JPH07194112A

JPH07194112A - 電源回路

Info

Publication number: JPH07194112A
Application number: JP33660693A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Shioda; 浩史塩田
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1993-12-28
Filing date: 1993-12-28
Publication date: 1995-07-28

Abstract

(57)【要約】【目的】リアクトルと整流素子を追加し、スイッチン
グ素子を大容量のものにして非常に安価に力率を改善で
きる電源回路を提供する。【構成】コンデンサ１２３の両端電圧に応じて、制御
回路１２４でスイッチングトランジスタ１１０のパルス
幅を制御して上記両端電圧を安定させると共に、スイッ
チングトランジスタ１１０がＯＦＦの時、リアクトル１
０７に蓄えられたエネルギーが交流電源１０１の電圧に
加算されて、ダイオード１０８を介してコンデンサ１１
１に充電する。スイッチングトランジスタ１１０がＯＮ
の時、全波整流回路１２５間の電圧が小さくてもリアク
トル１０７に電流が流れ、交流電源１０１の電流の導通
角が拡がり、力率が改善される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は電源回路に関し、特に交
流電源より整流回路，平滑回路によって直流に変換する
と共に、スイッチング素子とリアクトルを利用して交流
側力率を改善する力率改善回路を備えた電源回路に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】図４は、従来の電源回路の一例を示す回
路図である。図４を参照すると、この従来の電源回路に
おいて、フィルタ回路３０２は交流電源３０１に接続さ
れている。全波整流回路３０３はフィルタ回路３０２の
出力端子に接続されている。スイッチング素子３０５
は、全波整流回路３０３のプラス側出力端子３０３ａに
一方の端子が接続されているインダクタンス３０４の他
方の端子と、全波整流回路３０３のマイナス側出力端子
３０３ｂに一方の端子が接続されている抵抗３０８の他
方の端子との間に接続されている。ダイオード３０６の
アノードは、スイッチング素子３０５とインダクタンス
３０４との接続点に接続されている。平滑コンデンサ３
０７は、ダイオード３０６のカソードと、抵抗３０８と
スイッチング素子３０５との接続点に接続されている。
平滑コンデンサ３０７の両端電圧を分圧する分圧手段３
０９の出力電圧は演算増幅器３１９のマイナス端子に入
力され、演算増幅器３１９のマイナス端子と出力端子間
には抵抗３１３とコンデンサ３１２とが並列接続されて
いる。演算増幅器３１９のプラス端子は基準電圧３１８
に接続され、演算増幅器３１９の出力はマルチプライヤ
３２０の入力端子３２０ａに供給されている。全波整流
器３０３の出力電圧は、フィルタ回路３１７を通して平
滑化されマルチプライヤ３２０の入力端子３２０ｃに入
力され、さらに基準電圧３１８との間を抵抗３１１と抵
抗３１０とで分圧する電圧をマルチプライヤ３２０の入
力端子３２０ｂに入力する。マルチプライヤ３２０の出
力端子３２０Ｙは演算増幅器３２１のプラス端子に接続
され、また抵抗３２５を介して全波整流回路３０３のマ
イナス端子３０３ｂに接続されている。演算増幅器３２
１のマイナス端子は抵抗３２６を介して平滑コンデンサ
３０７とスイッチング素子３０５との接続点に接続され
ている。演算増幅器３２１の出力端子とマイナス端子間
にはコンデンサ３１６が接続され、さらに抵抗３１４と
コンデンサ３１５との直列接続されたものが接続されて
いる。さらに、演算増幅器３２１の出力端子は電圧比較
器３２３のマイナス端子に接続されている。のこぎり波
発振器３２２の出力電圧は電圧比較器３２３のプラス端
子に入力される。電圧比較器３２３は両入力端子の入力
電圧を比較し、その結果を駆動回路３２４に供給する。
駆動回路３２４はこの結果に基づいてスイッチング素子
３０５を制御する。

