JP3230026B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
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-
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源の交流
入力電流に含まれる高調波成分を低減する手段に関する
ものである。
入力電流に含まれる高調波成分を低減する手段に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング電源の交流入力電源に含ま
れる高調波成分を低減する従来の回路は他励式コンバー
タを用いていた。
れる高調波成分を低減する従来の回路は他励式コンバー
タを用いていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来の他励式コンバー
タはスイッチング素子のターンオンターンオフいずれの
タイミングにおいてもノイズを発生しやすく、しかも回
路が複雑になる欠点を有していた。
タはスイッチング素子のターンオンターンオフいずれの
タイミングにおいてもノイズを発生しやすく、しかも回
路が複雑になる欠点を有していた。
【０００４】そこで本発明は、従来から用いられている
ブロッキングオシレータの発振原理を用いてノイズの小
さい自励式スイッチング電源を構成し、スイッチング素
子を流れる電流のピーク値の包絡線を入力電圧波形に近
づけることにより、交流入力電流に含まれる高調波成分
を低減することを目的としている。
ブロッキングオシレータの発振原理を用いてノイズの小
さい自励式スイッチング電源を構成し、スイッチング素
子を流れる電流のピーク値の包絡線を入力電圧波形に近
づけることにより、交流入力電流に含まれる高調波成分
を低減することを目的としている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、請求項１記載の発明において正帰還巻線に発生する
正帰還電圧が入力電圧に比例することを利用し、この電
圧を適当な比で分圧して得られる電圧と、スイッチング
素子を流れる電流によってスイッチング素子とグランド
の間に直列に挿入された抵抗に生ずる電圧が同じ値を維
持するように、各々の電圧をコンパレータに入力しその
出力によってスイッチング素子の制御電極を制御するこ
とを特徴としている。
め、請求項１記載の発明において正帰還巻線に発生する
正帰還電圧が入力電圧に比例することを利用し、この電
圧を適当な比で分圧して得られる電圧と、スイッチング
素子を流れる電流によってスイッチング素子とグランド
の間に直列に挿入された抵抗に生ずる電圧が同じ値を維
持するように、各々の電圧をコンパレータに入力しその
出力によってスイッチング素子の制御電極を制御するこ
とを特徴としている。
【０００６】請求項２記載の発明において、入力電圧が
長い周期で変化する場合は、入力電圧の平均電圧に比例
する直流電圧を正帰還巻線に生ずる正帰還電圧を整流平
滑することにより得て、この電圧を抵抗によって電流に
変換し、更に反転型電流増幅器によって増幅した出力を
抵抗によって電圧変換し、コンパレータの非反転入力端
子に加えることを持徴としている。
長い周期で変化する場合は、入力電圧の平均電圧に比例
する直流電圧を正帰還巻線に生ずる正帰還電圧を整流平
滑することにより得て、この電圧を抵抗によって電流に
変換し、更に反転型電流増幅器によって増幅した出力を
抵抗によって電圧変換し、コンパレータの非反転入力端
子に加えることを持徴としている。
【０００７】請求項３記載の発明において、リンギング
チョークコンバータの直流出力電圧の変動を誤差増幅器
によって増幅し、その出力をコンパレータの非反転入力
端子に加えることを特徴としている。
チョークコンバータの直流出力電圧の変動を誤差増幅器
によって増幅し、その出力をコンパレータの非反転入力
端子に加えることを特徴としている。
【０００８】
【作用】請求項１記載の発明において、入力電圧波形が
交流電圧を全波整流した形を描くとき、正帰還巻線に発
生するパルス電圧の包格線も入力電圧と相似形となり、
この電圧を分圧した電圧がコンパレータの非反転入力端
子に加えられるため、スイッチング素子に直列に挿入さ
