JPS61170280A - 自励発振電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、種々の値の入力電圧で負荷を給電する電源回
路であって、一次巻線と二次巻綿を有する変成器を具え
、その一次巻線をスイッチングトランジスタの主電流通
路と直列に、入力電圧が供給される２端子間に配置し、
前記スイッチングトランジスタは入力電圧に比例する電
流に応答する制御トランジスタによりターンオフされる
ようにし、且つ前記二次巻線をダイオードと直列にして
負荷と並列に配置すると共に、該二次巻線の一端と前記
スイッチングトランジスタのベースとの間に、第１抵抗
とコンデンサを直列に含む正帰還ループを配置して成る
自励発振電源回路に関するものである。

斯かる電源回路は電池の充電及び電子機器の附勢に使用
することができる。特に、斯かる電源回路は電気ひげそ
り器に使用してその電池に充電電流を供給すると共に、
その電池が消耗した場合にその直流モータに電流を供給
してひげそり器を主電源から直接附勢することができる
。

この種の電源回路は欧州特許第３００２６号明細書に開
示されている。入力電圧がこの回路に供給されると、小
電流が始動抵抗を経てスイッチングトランジスタのベー
スに供給され、このトランジスタが部分的に導通する。

その結果、変成器の一次巻線に小さな一次電流が流れる
。この電流は二次巻線に電圧を誘起し、その結果として
二次巻線とスイッチングトランジスタのベースとの間の
正帰還ループを経てスイッチングトランジスタのベース
に大電流が供給される。斯くしてスイッチングトランジ
スタが完全な導通状態に急速に駆動される。このいわゆ
る“順方向”インターバルにおいて一次電流は時間の一
次関数として増大する。既知の回路においてはスイッチ
ングトランジスタのエミッタ回路内に抵抗を配置し、こ
の抵抗を制御トランジスタのベースーエミソタ接合と並
列に接続している。この場合、特定の値の一次電流にお
いて制御トランジスタがターンオンし、その結果スイッ
チングトランジスタがターンオフする。このいわゆる“
フライバンク”インターバル中は変成器に蓄えられてい
るエネルギーが二次巻線に二次電流を発生する。この電
流は電池の充電電流を形成するか、或いは関連する装置
を附勢する。この二次電流はスイッチングトランジスタ
が再びターンオンするまで時間の一次関数として減少す
る。

このように、上記の電源回路は特定の入力端子において
、一定の平均出力電流及び一定の出力電圧を供給する自
励発振電源を構成する。しかし、この出力電流は入力電
圧に依存する。例えば入力電圧が高い場合には一次電流
が順方向インターバル中に一層高い速度で増大するため
、一層急速にスイッチングトランジスタがターンオフさ
れるレヘルに到達する。フライバンクインターバルは略
々一定のままであるから、これにより発振周波数が高く
なり、従って平均出力電流が大きくなる。

更に、入力電圧の増大は二次巻線とスイッチングトラン
ジスタのベースとの間の正帰還の結果として、このトラ
ンジスタのベース電流を増大する。

これがため入力電圧の増大はスイッチングトランジスタ
を一層強い飽和状態に駆動するので、一次電流がターン
オフレベルに到達した後にスイッチングトランジスタが
ターンオフする際の遅延が増大する。この結果、一次電
流は入力電圧の増大につれてますます大きくなり、これ
により平均出力電流が更に増大することになる。

しかし、電源回路の出力電流は特定の範囲内に維持して
高入力電圧時において過大電流により電池及び／又は装
置が損傷されないようにすると共に低入力端子時におい
て電池及び／又は装置を充電又は附勢する適正な電流が
得られるようにする必要がある。

電源回路を種々の国の種々の主電源電圧で使用できるよ
うにするために、既知の回路は主電源電圧補償回路を用
い、これによりスイッチングトランジスタがターンオフ
される際の一次電流の値を入力電圧の増大につれて減少
させている。これは、例えば入力電圧に比例する電流を
スイッチングトランジスタのエミッタ回路内の抵抗に供
給して制御トランジスタが入力電圧の増大につれで減少
する一次電流の値に対してターンオンされるようにする
ことによって達成される。

