CN1007027B - 自激振荡电源电路 - Google Patents

Abstract

在正程期间能量被存储在变压器(6)中，在回程期间，变压器(6)中的能量对电池(10)产生一个充电电流。在正程期间开关晶体管(T₁)借助于在次级绕组(n₂)和晶体管(T₁)基极之间的由第一个电组(R₄)，电容器(G₁)和第二个电阻(R₅)组成的反馈装置激励成为饱和。为了防止在增加输入电压时，由于增加开关晶体管(T₁)的饱和电流而使充电电流增加，一个齐纳二极管(Z₁)被接在电容器(G₁)和第二个电阻(R₅)的接点与开关晶体管(T₁)的基极之间。

Description

本发明涉及到一种在不同输入电压值下为负载供电的自激振荡电源电路。该电路包括一个具有初级绕组和一个次级绕组的变压器，该初级绕组和开关晶体管主电流电路相串联被置于施加输入电压的两个端点之间，该开关晶体管是借助于依赖于与输入电压成正比的电流的控制晶体管来关断的，与二极管串联的变压器次级绕组与负载是并联的，该电路还含有一正反馈环，该环含有与第一个电阻及相串联的电溶器，而该第一电阻被接在次级绕组的一端和开关晶体管的基极之间。

这个电源电路可以用于电池的充电及为电子设备供电。尤其是，这个电源可以使用于电动剃刀，如果电池用完了，用这个电路可以为电池提供充电电流了，如电动刮刀直接由电力网供电时则该电路可提供电流用来驱动直流马达。

在开始段落中所确定的这种类型的电流电路被公开在欧洲专利说明书30026中。如果输入电压加到这个电路上，一个小的电流经过一个起动电阻馈给开关晶体管的基极，并且激励这个晶体管部分通导。这就导致在变压器的初级产生一个微小的初级电流。这个电流在次级绕组感应一个电压，由于这个感应电压使一个大的电流经过在次级绕组和开关晶体管基极之间的正反馈加到开关晶体管的基极上。在这种情况下开关晶体管迅速的被激励成全部通导。在所谓“正程”期间，初级电流按照时间的线性函数增加。在这个已知的电路中，一个电阻被接在开关晶体管发射极迴路上。这个电阻又与控制晶体管的基极一发射极结并联。在一个特定的初级电流值下，控制晶体管被接通，而 开关晶体管随之被关断。在所谓“回程”期间;储存在变压器里的能量在次级绕组里产生一个次级电流。这个电流为电池充电或直接向有关的仪器供电直到开关晶体管再次被接通前次级电流是按照时间的线性函数减少的。

这样，电源电路就形成一个自激振荡电源，这个电源提供一恒定输电压并在特定的输入电压下提供一个恒定的平均输出电流。然而这个输出电流取决于输入电压。例如，如果输入电压较高，在正程期间初级电流以较快速率增加，以便迅速地达到开关晶体管被关断的电平。因为回程期间实际上是固定的，这就导致一个较高的振荡频率和一个较大的平均输出电流。

另外，由于在次级绕组和开关晶体管之间的正反馈作用，当输入电压增加时，导致这个晶体管基极电流增加，从而进一步激励这个开关晶体管趋向饱和，然而在初级电流达到关断电平以后，延迟一段时间开关晶体管才被关断。由于这个原因初级电流增加得很大，这也导致了平均输出电流的增加。

然而电源电路的输出电流应保持在一个规定的范围里，以便既能消除由于在高输入电压下因过大的电流而损坏电池和/或仪器，又能在低输入电压下使电池获得足够的充电电流和/或使仪器获得电源电流。

为了使这个电源电路用在不同的国家，不同的电网电压又不另加转换开关的情况下，这个已知的电路使用了电网电压补偿，借助这补偿达到当输入电压增加时使开关晶体管被关断的初级电流值减少的目地。比如说，可以这样来实现，即施加一个正比例于输入电压的电流到开关晶体管发射极迴路的一个电阻上，使得使控制晶体管被接通的 初级电流值随着输入电压的增加而减少。

这个发明的目的在于消除在这个自激振荡电源中当输入电压增加时，关断延迟时间增加的上述影响。测试已经揭示了输入电压增加时的两个作用：即一个是增加了开关的频率，一个是增加了关断的延迟时间。当输入电压增加时，后者是输出电流增加的主要原因。此外，业已发现由于消除了关断延迟的增加甚至可以免除对开关频率的增加的补偿。