れた抵抗を流れる電流のピーク値の包絡線も入力電圧波
形と相似形になる。
交流電圧を全波整流した形を描くとき、正帰還巻線に発
生するパルス電圧の包格線も入力電圧と相似形となり、
この電圧を分圧した電圧がコンパレータの非反転入力端
子に加えられるため、スイッチング素子に直列に挿入さ
れた抵抗を流れる電流のピーク値の包絡線も入力電圧波
形と相似形になる。
【０００９】請求項２記載の発明において、正帰還電圧
を整流平滑して得られる電圧は、平滑用コンデンサの容
量を大きくしておくことより、交流の正弦波の変化速度
には追随せず長い周期の電圧の変化に追随させることが
できる。
を整流平滑して得られる電圧は、平滑用コンデンサの容
量を大きくしておくことより、交流の正弦波の変化速度
には追随せず長い周期の電圧の変化に追随させることが
できる。
【００１０】この電圧を抵抗によって電流変換して反転
増幅し、再び抵抗によって電圧変換させて、コンパレー
タの非反転入力端子に加えると、入力電圧の平均値が高
いときはコンパレータの非反転入力端子の電圧が下がり
スイッチング素子を流れるピーク電流が小さくなり、ま
た入力電圧の平均値が低いときはピーク電流が大きくな
り、入力電圧の平均値の変化の幅を広く許容することが
できる。
増幅し、再び抵抗によって電圧変換させて、コンパレー
タの非反転入力端子に加えると、入力電圧の平均値が高
いときはコンパレータの非反転入力端子の電圧が下がり
スイッチング素子を流れるピーク電流が小さくなり、ま
た入力電圧の平均値が低いときはピーク電流が大きくな
り、入力電圧の平均値の変化の幅を広く許容することが
できる。
【００１１】請求項３記載の発明において、リンギング
チョークコンバータの負荷の変化に対して出力電圧が変
動したとき、その変動を誤差増幅器によって増幅しコン
パレータの非反転入力端子の電圧を制御し電圧を一定に
保つことができる。
チョークコンバータの負荷の変化に対して出力電圧が変
動したとき、その変動を誤差増幅器によって増幅しコン
パレータの非反転入力端子の電圧を制御し電圧を一定に
保つことができる。
【００１２】すなわち、出力電圧が上昇したとき、誤差
増幅器の出力はコンパレータの非反転入力端子の電圧を
押し下げる働きをし、よってスイッチング素子を流れる
電流のピーク値も下がり出力電圧の上昇を抑える。
増幅器の出力はコンパレータの非反転入力端子の電圧を
押し下げる働きをし、よってスイッチング素子を流れる
電流のピーク値も下がり出力電圧の上昇を抑える。
【００１３】このような負帰還回路を設けることによ
り、負荷の変化に対する出力電圧の変動の幅を狭めるこ
とができる。
り、負荷の変化に対する出力電圧の変動の幅を狭めるこ
とができる。
【００１４】
【実施例】図１は請求項１記載の発明の実施例に係るス
イッチング電源装置を示す回路図である。この実施例で
は前述したように、スイッチング素子２に流れる電流は
抵抗５によるドロップ電圧で検出され、正帰還巻線１Ｃ
の電圧は抵抗６と抵抗７で分圧されている。
イッチング電源装置を示す回路図である。この実施例で
は前述したように、スイッチング素子２に流れる電流は
抵抗５によるドロップ電圧で検出され、正帰還巻線１Ｃ
の電圧は抵抗６と抵抗７で分圧されている。
【００１５】ＮＰＮトランジスタ８とＮＰＮトランジス
タ８のベース・エミッタ間電圧を補償する直流電圧源８
Ａとからなる回路は直流電圧源８Ａの負側を反転入力端
子とし、ＮＰＮトランジスタ８のエミッタを非反転入力
端子とし、ＮＰＮトランジスタ８のコレクタを出力端子
とするコンパレータとみることができる。
タ８のベース・エミッタ間電圧を補償する直流電圧源８
Ａとからなる回路は直流電圧源８Ａの負側を反転入力端
子とし、ＮＰＮトランジスタ８のエミッタを非反転入力
端子とし、ＮＰＮトランジスタ８のコレクタを出力端子
とするコンパレータとみることができる。
【００１６】抵抗５によるドロップ電圧と抵抗６と抵抗
７によって分圧される電圧は各々直流電圧源８Ａの負側
とＮＰＮトランジスタ８のエミッタに入力されるが、抵
抗５によるドロップ電圧が抵抗６と抵抗７によって分圧
される電圧より大きくなるとＮＰＮトランジスタ８がオ
ン状態になってスイッチング素子２の制御電極の電圧が
下がりスイッチング素子はオフになる。
７によって分圧される電圧は各々直流電圧源８Ａの負側