本発明のねらいは斯かる自励発振電源回路の入力端子が
増大するにつれて増大する上述したターンオフの遅れの
影響を除去することにある。入力端子の増大の２つの影
響、即ちスイッチング周波数の増大及びターンオフ遅延
の増大について試験した結果、後者が入力電圧の増大時
の出力電流の増大の主原因であることが判明した。更に
、ターンオフ遅延の増大を除去することによりスイッチ
ング周波数の増大に対する補償は省略することさえでき
ることが確かめられた。

これがため、本発明の目的は入力電圧の増大の結果生ず
るターンオフ遅延の増大を簡単な方法で補償して一層大
きな入力電圧範囲に亘って使用し得るようにした自励発
振電源回路を提供することにある。

本発明は頭書に記載した種類の自己発振電源回路におい
て、前記正帰還ループに、更に前記コンデンサ及び第１
抵抗と直列に第２抵抗を含め、前記第１抵抗と第２抵抗
との間の接続線上の一点と、前記スイッチングトランジ
スタの主電流通路の、前記一次巻線側とは反対側の端子
との間にツェナーダイオードを配置し、且つ前記コンデ
ンサが前記接続線上の一点と前記二次巻線との間を直流
分離するようにしてあることを特徴とする。この回路構
成では特定の入力電圧において前記ツェナーダイオード
がターンオンするため、それより高い入力端子に対して
さもなければ増大するベース電流が前記ツェナーダイオ
ードを経てスイッチングトランジスタのエミッタへと流
出する。この結果、スイッチングトランジスタは常に略
々同程度に飽和される。これがため、ターンオフ遅延が
入力電圧の増大につれて増大することはなく、出力電流
は入力電圧と略々無関係になる。

本発明電源回路における上述のベース電流補償手段は入
力電圧の増大の結果生ずるスイッチングトランジスタの
スイッチング周波数の増大に対する補償手段と好適な態
様に組合わせることができる。この場合には上述の電源
回路は入力電圧の増大につれた減少する一次巻線電流の
値でスイッチングトランジスタをターンオフさせる補償
手段を具えるものとする。本発明の実施例においては、
この補償手段はスイッチングトランジスタの主電流通路
と直列に負入力電圧端子へと接続された第３抵抗を具え
、該第３抵抗を別のトランジスタのコレクタ−エミッタ
回路を経て制御トランジスタの制御電極に結合し、該別
のトランジスタのベースをそれぞれ第４抵抗及び第５抵
抗を経てそのコレクタ及びエミッタにそれぞれ接続する
と共に第６抵抗を経て正入力端子端子に接続し、制御ト
ランジスタの制御電極を第７抵抗を経て負入力電圧端子
に接続した構成とする。本発明の他の実施例においては
、前記補償手段はスイッチングトランジスタの主電流通
路と直列に負入力端子端子へと接続された第３抵抗を具
え、該第３抵抗を別のトランジスタのコレクタ−エミッ
タ回路を経て制御トランジスタの制御電極に結合し、該
別のトランジスタのベースをそれぞれ第４抵抗及び第５
抵抗を経てそのコレクタ及びエミッタにそれぞれ接続し
、第２コンデンサを前記第４抵抗と並列に接続した構成
とする。前記補償手段に関し本発明の更に他の実施例に
おいては、二次巻線とダイオードの接続点を第３抵抗と
第２コンデンサの直列接続を経て負入力電圧端子に接続
し、前記第３抵抗と第２コンデンザの接続点を制御トラ
ンジスタの制御電極に結合した構成とする。

