JP4246511B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子機器、電気機器等の各種機器の電源として使用されるＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、入力電圧の変動に対し、出力電圧を安定的に出力することが可能な技術が開発されていた（特許文献１参照）以下、前記特許文献１を従来例として具体的に説明する。
【０００３】
図１０は従来例の説明図である。以下、図１０に基づいて従来例を説明する。
【０００４】
従来例において特徴的なことは、図１０に示すように、補正電圧生成用巻線Ｎｓと補正電圧重畳回路２２が設けられていることである。この例では、補正電圧生成用巻線Ｎｓと補正電圧重畳回路２２が設けられていないと仮定した場合には、出力回路である二次側回路３のダイオード６、７や検出回路１２のダイオード１３、１４の各順方向電圧特性等の特性や、一次巻線Ｎ１に対する二次巻線Ｎ２の結合度や、一次巻線Ｎ１に対する三次巻線Ｎ３の結合度等の予め定まっている様々な回路条件に基づいて、入力電圧Ｖinの変動に起因して二次側回路３の出力電圧Ｖout に対する検出回路１２の検出電圧が上方にずれることが分かっており、この検出回路１２の検出電圧をそのまま制御回路１１に加えると、その制御回路１１による主スイッチ素子Ｑのスイッチング制御動作によって、入力電圧Ｖinが大きくなるに従って出力電圧Ｖout が設定の電圧値よりも下方側にずれた電圧値となってしまい、設定の電圧値の出力電圧Ｖout を出力することができないという問題が生じてしまう。
【０００５】
そこで、前記の問題を防止するために、補正電圧生成用巻線Ｎｓと補正電圧重畳回路２２を設けた。つまり、図示のように、補正電圧生成用巻線Ｎｓはトランス１に設けられており、入力電圧Ｖinに応じた電圧が発生する。
【０００６】
また、補正電圧重畳回路２２はダイオード２３とコンデンサ２４と抵抗体２５を有して構成されており、ダイオード２３のカソード側は補正電圧生成用巻線Ｎｓの一端側に接続され、この補正電圧生成用巻線Ｎｓの他端側にコンデンサ２４の一端側が接続され、このコンデンサ２４の他端側はダイオード２３のアノード側に接続される。
【０００７】
また、上記補正電圧生成用巻線Ｎｓとコンデンサ２４との接続部は補正電圧重畳回路２２の出力端２２ａに導通接続され、上記ダイオード２３のアノード側には抵抗体２５の一端側が接続され、この抵抗体２５の他端側は補正電圧重畳回路２２の出力端２２ｂに導通接続されている。
【０００８】
上記構成の補正電圧重畳回路２２では、上記補正電圧生成用巻線Ｎｓに発生した電圧をダイオード２３とコンデンサ２４が整流平滑し、この整流平滑された電圧を上記抵抗体２５は次に示す補正電圧まで降下させる。換言すれば、抵抗体２５は上記整流平滑された電圧を補正電圧まで降下させることができる抵抗値を有している。
【０００９】
上記補正電圧とは、前記入力電圧Ｖinの変動に応じた出力電圧Ｖout に対する検出回路１２の検出電圧のずれを補正するための電圧である。補正電圧生成用巻線Ｎｓには入力電圧Ｖinに応じた電圧が発生することから、この補正電圧生成用巻線Ｎｓの電圧を利用することにより、補正電圧重畳回路２２は上記補正電圧を生成することができる。
【００１０】
前述したように、入力電圧Ｖinの変動に起因して出力電圧Ｖout に対する検出回路１２の検出電圧は上方側にずれることから、その上方側へのずれを上記補正電圧によって補正することができるように、検出回路１２には補正電圧重畳回路２２が接続されている。つまり、上記補正電圧によって検出回路１２の検出電圧が下がるように、補正電圧重畳回路２２の一方の出力端２２ａは分圧抵抗体１８とコンデンサ１６の接続部側に接続され、他方の出力端２２ｂは分圧抵抗体１８と分圧抵抗体１９の接続部に接続されている。
【００１１】
このように、補正電圧重畳回路２２が検出回路１２に接続されることによって、検出回路１２の検出電圧に補正電圧重畳回路２２の補正電圧が重畳されることになり、入力電圧Ｖinに応じた出力電圧Ｖout に対する検出電圧の上方側へのずれが補正され、この補正された検出電圧が制御回路１１に供給される。
【００１２】
この例では、制御回路１１は誤差増幅器２６とコンパレータ２７と基準電圧源２８と三角波発振回路２９を有して構成されており、上記補正電圧が重畳された検出電圧に基づいて、設定の電圧値の出力電圧Ｖout が安定的に出力するように、主スイッチ素子Ｑのオン・オフ動作を制御する。
【００１３】
この例によれば、入力電圧Ｖinに応じた出力電圧Ｖout に対する検出電圧のずれを補正するための補正電圧を生成し、この補正電圧を検出電圧に重畳させて検出電圧の補正を行い、この補正された検出電圧を制御回路１１に出力する構成としたので、入力電圧Ｖinが変動しても、その入力電圧Ｖinの変動の悪影響を受けることなく、設定の電圧値を持つ出力電圧Ｖout を安定的に負荷に出力することができる。