因此，这个发明的目的是提供一个自激振荡电源电路，这个电路以一个简单的方式对由于输入电压的增加而引起关断延迟的增加提供一个补偿，使这个电路能应用在一个较大的输入电压范围里。

根据本发明由起始章节所叙的那类自激振荡电路其特征在于正反馈回路还包括与电容器及第一个电阻相串联的第二个电阻，一个齐纳二极管置于第一个电阻和第二个电阻的接点与开关晶体管主电流电路的那个端点之间，开关晶体管是远离初级绕组的。那个电容器在上述的点与次级绕组之间提供隔离。在一个特定的输入电压下齐纳二极管接通，以便使在高输入电压下，本来会增加的基极电流经齐纳二极管泄流开关晶体管的发射极中。由于这个原因，开关晶体管永远饱和到实际相同的程度。因此当输入电压增加时，关断延迟并不增加，从而使输出电流较小依赖于输入电压的变化。

根据这个发明在电源电路中基极电流的补偿与电于输入电压的增加而引开关晶体管的开关频率增加的补偿可以适当的方式结合起来。这个电路的另一个特性在于，这个电路包含有补偿装置，在通过初级绕组的电流值减少时用来增加关断开关晶体管的输入电压值。根据另一个实施例上述的补偿装置包括第三个电阻，这个电阻同开关晶体管 的主电流电路相串联，并且被接到负电压输入端，第三个电阻又经一个晶体管的集电极-发射极通路被接到控制晶体管的控制电极上。该晶体管的基极由第4个电阻，第5个电阻和第6个电阻分别地接到集电极，发射极和正电压输入端，这个管子的控制电极由第7个电阻接到负电压输入端上。另一个实施例的特征在于，补偿装置包括第三个电阻，它同开关晶体管主电流通路串联，并且接到负电压输入端上。这第三个电阻经过一个晶体管的集电极-发射极电路接到控制晶体管的控制电极，这个晶体管的基极由第4个电阻和第5个电阻分别地接到集电极和发射极上。还包括同第4个电阻并联的第二个电容器。关于补偿装置，另外一个实施例的特征在于，在次级绕组和二极管之间的接点由串联的第3个电阻和第二个电容器接到负电压端。上述的第3个电阻和第2个电容器的接点被接到控制晶体管的控制电极上。

现在将用例子参考有关的附图较详细地来叙述本发明的实施例。在这里：

图1示出了按照本发明第一个实施例的电源电路。

图2示出了按照本发明第二个实施例的电源电路。

图3示出了按照本发明第三个实施例的电源电路。

图4示出了与图1和图3所示电路有关的一些特性曲线。

图5示出了按照本发明第四个实施例的电源电路。

图6示出了按照本发明第五个实施例的电源电路。

图7示出了说明图6所示电路工作的一些特性曲线。

图1示出了按照本发明第一个实施例的自激振荡电源电路。它仅示出了与本发明的电路工作有关那部分电路。当电池充足时。关断电源电路的控制电路未示出。这个电路包括1和2两个输入端，这两个 端接到电网电压上，这电网电压可以是交流或者是直流。这个电压被加到桥式检波器3上。检波后的电压由滤波器4滤波。在本例的滤波器中包含C₃，C₄两个电容和一个电感L₁。滤波后的电压被加到具有铁心的变压器6的初级绕组n₁上。当通过初级的电流被关断时，同二极管D₂相串联的齐纳二极管Z₂与初级绕组n₁相并联，用来消除应通过初级绕组的电流切断时的电压瞬变。开关晶体管T₁的集电极-发射极电路与初级绕组n₁串联，该开关晶体管T₁的基极借助于具有高阻抗的电阻R₁接到正电压输入端。电阻R₁是启动电阻，用来当加电网电压时以启动电路。已注意到，除了借助于电阻R₁外，用另外的方法也可以启动电路。串联相接的负载10和电阻R₂把开关晶体管T₁的发射极连到输入电压的负端。在本例中负载10里包含两个镍镉电池11和12，借助于开关S₁使直流马达M与电池并联。此时开关S₂同时将电阻R₃与电阻R₂相并联。控制晶体管T₂的基极-发射极结同电阻R₂相并联，这个控制晶体管T₂的集电极接到开关晶体管T₁的基极上。同二极管D₁相串联的次级绕组n₂与负载10并联。串接的电阻R₄，电容器C₁和电阻R₅被接到次级绕组n₂和二极管D₁的连接点与开关晶体管T₁的基极之间。齐纳二极管Z₁的阴极被接到电阻，R₅和电容器C₁的接点上，而齐纳二极管的阳极接到开关晶体管T₁的发射极上。注意，电阻R₄和电容器C₁是可以互换的。