とＮＰＮトランジスタ８のエミッタに入力されるが、抵
抗５によるドロップ電圧が抵抗６と抵抗７によって分圧
される電圧より大きくなるとＮＰＮトランジスタ８がオ
ン状態になってスイッチング素子２の制御電極の電圧が
下がりスイッチング素子はオフになる。
【００１７】従って、スイッチング素子２を流れる電流
のピーク値は正帰還巻線１Ｃに発生する正帰還電圧に比
例するが、この正帰還電圧はコンデンサ１０４両端の電
圧に比例する。一方、コンデンサ１０４とインダクター
１０３はスイッチング周波数以下の周波数に対するロー
パスフィルターを構成しており、交流電源１０１から全
波整流器１０２によって全波整流された電圧波形はコン
デンサ１０４の両端においてもほぼ同形を示し、スイッ
チング素子２を流れる電流のピーク値の包絡線も全波整
流された電圧波形とほぼ同形となる。
のピーク値は正帰還巻線１Ｃに発生する正帰還電圧に比
例するが、この正帰還電圧はコンデンサ１０４両端の電
圧に比例する。一方、コンデンサ１０４とインダクター
１０３はスイッチング周波数以下の周波数に対するロー
パスフィルターを構成しており、交流電源１０１から全
波整流器１０２によって全波整流された電圧波形はコン
デンサ１０４の両端においてもほぼ同形を示し、スイッ
チング素子２を流れる電流のピーク値の包絡線も全波整
流された電圧波形とほぼ同形となる。
【００１８】スイッチング電流はコンデンサ１０４とイ
ンダクター１０３とからなるローパスフィルターによっ
て平均化され、最終的に交流電源１０１の出力電流にな
るが、この平均化された出力電流も交流電圧波形に近い
形となる。
ンダクター１０３とからなるローパスフィルターによっ
て平均化され、最終的に交流電源１０１の出力電流にな
るが、この平均化された出力電流も交流電圧波形に近い
形となる。
【００１９】交流電源１０１の交流出力電圧が正弦波で
あれば交流出力電流も位相の同じ正弦波に近い形とな
り、力率が１に近づき、かつ交流電流に含まれる高調波
成分の大部分が除かれる。
あれば交流出力電流も位相の同じ正弦波に近い形とな
り、力率が１に近づき、かつ交流電流に含まれる高調波
成分の大部分が除かれる。
【００２０】図２は請求項１記載の発明の別の実施例に
係るスイッチング電源装置を示す回路図である。
係るスイッチング電源装置を示す回路図である。
【００２１】図２に示した実施例ではＮＰＮトランジス
タ８のベース・エミッタ間電圧を補償する電圧を抵抗５
に直列に挿入されたダイオード８Ｂによって得ているも
ので図１の回路図の動作原理とほとんど同じである。
タ８のベース・エミッタ間電圧を補償する電圧を抵抗５
に直列に挿入されたダイオード８Ｂによって得ているも
ので図１の回路図の動作原理とほとんど同じである。
【００２２】図３は請求項２記載の発明の実施例に係る
スイッチング電源装置を示す回路図である。この実施例
では前述したように、正帰還巻線１Ｃに生ずる正帰還電
圧をダイオード９とコンデンサ１０によって整流平滑
し、その直流電圧を抵抗１２をとうしてＮＰＮトランジ
スタ１１のベースに加える。
スイッチング電源装置を示す回路図である。この実施例
では前述したように、正帰還巻線１Ｃに生ずる正帰還電
圧をダイオード９とコンデンサ１０によって整流平滑
し、その直流電圧を抵抗１２をとうしてＮＰＮトランジ
スタ１１のベースに加える。
【００２３】ＮＰＮトランジスタ１１のベースに流れる
電流はコンデンサ１０の両端の電圧に比例するのでコレ
クタに流れる電流もコンデンサ１０の両端の電圧に比例
する。
電流はコンデンサ１０の両端の電圧に比例するのでコレ
クタに流れる電流もコンデンサ１０の両端の電圧に比例
する。
【００２４】交流電源の電圧が高くなると、コンデンサ
１０の両端の電圧は高くなり、ＮＰＮトランジスタ１１
のコレクタ電流が大きくなり抵抗１３による電圧ドロッ
プが大きくなる。
１０の両端の電圧は高くなり、ＮＰＮトランジスタ１１
のコレクタ電流が大きくなり抵抗１３による電圧ドロッ
プが大きくなる。
【００２５】抵抗１３による電圧ドロップが大きくなる
と、ＮＰＮトランジスタ８のエミッタの電圧が下がる。
と、ＮＰＮトランジスタ８のエミッタの電圧が下がる。
【００２６】すなわち、図２に示した回路では正帰還電
圧を分圧する比が一定であるのに対して、図３に示した
回路では入力電圧の平均値に応じて分圧比が変化し、ス