【０００３】次に、この従来例の主要部分の波形を示す
図５を図４に併せて参照して、この従来例の動作を説明
する。全波整流回路３０３の出力電圧（図５Ａ）はスイ
ッチング素子３０５の動作によりインダクタンス３０４
にエネルギーを蓄積し、ダイオード３０６を介して平滑
コンデンサ３０７に充電される。マルチプライヤ３２０
の入力端子３２０ａには平滑コンデンサ３０７の両端電
圧の分圧電圧と基準電圧３１８との差（図５Ｂ）が入力
される。マルチプライヤ３２０の入力端子３２０ｂには
全波整流回路３０３の出力電圧から整形される電圧（図
５Ｃ）が入力される。マルチプライヤ３２０の入力端子
３２０ｃには全波整流回路３０３の出力電圧をフィルタ
回路３１７で平滑化することにより全波整流回路３０３
の出力電圧の実効電圧値が直流値として入力される。マ
ルチプライヤ３２０の出力端子３２０Ｙには各々の入力
信号を、（出力端子３２０Ｙの信号）＝（入力端子３２
０ａの信号）・（入力端子３２０ｂの信号）／（入力端
子３２０ｃの信号）の演算結果に等しい電流（図５Ｅ）
が流れ出し、抵抗３２５の両端に電圧（図５Ｆ）を生じ
させる。この電圧は交流電源３０１の出力電流が正弦波
と相似にするための基準電圧になる。この基準電圧と抵
抗３０８に流れる電流により生じる抵抗３０８の両端電
圧とを演算増幅器３２１により差分増幅し、その出力を
電圧比較器３２３に入力する。このとき演算増幅器３２
１のマイナス端子と出力端子間にコンデンサ３１６が接
続され、さらに抵抗３１４とコンデンサ３１５との直列
接続されたものが接続されていて、演算増幅器３２１は
５０〜６０Ｈｚの低周波に応答するので、スイッチング
素子３０５のスイッチングにより生じるのこぎり波状の
電圧（図５Ｇ）には応答しない。この演算増幅器３２１
の出力端子とのこぎり波発振器３２２の出力電圧と（図
５Ｈ）を電圧比較器３２３は電圧比較し、その出力信号
（図５Ｉ）を駆動回路３２４に送出する。駆動回路３２
４はこの出力信号によりスイッチング素子を制御して、
交流電源３０１の出力電流（図５Ｊ）を正弦波状にし、
平滑コンデンサ−３０７の両端電圧を安定化させる。

【０００４】この様な制御を行えば、交流電源の出力電
流はほぼ正弦波状となり、高調波電流の低減が可能とな
るので、力率が改善される。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の電源回路では、スイッチング素子及び制御手段をそ
れぞれ力率改善用とＤＣ−ＤＣコンバータ用に持ってい
るので、スイッチング電源回路が２つあるのと同じ構成
となるため、回路構成が複雑な上に高価となり実装体積
も大幅に増加するという問題点があった。

【０００６】それ故、本発明は、このような問題点を解
決するもので、リアクトルと整流素子を追加し、スイッ
チング素子を大容量のものにして非常に安価に力率を改
善できる電源回路を提供することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明の電源回路は上記
目的を達成するために、交流電源と、この交流電源の出
力電圧を整流する全波整流回路と、この全波整流回路で
整流された電圧を平滑する第１平滑素子と、この第１平
滑素子に充電された電圧を短絡，開放を繰り返すスイッ
チング素子と、第１平滑素子に充電された電圧を二次側
に供給するためのトランスと、このトランスを介して供
給された電圧を直流変換するダイオードと直流変換され
た電圧を平滑する第２平滑素子とを有する電源回路にお
いて、前記スイッチング素子がオンした時交流電源の電
圧を蓄積するためのリアクトルと、交流電源の電圧を第
１平滑素子へ供給する整流素子と、第２平滑素子の両端
電圧に応じてスイッチング素子のパルス幅を制御して上
記両端電圧を安定させる制御回路とを具備している。

【０００８】

【実施例】ここで本発明の第１実施例について図面を参
照して説明する。図１は本発明の第１実施例を示す電源
回路のブロック図、図２は第１実施例の主要部分の波形
を示す図である。

【０００９】本発明の電源回路は、図１において、交流
電源１０１と、この交流電源１０１の出力電圧を整流す
る全波整流回路１２５と、この全波整流回路１２５で整
流された電圧を平滑するコンデンサ１１１と、このコン
デンサ１１１に充電された電圧を短絡，開放を繰り返す
スイッチング素子であるスイッチングトランジスタ１１
０と、コンデンサ１１１に充電された電圧を二次側に供
給するためのトランス１２１と、このトランス１２１を
介して供給された電圧を直流変換するダイオード１２２
と直流変換された電圧を平滑するコンデンサ１２３と、
スイッチングトランジスタ１１０がＯＮした時、交流電
源１０１の電圧つまりエネルギーを蓄積するためのリア
クトル１０７と、交流電源１０１の電圧をコンデンサ１
１１へ供給するダイオード１０８と、コンデンサ１２３
の両端電圧に応じてスイッチングトランジスタ１１０の
パルス幅を制御して上記両端電圧を安定させる制御回路
１２４とを具備している。