図面につき本発明を説明する。

第１図は本発明の第１実施例の自励発振電源口路を示す
。図には本発明回路の動作に関係のある部分のみを示し
である。電池が完全に充電されているときに電源回路を
ターンオフする制御回路は図示してない。回路は主電源
電圧（交流電圧でも直流電圧でもよい）が供給される２
個の入力端子１及び２を具える。主電源電圧は整流器ブ
リッジに供給される。整流された電圧は本例では２個の
コンデンサＣ３，Ｃ，とコイル１１．から成るフィルタ
４により平滑される。平滑された電圧はコア６を有する
変成器の一次巻線ｎ１に供給される。この一次巻線と並
列にツェナーダイオードＺ２とダイオードＤ２を直列に
配置した一次巻線を流れる電流がスイッチオフされる際
に過渡電圧が生じないようにする。スイッチングトラン
ジスタ゛ｒ１のコレクタ−エミッタ通路を一次巻線と直
列に接続し、このスイッチングトランジスタのベースを
高い抵抗値を有する抵抗Ｒ１を経て正入力電圧端子に接
続する。抵抗Ｒ，は主電源電圧が供給されたときに回路
を始動させるための始動抵抗である。回路は抵抗Ｒ，に
よる方法以外の方法で始動させることもできること勿論
である。負荷１０と抵抗Ｒ２の直列接続をスイッチング
トランジスタＴ、のエミッタと負入力電圧端子との間に
接続する。本例では負荷１０は２個のニッケルーカドミ
ウム電池１１及び１２を具え、これと並列に直流モータ
ＭをスイッチＳＩにより接続することができる。本例で
はこれと同時にスイッチＳ２が抵抗Ｒ３を抵抗Ｒ２と並
列に接続する。制御トランジスタＴ２のベースーエミソ
タ接合を抵抗Ｒ２と並列に配置し、この制御トランジス
タのコレクタをスイッチングトランジスタＴ、のベース
に接続する。

負荷１０と並列に二次巻線とダイオードＤ、を直列に接
続する。抵抗Ｒ４とコンデンサＣＩと抵抗Ｒ５の直列接
続を二次巻線ｎ２とダイオードＤ、との接続点とスイッ
チングトランジスタＴ１のベースとの間に接続する。ツ
ェナーダイオードｚ１のカソードを抵抗Ｒ５とコンデン
サＣ０との接続点に接続し、このツェナーダイオードの
アノードをスイッチングトランジスタＴ１のエミッタに
接続する。抵抗Ｒ４とコンデンサＣ，はその位置を入れ
替えてもよい。

回路は次のように動作する。スイッチＳＩ及びＳ２は開
いており、従って回路は電池１１及び１２に充電電流を
供給するものとする。主電源電圧が入力端子１及び２に
供給されると、極めて小さな電流が大抵抗値の始動抵抗
Ｒ＋を経てトランジスタＴ１のベースに供給される。こ
れにより小さなコレクタ電流が生じ、この電流は変成器
６の一次巻線ｎ１を経て流れる。この結果、二次巻線ｎ
２のダイオードＤ１に接続された側の端子の電圧が増大
する。順方向インターバル中正になる二次巻線ｎ２の端
子とトランジスタＴ、のベースとの間に配置された抵抗
Ｒ４及びＲ５とコンデンサＣＩを具える正帰還ループに
よりトランジスタＴ１に一層大きなベース電流が供給さ
れ、これによりトランジスタＴ、が一層導通状態に駆動
される。こうして正帰還によりトランジスタＴ、が急速
に飽和状態にされる。順方向インターバル中、この一次
電流は時間の一次関数として増大する。一次電流が抵抗
Ｒ２の抵抗値により決まる所定のレベルになると制御ト
ランジスタＴ２がターンオンしてスイッチングトランジ
スタＴ１がターンオフされる。制御トランジスタＴ２は
抵抗Ｒ２による以外の方法で一次電流の値に応じてター
ンオンさせることもできること勿論である。トランジス
タＴ。

がターンオフして一次電流が零になると、二次巻線ｎ２
の両端間の電圧の極性が逆転する。このとき二次巻線ｎ
２のダイオードＤ、に接続された側の端子が負になるた
め、ダイオード貼がターンオンする。

このとき、順方向インターバル中に変成器６に蓄えられ
たエネルギーが電池１１及び１２にダイオードＤ、を経
て充電電流としてフライバックインターバル中供給され
る。この電流は時間の一次関数として零まで減少し、斯
かる後にスイッチングトランジスタＴ、が再びターンオ
ンする。