イッチング素子２のピーク電流を制御している。
圧を分圧する比が一定であるのに対して、図３に示した
回路では入力電圧の平均値に応じて分圧比が変化し、ス
イッチング素子２のピーク電流を制御している。
【００２７】図４は、請求項３記載の発明の実施例に係
るスイッチング電源装置を示す回路図である。この実施
例では前述したように負荷１０７に供給される電圧と基
準電圧源１４の電圧の差を誤差増幅器によって増幅し、
その出力をＮＰＮトランジスタ８のエミッタに加える。
るスイッチング電源装置を示す回路図である。この実施
例では前述したように負荷１０７に供給される電圧と基
準電圧源１４の電圧の差を誤差増幅器によって増幅し、
その出力をＮＰＮトランジスタ８のエミッタに加える。
【００２８】負荷１０７に供給される電圧が基準電圧源
１４の電圧より高くなると、誤差増幅器の出力電圧が下
がり、ＮＰＮトランジスタ８のエミッタ電圧も下がりス
イッチング素子２を流れるピーク電流の値も下がり負荷
１０７に供給される電圧も下がる。このようにして負荷
１０７に供給される電圧は一定に保たれる。
１４の電圧より高くなると、誤差増幅器の出力電圧が下
がり、ＮＰＮトランジスタ８のエミッタ電圧も下がりス
イッチング素子２を流れるピーク電流の値も下がり負荷
１０７に供給される電圧も下がる。このようにして負荷
１０７に供給される電圧は一定に保たれる。
【００２９】図１より図４に示した回路図において用い
たスイッチング素子２は図示例のようなＭＯＳＦＥＴ以
外のバイポーラトランジスタ等でも良い。
たスイッチング素子２は図示例のようなＭＯＳＦＥＴ以
外のバイポーラトランジスタ等でも良い。
【００３０】図２より図４に示した回路図において用い
たダイオード８Ｂはトランジスタ８のベース・エミッタ
間電圧を補償するものであって、別な手段として、同等
の電圧を有する直流電圧源をＮＰＮトランジスタ８のベ
ース回路またはエミッタ回路に直列に挿入しても良い。
たダイオード８Ｂはトランジスタ８のベース・エミッタ
間電圧を補償するものであって、別な手段として、同等
の電圧を有する直流電圧源をＮＰＮトランジスタ８のベ
ース回路またはエミッタ回路に直列に挿入しても良い。
【００３１】
【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、スイッ
チング電源装置の中で最も簡素な回路構成であるリンギ
ングチョークコンバータに、わずかな部品を付加するこ
とにより、交流電流に含まれる高調波成分を低減したス
イッチング電源装置ができあがり、従来の他励式コンバ
ータによる同じ目的のスイッチング電源装置に対してロ
ーコスト化ができる。
チング電源装置の中で最も簡素な回路構成であるリンギ
ングチョークコンバータに、わずかな部品を付加するこ
とにより、交流電流に含まれる高調波成分を低減したス
イッチング電源装置ができあがり、従来の他励式コンバ
ータによる同じ目的のスイッチング電源装置に対してロ
ーコスト化ができる。
【図１】請求項１記載の発明の実施例に係るスイッチン
グ電源装置を示す回路図である。
グ電源装置を示す回路図である。
【図２】請求項１記載の発明の別の実施例に係るスイッ
チング電源装置を示す回路図である。
チング電源装置を示す回路図である。
【図３】請求項２記載の発明の実施例に係るスイッチン
グ電源装置を示す回路図である。
グ電源装置を示す回路図である。
【図４】請求項３記載の発明の実施例に係るスイッチン
グ電源装置を示す回路図である。
グ電源装置を示す回路図である。
１ トランス ２ ＭＯＳＦＥＴ ３ 抵抗 ４ コンデンサ ５ 抵抗 ６ 抵抗 ７ 抵抗 ８ ＮＰＮトランジスタ ９ ダイオード １０ コンデンサ １１ ＮＰＮトランジスタ １２ 抵抗 １３ 抵抗 １４ 基準電圧源 １５ 誤差増幅器 １Ａ トランスの１次巻線 １Ｂ トランスの２次巻線 １Ｃ トランスの正帰還巻線 ８Ａ 基準電圧源 ８Ｂ ダイオード １０１ 交流電源 １０２ 全波整流器 １０３ インダクター １０４ コンデンサ １０５ ダイオード １０６ コンデンサ １０７ 負荷
Claims (3)
- 【請求項１】 １次巻線と２次巻線と正帰還巻線を有す
るトランスと、前記トランスの１次巻線に直列に接続さ
れたスイッチング素子と、前記トランスの正帰還巻線に