【００１０】フィルタ回路２は、交流電源端子１０１ａ
及び１０１ｂ間に接続されている。ダイオード１０３〜
１０６でブリッジ回路を構成する全波整流回路１２５
は、フィルタ回路１０２の出力端子１０２ａ及び１０２
ｂに接続されている。リアクトル１０７には、全波整流
回路１２５のプラス側出力端子１２５ａが接続され、他
方はダイオード１０８とダイオード１０９のアノードが
接続されている。スイッチングトランジスタ１１０は、
ダイオード１０９のカソードと全波整流回路１２５のマ
イナス側出力端子１２５ｂの間に接続されている。ダイ
オード１０８のカソードと全波整流回路１２５のマイナ
ス側出力端子１２５ｂの間には、コンデンサ１１１が接
続されている。ダイオード１０８のカソードとダイオー
ド１０９のカソード間には、トランス１２１の一次側巻
線１２６が接続され、ダイオード１０８のカソードとス
イッチングトランジスタ１１０のベースの間に起動用抵
抗１１２が接続されている。トランス１２１のベース駆
動巻線１２７は、一方がスイッチングトランジスタ１１
０のエミッタに接続され、他方はコンデンサ１１７，抵
抗１１６を直列接続した回路を介して、スイッチングト
ランジスタ１１０のベースに接続されている。また、ベ
ース駆動巻線１２７の両端には、ダイオード１２０とコ
ンデンサ１１９を直列接続したものを接続し、コンデン
サ１１９とダイオード１２０の接続点には、ＰＮＰ型ト
ランジスタ１１８のコレクタが接続され、ＰＮＰ型トラ
ンジスタ１１８のエミッタには、スイッチングトランジ
スタ１１０のベースが接続されている。トランス１２１
の二次側巻線１２８には、ダイオード１２２とコンデン
サ１２３が接続されて、ダイオード１２２とコンデンサ
１２３の接続点は制御回路１２４の入力に接続され、制
御回路１２４の出力はＰＮＰ型トランジスタ１１８のベ
ースに接続されている。

【００１１】ここで、本実施例ではスイッチング素子と
してスイッチングトランジスタ１１０を使用したが、こ
れの代わりにＦＥＴあるいはＩＧＢＴをスイッチング素
子として使用しても良い。

【００１２】次にこの主要部分の波形を示す図２を図１
に併せて、この実施例の動作を説明する。

【００１３】交流電源１０１の出力電圧は、フィルタ回
路１０２を通過して全波整流回路１２５により全波整流
される。このとき、ダイオード１０８を通してコンデン
サ１１１に充電される。コンデンサ１１１の両端電圧が
ある値になると、起動抵抗１１２を通してスイッチング
トランジスタ１１０がバイアスされＯＮする。スイッチ
ングトランジスタ１１０がＯＮすると、全波整流回路１
２５の電圧がリアクトル１０７に印加され、エネルギー
が蓄積されると共に、コンデンサ１１１の両端電圧がト
ランス１２１の一次側巻線１２６に印加される。

【００１４】すると、トランス１２１のベース駆動巻線
１２７にも電圧があらわれ、コンデンサ１１７及び抵抗
１１６を介して、スイッチングトランジスタ１１０をよ
り深くバイアスさせる。スイッチングトランジスタ１１
０のコレクタに流れる電流は、リアクトル１０７とダイ
オード１０９を流れる電流と、トランス１２１の一次側
巻線１２６を流れる電流の合計となるが、どちらの電流
もインダクタンス負荷の電流であるので、時間経過と共
に増加する電流となる。

【００１５】トランス１２１のベース駆動巻線１２７か
ら出力される電圧は、一次側巻線１２６とベース駆動巻
線１２７の巻数比で決まるため、スイッチングトランジ
スタ１１０へのベース電流の供給は、抵抗１１６で決ま
る値で一定である。スイッチングトランジスタ１１０の
コレクタ電流は、時間経過と共に増加していくが、抵抗
１１６で決まるベース電流とスイッチングトランジスタ
１１０の持つｈ_FE倍の電流値以上となろうとすると、ベ
ース電流の供給が不足するので増加できなくなり、スイ
ッチングトランジスタ１１０のコレクタ−エミッタ間電
圧が増加してくる。

