する直流負電圧Ｅｃを制御回路３で得て、
定電圧ダイオードＺＤｌを介してトランジスタＱ２のベ
ースを制御している。すなわち、直流出力電圧Ｅ。が大
きくなると、ＩＥｃ）が大きくなり、この結果、定電圧
ダイオードＺＤｌを通じトランジスタＱ２のベースはよ
り負にバイアスされる。従つて、トランジスタＱ２のオ
ン期間は短くなり、発振周波数は高くなり、フライバツ
クコンバータでは発振周波数と出力電圧とが反比例関係
にあるため、直流出力電圧Ｅ。は減少し安定化制御が実
行される。上記第１実施例によれば、供給直流電圧に対
しプロツキング発振器１，２を直列関係に接続し、しか
もクランプ用のダイオードＤ３，Ｄ４を設けたので、ト
ランジスタＱ，，Ｑ２として耐圧の低いものを使用可能
である．従つて、従来困難であつた２００Ｖ系商用電源
を直接整流して供給直流電圧として利用することができ
る。
また、発振トランスＴ，を各プロツキング発振器１，２
に共用することにより両発振器のオン、オフ時期をほぼ
一致させることができ、このため、一方のトランジスタ
Ｑ２を制御回路３で制御することにより結果的に両方の
プロツキング発振器１，２の制御が可能である。さらに
、発振トランスＴ，において、２次巻線Ｌ２側の直流出
力電圧Ｅ。と帰還巻線Ｌｆ２に現れるフライバツク電圧
とが正比例関係にあることを利用することによつて、直
流出力電圧Ｅ。の安定化制御が簡単に行える利点がある
。第２図は本発明の第２実施例であつて、自励振フライ
バツクコンバータを示す。この図において、発振トラン
スＴ１、プロツキング発振器１，２及びクランプ用のダ
イオードＤ３，Ｄ４の接続は前述の第１実施例と同様で
ある。一方、発振トランスＴ１の２次巻線Ｌ２にはダイ
オードＤ５、コンデンサＣ３，Ｃ，及びチヨークコイル
Ｌｃから成る整流平滑回路が接続され、直流出力電圧Ｅ
。が出力端子Ａ，Ｂ間に供給されるようになつている。
この直流出力電圧Ｅ。は、トランジスタＱ３、定電圧ダ
イオードＺＤ２、フオトカツプラ４の発光素子ＤＦ、可
変抵抗器ＶＲ及び抵抗器Ｒ７乃至ＲｌＯで構成される誤
差増幅回路５に加えられ、定電圧ダイオードＺＤ２で規
定される設定電圧と比較される。また、トランジスタＱ
２のベース回路には、トランジスタＱ４、フオトカツプ
ラ４の受光素子ＱＦｌダイオードＤ７、コンデンサＣ６
及び抵抗器Ｒｌｌ，Ｒｌ２から成る制御回路６が設けら
れており、この制御回路６はフオトカツプラ４を介して
誤差増幅回路５に結合される。以上の構成において、発
振トランスＴ１の１次側をスイツチングすることにより
２次巻線Ｌ２に誘起された電圧はダイオードＤ５、コン
デンサＣ３，Ｃ５及びチヨークコイルＬｃで正流平滑さ
れて直流出力電圧Ｅ。
に共用することにより両発振器のオン、オフ時期をほぼ
一致させることができ、このため、一方のトランジスタ
Ｑ２を制御回路３で制御することにより結果的に両方の
プロツキング発振器１，２の制御が可能である。さらに
、発振トランスＴ，において、２次巻線Ｌ２側の直流出
力電圧Ｅ。と帰還巻線Ｌｆ２に現れるフライバツク電圧
とが正比例関係にあることを利用することによつて、直
流出力電圧Ｅ。の安定化制御が簡単に行える利点がある
。第２図は本発明の第２実施例であつて、自励振フライ
バツクコンバータを示す。この図において、発振トラン
スＴ１、プロツキング発振器１，２及びクランプ用のダ
イオードＤ３，Ｄ４の接続は前述の第１実施例と同様で
ある。一方、発振トランスＴ１の２次巻線Ｌ２にはダイ
オードＤ５、コンデンサＣ３，Ｃ，及びチヨークコイル
Ｌｃから成る整流平滑回路が接続され、直流出力電圧Ｅ
。が出力端子Ａ，Ｂ間に供給されるようになつている。
この直流出力電圧Ｅ。は、トランジスタＱ３、定電圧ダ
イオードＺＤ２、フオトカツプラ４の発光素子ＤＦ、可
変抵抗器ＶＲ及び抵抗器Ｒ７乃至ＲｌＯで構成される誤
差増幅回路５に加えられ、定電圧ダイオードＺＤ２で規
定される設定電圧と比較される。また、トランジスタＱ
２のベース回路には、トランジスタＱ４、フオトカツプ
ラ４の受光素子ＱＦｌダイオードＤ７、コンデンサＣ６
及び抵抗器Ｒｌｌ，Ｒｌ２から成る制御回路６が設けら
れており、この制御回路６はフオトカツプラ４を介して
誤差増幅回路５に結合される。以上の構成において、発
振トランスＴ１の１次側をスイツチングすることにより
２次巻線Ｌ２に誘起された電圧はダイオードＤ５、コン
デンサＣ３，Ｃ５及びチヨークコイルＬｃで正流平滑さ
れて直流出力電圧Ｅ。
として出力端子Ａ，Ｂを介し負荷に供給される。この場
合、直流出力電圧ＥＯが所定の設定値より大きくなると
、トランジスタＱ３が導通して発光素子ＤＦが発光し、
この結果受光素子ＱＦが低抵抗となる。従つて、トラン
ジスタＱ４が導通状態となつてダイオードＤ，及びコン
デンサＣ６で整流平滑された負電圧がこのトランジスタ
Ｑ４を介してトランジスタＱ２のベースに印加される。
これにより、プロツキング発振器２の発振周波数は高く
なり、直流出力電圧ＥＯは減じる方向に制御される結果
、安定化制御が実行される。上記第２実施例によつても
前述の第１実施例と同様の効果を上げることができ、さ
らに直流出力電圧Ｅ。
合、直流出力電圧ＥＯが所定の設定値より大きくなると
、トランジスタＱ３が導通して発光素子ＤＦが発光し、
この結果受光素子ＱＦが低抵抗となる。従つて、トラン
ジスタＱ４が導通状態となつてダイオードＤ，及びコン
デンサＣ６で整流平滑された負電圧がこのトランジスタ
Ｑ４を介してトランジスタＱ２のベースに印加される。
これにより、プロツキング発振器２の発振周波数は高く