順方向インターバル中における二次巻線ｎ２のダイオー
ドＤ、に接続された側の端子の最大電圧は入力電圧と変
成器の変成比により決まる。比較的低い入力電圧に対し
てはツェナーダイオードＺ、は導通しない。この場合に
はスイッチングトランジスタのベース電流は巻線ｎ２の
正端子とスイッチングトランジスタＴ、のベースとの間
の電圧差と、抵抗Ｒ４及びＲ５の抵抗値とにより決まる
。入力電圧が増大すると、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ５の
接続点の電圧がベース電流の増大の結果として増大する
ため、ツェナーダイオードＺ＋が特定の入力電圧におい
てターンオンする。この場合にはベース電流ばツェナー
ダイオード電圧とトランジスタＴ１のベース−エミッタ
電圧との差と、抵抗Ｒ５の抵抗値とにより決まる。入力
電圧が更に増大すると、さもなければ更に増大するベー
ス電流がツェナーダイオードＺＩを経てトランジスタＴ
１のエミッタに流出される。

これがため、トランジスタＴ１のベース電流は一定に維
持されるため、スイッチング１〜ランジスタＴ１の入力
端子の増大時に更に強く飽和状態にされることはない。

これにより入力電圧の増大時にターンオフ遅延が増大す
ることは起こり得ない。従って、回路の出力電流は電池
１１及び１２並びに電子回路を損傷し得ない範囲内に維
持される。

ツェナーダイオードＺ、は上述のベース電流補償に加え
て別の利点を有する。順方向インターバル中はコンデン
サＣ１の二次巻綿ｎ２に接続された側の端子がトランジ
スタＴＩのベースに接続された側の端子に対し正になる
。フライバンクインターバルの開始時に、二次巻線ｎ２
の端子電圧の極性が逆転′　　して巻線ｎ２のダイオー
ドＤ、に接続された側の端子の電圧が負になる。このと
きトランジスタＴ、のベース電圧もコンデンサＣ１を経
て負になり、その結果として次の順方向インターバルに
おける始動に一層時間がかかることになる。しかし、こ
のことはフライバンク期間中ツェナーダイオードＺ１に
よりコンデンサＣ，と抵抗Ｒ５との接続点を電池電圧に
より１ダイオード電圧だけ低い電圧にクランプすること
により避けられる。

スイッチＳ、及びＳ２を閉じると、回路は直流モータＭ
のための直流電流を直接供給する。抵抗Ｒ３を抵抗Ｒ２
と並列に配置しであるため、一層大きな一次電流におい
て制御トランジスタＴ２がターンオンし、スイッチング
トランジスタＴ１がターンオフする。この状態では回路
は一層大きな出力電流を供給する。その他の点では回路
は同様に動作する。

第２図は本発明の第２実施例の電源回路を示す。

第１図と同一の部分は同一の符号で示しである。

本例は第１図に示す例と、負荷１０をスイッチングトラ
ンジスタのエミッタ回路内に配置しないでこのエミッタ
回路とは別個に配置した点が相違する。

本例ではトランジスタＴ１のエミッタを抵抗Ｒ２を経て
負入力端子端子に接続する。スイッチＳ２により抵抗Ｒ
３を抵抗Ｒ２と並列に接続することができるようにする
。電池１１及び１２を二次巻線ｎ２とダイオドＤ＋の直
列接続と並列に接続する。スイッチＳ２と同時に駆動さ
れるスイッチＳＩにより直流モータＭを電池１１及び１
２と並列に接続することができるようにする。同様に抵
抗Ｒ４及びＲ５とコンデンサＣ１を含む正帰還ループを
順方向インターバル中に正になる巻線ｎ２の端子とトラ
ンジスタＴ１のベースとの間に配置する。ツェナーダイ
オードＺＩを抵抗Ｒ５とコンデンサＣ１との接続点とト
ランジスタＴ１のエミッタとの間に配置してベース電流
補償を与える。

本例回路はフライバンクインターバル中にツェナーダイ
オードＺ、がトランジスタＴ＋のベースを電池電圧より
１ダイオード電圧だけ低い電圧にクランプしない点を除
いて第１図の回路と同様に動作する。