【００１６】スイッチングトランジスタ１１０のコレク
タ−エミッタ間電圧が増加すると、トランス１２１の一
次側巻線１２６に印加されている電圧が減少しはじめ
る。トランス１２１のベース駆動巻線１２７の電圧もそ
れにつれて減少しはじめ、スイッチングトランジスタ１
１０へのベース電流の供給も少なくなり、ベース電流の
供給が少なくなると、スイッチングトランジスタ１１０
のコレクタ−エミッタ間電圧がますます増加し、それに
つれてベース駆動巻線１２７の電圧も減少し、やがてス
イッチングトランジスタ１１０をＯＦＦさせる。

【００１７】スイッチングトランジスタ１１０がＯＦＦ
すると、リアクトル１０７に蓄積されたエネルギーと交
流電源１０１の出力電圧が、ダイオード１０８を通して
コンデンサ１１１に充電される。これと同時に、トラン
ス１２１の二次側巻線１２８に電圧が出力され、ダイオ
ード１２２を通してコンデンサ１２３に電圧が充電され
る。コンデンサ１２３に電圧が充電されきるとトランス
１２１のベース駆動巻線１２７に電圧が生じ、抵抗１１
６とコンデンサ１１７を介してスイッチングトランジス
タ１１０をバイアスし、スイッチングトランジスタ１１
０がＯＮする。スイッチングトランジスタ１１０がＯＮ
すると、全波整流回路１２５の電圧がリアクトル１０７
に印加され、エネルギーが蓄積されると同時にコンデン
サ１１１の両端電圧がトランス１２１の一次側巻線１２
６に印加される。

【００１８】以上の動作を繰り返して電圧を出力してい
るが、本電源回路の出力電圧の安定化は、コンデンサ１
２３の両端電圧の電圧変動を制御回路１２４で検出し、
内部の基準電圧と比較して誤差増幅を行いＰＮＰ型トラ
ンジスタ１１８のベース電流の引き込み量を増減させ、
スイッチングトランジスタ１１０に流れるコレクタ電流
のパルス幅を制御することにより行われる。

【００１９】ここで、負荷１２９の変動がない場合につ
いて説明する。

【００２０】この時、コンデンサ１１１の両端電圧は、
スイッチングトランジスタ１１０のＯＮ／ＯＦＦにより
交流電源電圧とリアクトル１０７に蓄積されたエネルギ
ーとである一定の電圧値に充電されていると仮定する。
この場合、トランス１２１の一次側巻線１２６に印加さ
れる電圧は、コンデンサ１１１の両端電圧となるので、
トランス１２１の入力電圧としては一定と考えられ、負
荷変動もないので出力電圧の変動もない。従って、スイ
ッチングトランジスタ１１０のＯＮ／ＯＦＦのパルス幅
は一定となる。

【００２１】ところで図２Ａの電圧波形は、図１の端子
１２５ｂから見た１２５ａの電圧で、全波整流回路１２
５の出力電圧波形である。スイッチングトランジスタ１
１０は、リアクトル１０７とダイオード１０９を介して
この電圧をＯＮ／ＯＦＦしている。

【００２２】コンデンサ１１１の両端電圧が一定で負荷
１２９の変動がない場合、前述したように、ＯＮ／ＯＦ
Ｆのパルス幅は一定で、図２Ｂのパルス幅のようにな
る。この時リアクトル１０７に流れる電流は、１２５ａ
−１２５ｂ間の電圧とリアクトル１０７のもつインダク
タンス値によって決まる。

【００２３】スイッチングトランジスタ１１０がＯＮし
ているときは、全波整流回路１２５の出力電圧を
Ｖ₁₂₅，ダイオード１０９の順方向電圧降下をＶ_D109，
スイッチングトランジスタ１１０のＶ_CE(sat)をＶ
_Tr110，リアクトル１０７のインダクタンスをＬ，スイ
ッチングトランジスタ１１０のＯＮ時間をｔとすると、
スイッチングトランジスタ１１０がＯＮしている時のリ
アクトル１０７に流れる電流Ｉ_L(ON)は、