【００１４】
【特許文献１】
特開２００１−２５２４５号公報
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
前記のような従来のものにおいては、次のような課題があった。
【００１６】
前記従来の技術では、入力電圧Ｖinの変動に起因して二次側回路３の出力電圧Ｖout に対する検出回路１２の検出電圧が上方にずれることが分かっており、この検出回路１２の検出電圧をそのまま制御回路１１に加えると、その制御回路１１による主スイッチ素子Ｑのスイッチング制御動作によって、入力電圧Ｖinが大きくなるに従って出力電圧Ｖout が設定の電圧値よりも下方側にずれた電圧値となってしまい、設定の電圧値の出力電圧Ｖout を出力することができないという問題が生じてしまう。そこで、従来、前記の問題を防止するために、補正電圧生成用巻線Ｎｓと補正電圧重畳回路２２を設けた。
【００１７】
しかし、補正電圧重畳回路２２はダイオード２３とコンデンサ２４と抵抗体２５を有して構成されており、ダイオード２３のカソード側は補正電圧生成用巻線Ｎｓの一端側に接続され、この補正電圧生成用巻線Ｎｓの他端側にコンデンサ２４の一端側が接続され、このコンデンサ２４の他端側はダイオード２３のアノード側に接続される。
【００１８】
また、補正電圧生成用巻線Ｎｓとコンデンサ２４との接続部は補正電圧重畳回路２２の出力端２２ａに導通接続され、ダイオード２３のアノード側には抵抗体２５の一端側が接続され、この抵抗体２５の他端側は補正電圧重畳回路２２の出力端２２ｂに導通接続されている。このように、従来例では、回路構成が複雑で、高価なものである。
【００１９】
本発明は、このような従来の課題を解決し、入力電圧の変動に対し出力電圧を安定的に出力するのに、従来例のような複雑な構成の回路を使用することなく、回路構成が簡単で安価な回路により実現できるようにすることを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記の目的を達成するため、次のように構成した。
【００２３】
すなわち、トランスの一次コイルと直列にメインスイッチ素子を接続し、該トランスの二次コイルの電圧を出力電圧とし、この出力電圧を間接的に検出するため該トランスに三次コイルを設け、
該三次コイルに発生する電圧に応じて前記メインスイッチ素子をオン／オフ駆動して前記出力電圧を一定電圧に制御するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記三次コイルに、該三次コイルに直列接続された整流素子を含む整流回路及び転流素子を含む転流回路からなる整流平滑回路により構成され、前記出力電圧を間接的に検出する出力電圧検出回路を接続し、前記出力電圧検出回路の内、前記整流素子と直列であって、かつ、前記転流回路の転流電流が流れる経路を除いた部分に１個又は複数個の半導体素子からなる第１の電圧降下素子を接続し、前記転流素子と直列であって、かつ、前記整流回路の整流電流が流れる経路を除いた部分に１個又は複数個の半導体素子からなる第２の電圧降下素子を接続すると共に、前記出力電圧検出回路の検出電圧に基づいて前記メインスイッチ素子をオン／オフ駆動することを特徴とする。
【００２５】
（作用）
前記構成に基づく本発明の作用を説明する。
【００３２】
本発明では、整流素子と直列であって、かつ、転流回路の転流電流が流れる経路を除いた部分に１個又は複数個の半導体素子からなる第１の電圧降下素子を接続し、転流素子と直列であって、かつ、整流回路の整流電流が流れる経路を除いた部分に１個又は複数個の半導体素子からなる第２の電圧降下素子を接続すると共に、前記出力電圧検出回路の検出電圧に基づいてメインスイッチ素子をオン／オフ駆動している。
【００３３】
この場合、１個又は複数個の半導体素子からなる第１の電圧降下素子は、入力電圧が高い時出力電圧を下げる方向に補正するように挿入されているから、入力電圧が高くなった時、出力電圧を下げる方向にメインスイッチ素子の駆動制御を行なうことで補正する。
【００３４】
また、１個又は複数個の半導体素子からなる第２の電圧降下素子は、入力電圧が高い時出力電圧を上げる方向に補正するように挿入されているから、入力電圧が高くなった時、出力電圧を上げる方向にメインスイッチ素子の駆動制御を行なうことで補正する。
【００３５】
このようにすれば、入力電圧の変動に対し出力電圧を安定的に出力するのに、従来例のような複雑な構成の回路を使用することなく、回路構成が簡単で安価な回路により実現できる。
【００３８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【００３９】
§１：ＤＣ−ＤＣコンバータの概要
本実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの最大の特徴は、トランスの二次コイルの出力を整流平滑した出力電圧を間接的に検出するのに、該トランスに三次コイルを設け、この三次コイルに出力電圧検出回路を設けた点である。