なり、直流出力電圧ＥＯは減じる方向に制御される結果
、安定化制御が実行される。上記第２実施例によつても
前述の第１実施例と同様の効果を上げることができ、さ
らに直流出力電圧Ｅ。
を直接誤差増幅回路５で誤差検出しているから出力電圧
安定度の向上を図ることが可能である。なお、誤差増幅
回路や制御回路の構成は適宜変更可能であることは明ら
かである。
安定度の向上を図ることが可能である。なお、誤差増幅
回路や制御回路の構成は適宜変更可能であることは明ら
かである。
叙上のように、本発明によれば、高い供給電圧において
も安定に動作可能な実用的なスイツチング電源を得る。
も安定に動作可能な実用的なスイツチング電源を得る。
第１図は本発明に係るスイツチング電源の第１実施例を
示す回路図、第２図は第２実施例を示す回路図である。 １，２・・・・・・プロツキング発振器、３，６・・・
・・・制御回路、４・・・・・・フオトカツプラ、５・
・・・・・誤差増幅回路、Ｃ１乃至Ｃ６・・・・・・コ
ンデンサ、Ｄ，乃至Ｄ「・・・・・ダイオード、Ｔ，・
・・・・・発振トランス、Ｌ１・・・・・・１次巻線、
Ｌ２・・・・・・２−次巻線、Ｌｆｌ，Ｌｆ２・・・・
・・帰還巻線、Ｑ１乃至Ｑ４・・・・・・トランジスタ
、Ｒ，乃至Ｒｌ２・・・・・・抵抗器、ＺＤｌ，ＺＤ２
・・・・・・定電圧ダイオード。
示す回路図、第２図は第２実施例を示す回路図である。 １，２・・・・・・プロツキング発振器、３，６・・・
・・・制御回路、４・・・・・・フオトカツプラ、５・
・・・・・誤差増幅回路、Ｃ１乃至Ｃ６・・・・・・コ
ンデンサ、Ｄ，乃至Ｄ「・・・・・ダイオード、Ｔ，・
・・・・・発振トランス、Ｌ１・・・・・・１次巻線、
Ｌ２・・・・・・２−次巻線、Ｌｆｌ，Ｌｆ２・・・・
・・帰還巻線、Ｑ１乃至Ｑ４・・・・・・トランジスタ
、Ｒ，乃至Ｒｌ２・・・・・・抵抗器、ＺＤｌ，ＺＤ２
・・・・・・定電圧ダイオード。
Claims (1)
- １ １次巻線、２次巻線、第１の帰還巻線及び第２の帰
還巻線を有する発振トランスＴ＿１と、第１のトランジ
スタＱ＿１のコレクタを供給電源の一端に接続し、ベー
ス、エミッタ間にコンデンサＣ＿１を介して前記第１の
帰還巻線を接続し、前記ベースに静止時順方向にバイア
スする抵抗器Ｒ＿２を設け、さらにエミッタに前記１次
巻線の一端を直列接続した第１のブロッキング発振器１
と、第２のトランジスタＱ＿２のエミッタを供給電源他
端に接続し、ベース、エミッタ間にコンデンサＣ＿２を
介して前記第２の帰還巻線を接続し、前記ベースに静止
時順方向にバイアスする抵抗器Ｒ＿５を設け、さらにコ
レクタに前記１次巻線の他端を直列接続して前記供給電
源間に前記第１のブロッキング発振器とともに直列に接
続された第２のブロッキング発振器２と、前記第１のト
ランジスタＱ＿１のエミッタを供給電源他端にクランプ
する第１のダイオードＤ＿３及び前記第２のトランジス
タＱ＿２のコレクタを供給電源一端にクランプする第２
のダイオードＤ＿４と、前記２次巻線側の出力電圧に応
じて前記第１及び第２のトランジスタＱ＿１、Ｑ＿２の
両方又はいずれかのベースの逆バイアス電圧を変化させ
て定電圧制御する手段とを備えたことを特徴とするスイ
ッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54135702A JPS5943907B2 (ja) | 1979-10-20 | 1979-10-20 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54135702A JPS5943907B2 (ja) | 1979-10-20 | 1979-10-20 | スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5659324A JPS5659324A (en) | 1981-05-22 |
| JPS5943907B2 true JPS5943907B2 (ja) | 1984-10-25 |
Family
ID=15157889
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP54135702A Expired JPS5943907B2 (ja) | 1979-10-20 | 1979-10-20 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5943907B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4745535A (en) * | 1986-03-14 | 1988-05-17 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Ringing choke type DC/DC converter |
| JPH01321859A (ja) * | 1988-06-21 | 1989-12-27 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
-
1979
- 1979-10-20 JP JP54135702A patent/JPS5943907B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5659324A (en) | 1981-05-22 |
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