【００２４】

【数１】

【００２５】となる。この式を見てみると、Ｖ₁₂₅がＶ
_D109とＶ_Tr110を合計したものより大きくなると、電流
が流れることがわかる。Ｖ₁₂₅は交流電源電圧を全波整
流したものであるので、電圧値としては、０Ｖ〜√２倍
の交流電源電圧値まで変動する。Ｖ₁₂₅が０Ｖ近くの低
い電圧でも（１）式によるとリアクトル１０７に電流を
流すことができる。

【００２６】この時リアクトル１０７に流れる電流の波
形は、リアクトル１０７のインダクタンス値にもよる
が、図２Ｃのような電流波形となる。スイッチングトラ
ンジスタ１１０がＯＦＦの時には、リアクトル１０７に
蓄積されたエネルギーは交流電源１０１の電圧に加算さ
れて、ダイオード１０８を介してコンデンサ１１１に充
電される。

【００２７】従って、交流電源１０１からは、交流電源
電圧の絶対値が０Ｖ付近であってもスイッチングトラン
ジスタ１１０がＯＮすることにより電流が流れ出し、交
流電源電圧の一周期にわたってほぼ全域で交流電源１０
１から電流が流れる。この電流をフィルタ回路１０２で
平均化すると、図２Ｄのような電流波形が得られる。

【００２８】この図２Ｄに示した交流電源１０１の電流
波形は、交流電源１０１のほぼ全域で電流が流れている
ため、導通角が拡がり、力率が改善される。

【００２９】次に、負荷１２９の変動が生じた場合につ
いて説明する。

【００３０】負荷変動によって出力電圧が低下した場合
は、制御回路１２４からの信号により、トランジスタ１
１８はスイッチングトランジスタ１１０のベース電流の
引き込みを弱くして、スイッチングトランジスタ１１０
にピーク値の大きいコレクタ電流を流す。逆に出力電圧
が上昇した場合は、トランジスタ１１８はスイッチング
トランジスタ１１０のベース電流の引き込みを強くし
て、スイッチングトランジスタ１１０にピーク値の小さ
いコレクタ電流を流して、コンデンサ１２３の出力電圧
を安定化している。

【００３１】このように、制御回路１２４は、コンデン
サ１２３の出力電圧つまり両端電圧が一定となるよう
に、ＰＮＰ型トランジスタ１１８を介してスイッチング
トランジスタ１１０のパルス幅を制御しているので、負
荷変動や交流電源電圧の変動があっても、コンデンサ１
２３の出力電圧は安定している。

【００３２】更に、上記負荷変動等によりスイッチング
トランジスタ１１０のパルス幅が変動しても（１）式の
時間ｔの長さつまりスイッチングトランジスタ１０のＯ
Ｎ時間が変動するだけなので、交流電源電圧の絶対値が
０Ｖ付近であっても交流電源１０１からは電流が流れる
ため、力率の改善も必ず行われる。

【００３３】次に本発明の第２実施例について図面を参
照して説明する。図３は本発明の第２実施例を示す電源
回路のブロック図である。

【００３４】図３において、交流電源２０１はフィルタ
回路２０２を介して電源電圧を全波整流回路２１６に供
給する。この全波整流回路２１６は４つのダイオード２
０３〜２０６をブリッジ接続して構成され、この全波整
流回路２１６とフィルタ回路２０２の間にリアクトル２
０７が挿入されている。全波整流回路２１６の入力に
は、それぞれに第１のダイオード２０８と第２のダイオ
ード２０９のアノードが接続されており、第１のダイオ
ード２０８と第２のダイオード２０９のカソード同志を
接続し、その接続点にスイッチングトランジスタ２１０
のコレクタを接続し、更にトランス２１２の一次側巻線
の巻始めが接続されている。上記全波整流回路２１６の
プラス側出力には、コンデンサ２１１のプラス端子が接
続され、更にトランス２１２の一次側巻線の巻終わりが
接続されている。全波整流回路２１６のマイナス側出力
には、コンデンサ２１１のマイナス端子が接続され、更
にスイッチングトランジスタ２１０のエミッタが接続さ
れている。ダイオード２１３はそのアノードにトランス
２１２の二次側巻線の巻終わりが接続され、カソードに
コンデンサ２１４のプラス端子が接続され、更に制御回
路２１５の入力が接続されている。この制御回路２１５
の出力は、スイッチングトランジスタ２１０のベースに
接続されている。