电路工作如下。假设开关S₁和S₂合上，那么电路必然对电池11和12提供充电电流。当电网电压加到输入端1和2时，一个很小的电流经一个大的启动电阻R₁将流进晶体管T₁的基极。这就产生一个小的集电极电流，这个电流流过变压器6的初级绕组n₁，使在次级绕组n₂接二极管D₁的那一端的电压增加。借助于含有电阻R₄， R₅和电容器C₁，并被放置在次级绕组n₂（在正程期间为正）的那一端和晶体管T₁基极之间的正反馈回路，一个大的基极电流加在晶体管T₁上，这个电流激励这个晶体管进一步成为通导。此时正反馈保证了晶体管T₁迅速饱和。在正程期间初级电流随时间的线性函数增加。在由电阻R₂的阻抗所决定的初级电流的某一个电平上，控制晶体管T₂被接通，因此开关晶体管被关断。注意，除了借助于电阻R₂外，用其它依靠初级电流的值的方法也能使控制晶体管T₂接通。由于晶体管T₁被关断，初级电流成为零，次级绕组n₂两端的电压极性反向。绕组n₂接二极管D₁的那一端成为负，因此二极管D₁被接通。使之在正程期间存储在变压器6中的能量在回程期间经过二极管D₁以充电电流的形式释放到电池11和12里。这个电流随时间呈线性关系减小到零。在电流等于零以后，开关晶体管T₁再一次被接通。

在正程期间次级绕组n₂接到二极管D₁的那一端的最大电压是由输入电压和变压器6的变比来决定的。对于比较低的输入电压齐纳二极管Z₁不通导。开关晶体管T₁的基极电流是由绕组n₂的正端与开关晶体管T₁基极之间的电位差及电阻R₄和R₅的阻抗来决定的。当输入电压增加时，由于基极电流的增加使电容器C₁与电阻R₅接点的电压增加，从而齐纳二极管Z₁在一特定的输入电压下接通。此时基极电流是由齐纳二极管Z₁与晶体管T₁的基极-发射极电压之间的差及电阻R₅的阻抗值来决定的。当输入电压进一步增加时，本应进一步增加的是极电流经过齐纳二极管Z₁泄流入晶体管T₁发射极上，因此晶体管T₁的基极电流保持恒定。所以在输入电压增加时开关晶体管T₁不进一步饱和，这样就保证了在输入电压增加情况下，关断 延迟不增加，因此电路的输出电流保持在不损坏电池11和12及电子电路的范围内。

除了对基极电流补偿外，齐纳二极管Z₁还具有另外的优点。在正程期间电容器C₁接到次级绕组n₂的那一端相对于接到晶体管T₁基极的那一端是正的。在回程开始期间次级绕组n₂两端电压的极性被反向，并且在次级绕组n₂接到二极管D₁一端的电压变成为负。经过电容器C₁晶体管T₁基极上的电压也将成为负。其结果是下个正程期间起动将花费较多的时间。这个情况由于在回程期间齐纳二极管Z₁把电容器C₁与电阻R₅之间的结点箝到一个比电池低的一个二极管的电压上而避免。

如果开关S₁和S₂被合上，电路直接为直流电机M供给直流电流。因为电阻R₃与电阻R₂并联，控制晶体管T₂被接通，从而开关晶体管T₁在较大的初级电流值上被关断。在这种情况下，电路供给一个大的输出电流。否则电路以同样方式工作。

图2示出了按照本发明第二个实施例的电源电路。相同的部分与图1具有相同的标号。而与图1不同的是负载10不接在开关晶体管T₁发射极迴路上，而是与此迴路分开安装。晶体管T₁的发射极经电阻R₂被接到负电压输入端。借助于开关S₂电阻R₃与电阻R₂并联。电池11和12与串联相接的次级绕组n₂和二极管V₁相并联。借助于与开关S₂同时启动的开关S₁一个直流电机M能够同电池11和12相并联。同样，包括电阻R₄，R₅和电容器C₁的正反馈回路被接到正程期间绕组n₂的正端与晶体管T₁的基极之间。齐纳二极管Z₁被接在电阻R₅和电容器C₁的接点与晶体管T₁的发射极之间。从而提供基极电流补偿。除了在回程期间齐纳二极管Z₁不把晶体管 T₁的基极箝在一个比电池电压低的一个二极管位降的电压上外，这个电路的工作与图1所示的电路工作相同。