生ずる電圧を前記スイッチング素子の制御電極に正帰還
する回路を備えたリンギングチョークコンバータにおい
て、前記スイッチング素子とグランドの間に直列に挿入
された抵抗と、前記トランスの正帰還巻線に生ずる正帰
還電圧を分圧する互いに直列接続された２本の抵抗と、
出力端子が前記スイッチング素子の制御電極に接続され
反転入力端子が前記スイッチング素子とグランドの間に
直列に挿入された抵抗の前記スイッチング素子側に接続
されかつ非反転入力端子が前記互いに直列接続された２
本の抵抗の中点に接続されたコンパレータを付加したこ
とを特徴とするスイッチング電源。 - 【請求項２】 前記トランスの正帰還巻線に生ずる正帰
還電圧の整流平滑回路と、反転入力端子と出力端子を有
する電流増幅器と、前記整流平滑回路の出力端子と前記
電流増幅器の反転入力端子との間に接続された抵抗と、
前記コンパレータの非反転入力端子と前記電流増幅器の
出力端子との間に接続された抵抗とを付加した請求項１
記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】 基準電圧源と、反転入力端子が前記リン
ギングチョークコンバータの直流電圧出力端子に接続さ
れ非反転入力端子が前記基準電圧源に接続され、かつ出
力端子が前記コンパレータの非反転入力端子に接続され
た誤差増幅器を付加した請求項２記載のスイッチング電
源装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06197794A JP3230026B2 (ja) | 1994-02-21 | 1994-02-21 | スイッチング電源装置 |
| KR1019940007755A KR0145099B1 (ko) | 1994-02-21 | 1994-04-13 | 스위칭 전원장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06197794A JP3230026B2 (ja) | 1994-02-21 | 1994-02-21 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07231654A JPH07231654A (ja) | 1995-08-29 |
| JP3230026B2 true JP3230026B2 (ja) | 2001-11-19 |
Family
ID=13186755
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06197794A Expired - Fee Related JP3230026B2 (ja) | 1994-02-21 | 1994-02-21 | スイッチング電源装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3230026B2 (ja) |
| KR (1) | KR0145099B1 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3044858U (ja) * | 1997-06-27 | 1998-01-16 | 船井電機株式会社 | Ｃｒｔ駆動回路 |
| JP2008060017A (ja) * | 2006-09-04 | 2008-03-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | マイクロ波利用装置 |
-
1994
- 1994-02-21 JP JP06197794A patent/JP3230026B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1994-04-13 KR KR1019940007755A patent/KR0145099B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07231654A (ja) | 1995-08-29 |
| KR0145099B1 (ko) | 1998-10-01 |
| KR950026110A (ko) | 1995-09-18 |
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