【００３５】次にこの実施例の動作について説明する。

【００３６】交流電源２０１の電圧はフィルタ回路２０
２を通過し、ダイオード２０３〜２０６で構成された全
波整流回路２１６を通してコンデンサ２１１に充電され
る。

【００３７】今、スイッチングトランジスタ２１０がＯ
Ｎしたとすると、交流電源２０１の電圧は第１のダイオ
ード２０８を通してリアクトル２０７に印加され、リア
クトル２０７はエネルギーを蓄積する。これと同時にコ
ンデンサ２１１に蓄えられた電圧はトランス２１２の一
次側巻線に印加される。

【００３８】次にスイッチングトランジスタ２１０がＯ
ＦＦしたとすると、リアクトル２０７に蓄えられたエネ
ルギーは、交流電源２０１の電源電圧に加算され、ダイ
オード２０３を介してコンデンサ２１１に伝達される。
これと同時に、トランス２１２の二次側巻線から電圧が
出力され、ダイオード２１３を介してコンデンサ２１４
に電圧が充電される。これが本電源回路の出力電圧とな
る。

【００３９】ここで負荷２１６の変動により出力電圧が
変動したとすると、第１実施例と同様にスイッチングト
ランジスタ２１０のコレクタ電流のピーク値を制御回路
２１５が増減させ、出力電圧を安定化させる。この動作
は上述した第１実施例と同様に、コンデンサインプット
型の整流平滑回路の電流波形のような導通角が狭いパル
ス状の電流波形とはならず、交流電圧波形のほぼ全域に
わたって電流が流れる導通角の広い電流波形となり、力
率が改善される。

【００４０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は、リアク
トル１つと整流素子を２つ追加し、スイッチング素子を
大容量のものとしたので、実装体積を大幅に増加させる
ことなく、回路構成が簡単となるため、非常に安価に力
率を改善することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例を示す電源回路のブロック
図である。

【図２】第１実施例の主要部分の波形を示す図である。

【図３】本発明の第２実施例を示す電源回路のブロック
図である。

【図４】従来の電源回路の一例を示すブロック回路であ
る。

【図５】従来例の主要部分の波形を示す図である。

【符号の説明】

１０１，２０１交流電源１０２，２０２フィルタ回路１０７，２０７リアクトル１０８，１０９，２０８，２０９ダイオード１１０，２１０スイッチングトランジスタ１１１，１２３，２１１，２１４コンデンサ１１８ＰＮＰ型コンデンサ１２１，２１２トランス１２４，２１５制御回路１２５，２１６全波整流回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源と、この交流電源の出力電圧を
整流する全波整流回路と、この全波整流回路で整流され
た電圧を平滑する第１平滑素子と、この第１平滑素子に
充電された電圧を短絡，開放を繰り返すスイッチング素
子と、前記第１平滑素子に充電された電圧を二次側に供
給するためのトランスと、このトランスを介して供給さ
れた電圧を直流変換するダイオードと直流変換された電
圧を平滑する第２平滑素子とを有する電源回路におい
て、前記スイッチング素子がオンした時、前記交流電源の電
圧を蓄積するためのリアクトルと、前記交流電源の電圧を前記第１平滑素子へ供給する整流
素子と、前記第２平滑素子の両端電圧に応じて前記スイッチング
素子のパルス幅を制御して前記両端電圧を安定させる制
御回路と、を具備したことを特徴とする電源回路。
【請求項２】前記リアクトルは、前記全波整流回路か
ら出力された電圧が零ボルト付近の低い値でも、前記ス
イッチング素子がオフした時に前記第１平滑素子へ電流
を流すことを特徴とする請求項１記載の電源回路。
【請求項３】前記リアクトルと整流素子を前記全波整
流回路と第１平滑素子の間に直列に接続し、前記リアク
トルと整流素子の接続点に第２整流素子のアノードを接
続し、更に第２整流素子のカソードに前記スイッチング
素子を接続したことを特徴とする請求項１記載の電源回
路。
【請求項４】前記リアクトルを前記交流電源と全波整
流回路の間に接続し、前記全波整流回路の入力に２つの
ダイオードのアノードをそれぞれ接続し、更に前記２つ
のダイオードのカソード同志を接続すると共にその接続
点に前記スイッチング素子とトランスを接続したことを
特徴とする請求項１記載の電源回路。