业已查明输出电流对输入电压的依赖能够借助于补偿基极电流的方法来减少，使输出电流保持在电路正确工作所希望的范围内。除了基极电流补偿外，当输入电压增加时按照本发明的电源电路也可以提供对开关晶体管T₁的开关频率增加的补偿。图3示出了使用这种补偿的电源电路，由此电路可获得对所有电网电压都能很好补偿的输出电流。相同的部分具有同图1一样的标号。基极-发射极-电压倍增器接在控制晶体管T₂的基极迴路上，并且包括晶体管T₃，晶体管T₃有一个接在它的基极和发射极之间的电阻R₆和一个接在它的基极和集电极之间的电阻R₇。晶体管T₃的基极借助于一个具有高输入阻抗的电阻R₈接到正电压输入端。此外，电阻R₉被接在晶体管T₃的发射极和负电压输入端之间。借助于电阻R₈，R₆和R₉的分压，导致了电阻R₆两端的电压，从而也导致晶体管T₃基极-发射极间的电压随输入电压而定。

全部倍增器间的电压比晶体管T₃的基极-发射极结间的电压稍高一些，稍高的这部分电压是由电阻R₇和R₆的阻抗值之间的比率来决定的。使控制晶体管T₂成为通导的电阻R₂两端的电压等于当晶体管T₂和T₃通导时晶体管T₂的基极-发射极间的电压和倍增器T₃，R₆和R₇上电压的总合，减去由输入电压所决定的倍增器T₃，R₆和R₇的偏置电压。初级电流被关断的电平因而随着输入电压的增加而减少。这就补偿了由于输入电压增加使开关晶体管T₁的开关频率增加而引起的输出电流增加的效应。除此之外这个电路同展示在图1里的电路具有同样的工作方式。

在图4中绘出了图1和图3所示的输出电流I。做为相同电路的电网电压函数的曲线。特性Ⅰ和Ⅱ分别表示图1所示电路的负载电流和电机电流曲线。特性Ⅲ和Ⅳ分别表示图3所示电路的负载电流和电机电流曲线。从特性Ⅰ和Ⅱ明显地看到，当基极电流补偿开始起作用时，本例中对应约120伏到130伏的输入电压。输出电流的变化在高于这个电压的输入电压区域要比低于这个电压的输入电压区域要小。特性Ⅲ和Ⅳ所示的基极电流补偿连同开关频率补偿一起，导致做为输入电压函数的输出电流变化更小。

图5示出了由图3电路派生的本发明的实施例电路。相同的部分具有与图3同样的标号。这个电路与图3所示电路不同之处是晶体管T₃的基极不再经过电阻R₈接到正电压输入端，并且电阻R₉不再跨接到晶体管T₂的基极-发射极上。然而现在电容器C₆是跨接在电阻R₇上。象已经说明的一样，电阻R₂两端的电压在比较低的输入电压下比在比较高的输入电压下增加得慢。这意味着当输入电压增加时，这个电阻两端电压的频率增加。电容器C₆与电阻R₇并联，对比较低的频率构成高阻抗，而对比较高的频率构成短路。由于这个原因，当输入电压增加时，倍增器T₃，R₆和R₇两端的电压减少，从而使控制晶体管T₂在减少了的电平上被接通，因此开关晶体管T₁在减少的电平上被关断。这也就导致了除对基极电流进行补偿外对开关频率的增加也进行了补偿。