入力電圧に対する出力電流の依存性は上述のベース電流
補償手段により、出力電流が回路の正しい動作のための
所望の範囲内に維持される程度まで低減させることがで
きることが確かめられた。

更に、本発明電源回路は、ベース電流補償に加えて、入
力電圧の増大時におけるスイッチングトランジスタＴ１
のスイッチング周波数の増大の補償を与えることができ
る。第３図は斯かる補償手段を具える電源回路を示し、
本例電源回路は極めて良好な主電源電圧補償特性を有す
る出力電流を供給する。第１図と同一の部分は同一の符
号で示しである。本例では制御トランジスタＴ２のベー
ス回路内にベース−エミッタ電圧増倍器を配置し、これ
はベースとエミッタとの間に抵抗Ｒ６を具えると共にベ
ースとコレクタとの間に抵抗Ｒ９を具えるトランジスタ
Ｔ３から成る。トランジスタＴ３のベースを高い抵抗値
を有する抵抗Ｒ［ｌを経て正入力端子端子に接続する。

更に、抵抗Ｒ１をトランジスタＴ、のエミッタと負入力
電圧端子との間に配置する。抵抗ＲＢ＋　Ｒｈ及びＲ７
による分圧により抵抗Ｒ６の両端間及び従ってトランジ
スタＴ３のベース−エミッタ接合間に入力電圧依存電圧
を生じさせる。

−に記増倍器両端間の電圧はトランジスタＴ３のベース
−エミッタ接合間の電圧の分数倍になり、その分数値は
抵抗Ｒ１及びＲ６の抵抗値の比により決まる。制御トラ
ンジスタＴ２を導通状非番こ駆動する抵抗Ｒ２の両端間
の電圧値はトランジスタＴ２及びＴ、の導通時にトラン
ジスタＴ２のベース−エミッタ接合間及び増倍器Ｔ３．
Ｒ６及びＲ９の両端間に発生ずる電圧の和から増倍器Ｔ
３．Ｒ６及びＲ１の入力電圧依存バイアス値を差引いた
値に等しい。これがため一次電流がスイッチオフされる
レベルは入力電圧の増大につれて減少する。これは入力
電圧の増大に応答してスイッチングトランジスタＴ１の
スイッチング周波数が増大する結果化ずる出力電流の増
大を補償する。その他の点ではこの回路は第１図に示す
回路と同様に動作する。

第４図は等しく設計した第１図及び第３図に示す回路の
出力電流■。を主電源電圧の関数としてプロットしであ
る。特性Ｉ及びＨは第１図の回路の場合の負荷電流及び
モータ電流をそれぞれ示し、特性■及び■は第３図の示
す回路の場合の負荷電流及びモータ電流をそれぞれ示す
。特性Ｉ及び■から明らかなように、ベース電流補償が
本例では約１２０〜１３０■の入力端子値において作用
し始め、出力電流の変化がこの電圧値より高い入力電圧
範囲において、この電圧値より低い入力電圧範囲のとき
よりも小さくなる。特性■及び■から明らかなようにベ
ース電流補償とスイッチング周波数補償の組合わせによ
れば、入力電圧に対する出力電流の一層小さな変化が得
られる。

第５図は、第３図に示す回路から導出した第３図の変形
例の回路を示す。第３図と同一の部分は同一の符号で示
しである。本例回路は第３図に示す回路と、トランジス
タＴ３のベースを抵抗Ｒｅを経て正入力電圧端子に接続
しないと共に抵抗Ｒ１をトランジスタＴ２のベース−エ
ミッタ接合間に配置しないで、コンデンサＣ６を抵抗Ｒ
９の両端間に配置する点が相違する。既に説明したよう
に、抵抗Ｒ２の両端間電圧は比較的高い入力電圧のとき
よりも比較的低い入力電圧のときのほうがゆっくり増大
する。このことはこの抵抗両端間の電圧の周波数が入力
電圧の増大につれて増大することを意味する。

抵抗Ｒ７の両端間のコンデンサＣ６は比較的低い周波数
に対しては高いインピーダンスを構成すると共に比較的
高い周波数に対しては短絡回路を構成する。この結果と
して増倍器Ｔ３＋　Ｒｂ、　Ｒ７の両端間電圧は入力電
圧の増大につれて減少するため、制御トランジスタＴ２
が一次電流の減少レベルでターンオンされ、従ってスイ
ッチングトランジスタＴ１が減少レベルでターンオフさ
れる。この結果、ベース電流補償に加えてスイッチング
周波数増大の補償が得られる。

第６図はベース電流補償手段とスイッチング周波数補償
手段の組合わせにより満足な主電源電圧に補償を与える
ようにした本発明の他の実施例の電源回路を示す。第１
図と同一の部分は同一の符号で示しである。本例ではス
イッチングトランジスタＴ、のエミッタ回路内に一次電
流測定用の抵抗Ｒ２を設けない。抵抗Ｌｏ　とコンデン
サＣ７の直列接続を二次巻綿ｎ２とダイオードＤＩとの
接続点と負入力端子端子との間に配置する。抵抗Ｒ８及
びＲ１２を具える分圧器をコンデンサＣ７の両端間に配
置すると共にそのタップを制御トランジスタＴ２のベー
スに接続する。コンデンサＣ６をスイッチＳ１と同時に
駆動されるイソチＳ２によりコンデンサＣ７と並列に接
続し得るようにする。本例回路の動作を、２種類の主電
源電圧について順方向インターバル中の一次電流とコン
デンサ０フ両端間の電圧の変化を時間の関数として示す
第７図を参照して説明する。

第１の主電源電圧ｖ１に対しては順方向インターバル中
の一次電流は図の特性■に従って増大する。

一次電流が増大するにつれて二次巻線の両端間電圧がコ
ンデンサＣ７を充電する。コンデンサＣ７の電圧は特性
Ｈに従って変化する。一次電流は、コンデンサＣ７の電
圧が制御トランジスタＴ２を分圧器ＲＩＩ＋Ｒ＋□を経
てターンオンしトランジスタＴ、をターンオフするレベ
ルに到達する瞬時ｔ、にスイッチオフされる。電圧ｖ１
の約２倍の第２の主電源電圧ｖ２に対しては順方向イン
ターバル中の一次電流は特性■に示すように２倍の速さ
で増大する。これがため、二次電圧が２倍になるため、
コンデン４ＩＣ７も特性■で示ずように速い速度で充電
される。しかし、コンデンサＣ７の充電は非直線的に行
われるため、コンデンサＣ７の電圧は入力端子ｖ１の場
合に必要とされる時間の半分より短い時間内に一次電流
がスイッチオフされるレベルに到達する。本例ではこの
時間ｔ２はｔ２＝ｏ、４ｔ＋である。これがため、入力
電圧ν２のときの一次電流の最大値は入力電圧ｖ１のと
きより小さくなる。トランジスタＴ２が導通ずる時間は
入力端子の増大につれて直線的に減少するから、一次電
流の最大値は入力電圧の増大につれて減少する。これは
出力電流に及ぼすスイッチング周波数の増大の影響を補
償する。一次電流をスイッチオフするコンデンサＣ７の
電圧レベルは制御トランジスタＴ２のエミッタ回路内に
配置した抵抗により調整することができる。

本発明は上述した実施例にのみ限定されるものでなく、
多くの変更や変形を加え得るものであること勿論である
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の電源回路を示す回路図、 第２図は本発明の第２実施例の電源回路を示す回路図、 第３図は本発明の第３実施例の電源回路を示す回路図、 第４図は第１図及び第３図に示す回路の主電源電圧−出
力電流特性を示すグラフ、 第５図は本発明の第４実施例の電源回路を示す回路図、 第６図は本発明の第５実施例の電源回路を示す回路図、 第７図は第６図に示す回路の動作説明用特性曲線図であ
る。 １．２・・・入力端子　　３・・・整流器ブリッジ４・
・・平滑フィルタ　　６・・・変成器ｎｌ＋１２・・・
一次、二次巻線 １０・・・負荷　　　　　　１１．１２・・・電池Ｍ・
・・直流モータ　　　Ｓｌ、Ｓ２・・・スイッチＴ１・
・・スイッチングトランジスタ Ｔ２・・・制御トランジスタ Ｒ，・・・始動抵抗 Ｒ２・・・一次電流測定抵抗 Ｄｌ・・・ダイオ−１パ Ｒ４，Ｃ１Ｒ５・・・正帰還ループ Ｚ１・・・ベース電流補償用ツェナーダイオードＴ３．
Ｒ６，Ｒ７・・・ベース−エミッタ電圧倍増器Ｒｅ、Ｒ
９・・・分圧抵抗