图6示出一个实施例中的电源电路，其中开关频率补偿连同基极电流补偿一起提供了满意的电网电压补偿。相同的部分与图1具有同样的标号。这个实施例不包括在开关晶体管T₁的发射极迴路上测量初级电流的电阻R₂。串接的电阻R₁₀和电容器C₇被接在次级绕组 n₂和二极管D₁的接点与负载电压输入端之间。包括电阻R₁₁和R₁₂的分压器被接在电容器C₇的两端，并且抽头接到控制晶体管T₂的基极上。电容器C₈借助于与开关S₁连动的开关S₂与电容器C₇并联。电路的工作参考图7来说明。图7给出了对于两个不同电网电压在正程期间的初级电流与电容器C₇两端电压为时间函数的变化情况。对于第一个电网电压V₁，在正程期间初级电流按照图中特性曲线Ⅰ增加。当初级电流增加时，次级两端的电压使电容器C₇被充电。电容器C₇两端电压的变化与特性Ⅱ一致。初级电流在时间t₁上被关断，此时电容器C₇两端的电压达到这样一个电平，在这个电平上经过分压器R₁₁和R₁₂控制晶体管T₂被接通，而晶体管T₁从而被关断。对第二个电网电压V₂，大约是电压V₁的两倍，在正程期间初级电流象特性Ⅲ所指出那样以两倍的速度增加。因此次级电压被加倍，如象特性Ⅳ所表示那样，电容器C₇也以较快的速率变化，然而因为电容器C₇的变化是非线性的过程，所以电容器C₇两端的电压达到使初级电流被关断的电平所需的时间比在输入电压V₁的情况下所需要时间的一半还要少。在上述的例子中，时间t₂＝0.4t₁。因此对于输入电压V₂上初级电流的最大值比在输入电压V₁的情况下要小。因为开关晶体管T₂导通的那个时间比输入电压线性增加的时间减少的多，所以当输入电压增加时，初级电流的最大值减少，这就补偿了由于开关频率的增加而对输出电流所造成的影响。注意，关断初级电流的电容器C₇两端的电压电平，能借助于接在控制晶体管T₂发射极回路上的电阻来调节。

这个发明不只是限于上述的实施例，而在本发明的范围内，本领域的技术人员还可以想出许多变体的可行方案。

Claims (7)

1、一种在具有不同值的输入电压下给一负载供电的自激振荡电源电路，包括具有一初级绕组和一个次级绕组的变压器，其中该初级绕组与开关晶体管的主电流电路串接，接在施加输入电压的两端之间；开关晶体管供助于控制晶体管来关断，该控制晶体管又取决于与输入电压成正比的电流；该次级绕组与一个二极管相串联再与负载相并联，该振荡电源电路还包括一个正反馈回路，而该正反馈电路包括一个与第一电阻器相串联的电容器，第一个电阻器接在次级绕组的一端与开关晶体管的基极之间，其特征在于该正反馈回路进一步包含与电容器和第一电阻器相串联的第二电阻器，一个齐纳二极管接在第一电阻器和第二电阻器连接点与开关晶体管主电流通路的一点之间，该点位于该主电流通路远离该初级绕组的那一端，并且该电容器在第一电阻器和第二电阻器之间的所述连接点与次级绕组间起直流隔离作用。

2、根据权利要求1的自激振荡电源电路，其特征在于这个电路包括有补偿装置，该补偿装置当输入电压增加时可在较小的初级绕组的电流下来关断开关晶体管。

3、根据权利要求2的自激振荡电源电路，其特征在于这个装置包括第三电阻器，这个第三电阻器与开关晶体管的主电流电路串联，并被接到输入电压一端，第三电阻器经过一个晶体管的集电极-发射极电路耦合到控制晶体管的控制电极，这个晶体管的基极分别地由第四电阻器，第五电阻器和第六电阻器接到集电极，发射极和另一个电压输入端，该控制电极由第七电阻器接到一个电压输入端。

4、根据权利要求2的自激振荡电源电路，其特征在于这个装置中包含一个与开关晶体管的主电流电路串联并被接到一个电压输入端的第三电阻器，这第三电阻器经一个晶体管的集电极-发射极电路耦合到控制晶体管的控制极上，这个晶体管的基极由第四电阻器和第五电阻器分别接到集电极和发射极上，该装置还含有第二电容器，它同第四电阻器并联。

5、根据权利要求2的自激振荡电源电路，其特征在于上述的次级绕组的一端经串联相接的第三电阻器和第二电容器接到电压输入端上，上述第三电阻器和第二电容器的接点连接到该控制晶体管的该控制电极上。

6、根据权利要求5的自激振荡电源电路，其特征在于该控制晶体管的该控制电极被接到与第二电容器相并联的分压器的抽头上。

7、根据前面任何一个权利要求的自激振荡电源电路，其特征在于该负载同开关晶体管的主电流电路相串联。

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