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、種々の値の入力電圧で負荷を給電する電源回路であ
   って、一次巻線と二次巻線を有する変成器を具え、その
   一次巻線をスイッチングトランジスタの主電流通路と直
   列に、入力電圧が供給される２端子間に配置し、前記ス
   イッチングトランジスタは入力電圧に比例する電流に応
   答する制御トランジスタによりターンオフされるように
   し、且つ前記二次巻線をダイオードと直列にして負荷と
   並列に配置すると共に、該二次巻線の一端と前記スイッ
   チングトランジスタのベースとの間に、第１抵抗とコン
   デンサを直列に含む正帰還ループを配置して成る自励発
   振電源回路において、前記正帰還ループに前記コンデン
   サ及び第１抵抗と直列に第２抵抗を含め、前記第１抵抗
   と該第２抵抗との間の接続線上の一点と、前記スイッチ
   ングトランジスタの主電流通路の、前記一次巻線側とは
   反対側の端子との間にツェナーダイオードを配置すると
   共に、前記コンデンサが前記第１抵抗と第２抵抗との間
   の接続線上の一点と前記二次巻線との間を直流分離する
   ようにしてあることを特徴とする自励発振電源回路。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の電源回路において、
   当該回路はスイッチングトランジスタを入力電圧の増大
   につれて減少する一次巻線電流の値においてターンオフ
   させる補償手段を含むことを特徴とする自励発振電源回
   路。 ３、特許請求の範囲第２項に記載の電源回路において、
   前記補償手段はスイッチングトランジスタの主電流通路
   と直列に一方の入力電圧端子へと接続された第３抵抗を
   具え、該第３抵抗を別のトランジスタのコレクタ−エミ
   ッタ通路を経て前記制御トランジスタの制御電極に結合
   し、該別のトランジスタのベースをそれぞれ第４抵抗及
   び第５抵抗を経てそのコレクタ及びエミッタにそれぞれ
   接続すると共に第６抵抗を経て他方の入力電圧端子に接
   続し、且つ前記制御トランジスタの制御電極を第７抵抗
   を経て一方の入力電圧端子に接続してあることを特徴と
   する自励発振電源回路。 ４、特許請求の範囲第２項に記載の電源回路において、
   スイッチングトランジスタの主電流通路と直列に一方の
   入力電圧端子へと接続された第３抵抗を具え、該第３抵
   抗を別のトランジスタのコレクタ−エミッタ通路を経て
   前記制御トランジスタの制御電極に結合し、該別のトラ
   ンジスタのベースをそれぞれ第４抵抗及び第５抵抗を経
   てそのコレクタ及びエミッタにそれぞれ接続し、且つ第
   ２コンデンサを前記第４抵抗と並列に配置してあること
   を特徴とする自励発振電源回路。 ５、特許請求の範囲第２項に記載の電源回路において、
   前記二次巻線の前記一端を第３抵抗と第２コンデンサの
   直列接続を経て一方の入力電圧端子に接続し、前記第３
   抵抗と前記第２コンデンサとの接続点を前記制御トラン
   ジスタの制御電極に結合してあることを特徴とする自励
   発振電源回路。 ６、特許請求の範囲第５項に記載の電源回路において、
   前記制御トランジスタの制御電極を前記第２コンデンサ
   と並列に配置された分圧器のタップに接続してあること
   を特徴とする自励発振電源回路。 ７、特許請求の範囲第１項〜第６項の何れかに記載の電
   源回路において、負荷は前記スイッチングトランジスタ
   の主電流通路と直列に配置してあることを特徴とする自
   励発振電源回路。