【００４０】
この場合、入力電圧が変動すると、出力電圧に対する出力電圧検出回路の検出電圧にずれが生じる。そこで、この検出電圧のずれを補正するために、出力電圧検出回路に検出電圧補正用の電圧降下素子を設けている。
【００４１】
具体的には、入力電圧が高い時、出力電圧を下げる方向に補正する時は、整流素子と直列であって、かつ、転流回路の転流電流が流れる経路を除いた部分に電圧降下素子を接続し、出力電圧を上げる方向に補正する時は、転流素子と直列であって、かつ、前記整流回路の整流電流が流れる経路を除いた部分に電圧降下素子を接続する。
【００４２】
そして、出力電圧検出回路の検出電圧に基づいて、メインスイッチ素子のオン／オフ動作を制御するが、トランスの二次コイル、三次コイルに発生する電圧は、電圧降下素子の影響を受け、出力電圧も変化する。
【００４３】
このように、出力電圧と検出電圧とのずれを補正するよう電圧降下素子を接続することにより、入力電圧が変動した場合でも、安定な出力電圧を供給することが可能になる。以下、更に具体的な例に基づいて説明する。
【００４４】
§２：例１のＤＣ−ＤＣコンバータの説明
図１は例１の回路構成図であり、Ａ図はＤＣ−ＤＣコンバータの全体図、Ｂ図はドライバの詳細構成図である。なお、図１の回路例は、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを同期整流型のフォワードコンバータに適用した例である。以下、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。
【００４５】
(1) ：例１のＤＣ−ＤＣコンバータの特徴
例１の特徴は、入力電圧Ｖinが高い時出力電圧Ｖｏを下げる方向に補正する場合の例であり、トランス３０の二次コイル３２の出力を整流平滑した出力電圧Ｖｏを間接的に検出するのに、該トランス３０に三次コイル３３を設け、この三次コイル３３に出力電圧検出回路１９を設け、該出力電圧検出回路１９を構成する整流用ダイオード８と直列であって、かつ、転流電流（フライホイール電流）が流れない経路に電圧降下素子５０を接続した点である。
【００４６】
この場合、入力電圧が変動すると、出力電圧Ｖｏに対する出力電圧検出回路１９の検出電圧にずれが生じる。そこで、この検出電圧のずれを補正するため出力電圧検出回路１９に電圧降下素子５０を挿入している。
【００４７】
すなわち、入力電圧が高くなった時に出力電圧を下げる方向に補正を行うため、出力電圧検出回路１９の内、整流用ダイオード８と直列であって、かつ、転流回路の転流電流が流れる経路を除いた部分に電圧降下素子５０を接続すると共に、出力電圧検出回路１９の検出電圧に基づいてメインスイッチ素子１をオン／オフ駆動している。これにより、入力電圧が変動した場合でも、安定な出力電圧を供給することが可能になる。
【００４８】
(2) ：例１の回路構成の詳細な説明
図１のＡ図において、１はメインスイッチ素子（主スイッチング素子）、２は整流用同期整流素子、３は転流用同期整流素子であり、これら各素子は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）で構成する。
【００４９】
４は出力チョークコイル、５は入力コンデンサ、６は出力平滑コンデンサ、７はインバータ、８は整流用ダイオード、９は転流用ダイオード、１０はチョークコイル、１１は平滑コンデンサ、１２、１３、５２は抵抗（又は抵抗体）である。
【００５０】
１４は基準電圧、１５はエラーアンプ（エラー増幅器）、１６は三角波発生器、１７はエラーアンプ１５の出力と三角波発生器１６の出力とを比較するためのコンパレータ（比較器）、１８はメインスイッチ素子１を駆動するためのドライバである。
【００５１】
１９は出力電圧検出回路、２０は二次側整流平滑回路、３０はトランスであり、３１は一次コイル（一次巻線）、３２は二次コイル（二次巻線）、３３は三次コイル（三次巻線）を示す。また、４０は入力電源、４１は入力端子、４２は出力端子、４３は負荷、５０は電圧降下素子を示す。また、ｄ１、ｄ２、ｄ３はそれぞれ前記素子１、２、３の内蔵ダイオードを示す。
【００５２】
図１のＡ図に示したＤＣ−ＤＣコンバータの入力側には、トランス３０が設けられ、該トランス３０の一次コイル３１にはメインスイッチ素子１が直列に接続され、ドライバ１８により駆動制御されるように構成されている。そして、メインスイッチ素子１のオン／オフ（導通／不導通）により一次コイル３１に発生する励磁エネルギー（電磁エネルギー）を、断続的にトランス３０の二次側及び三次側に供給するようになっている。
【００５３】
入力側は、入力電源４０が供給される入力端子４１ａ、４１ｂ間に入力コンデンサ５が接続され、入力電圧を平滑化している。トランス３０の二次コイル３２には、出力チョークコイル４、出力平滑コンデンサ６、整流用同期整流素子２（ＭＯＳＦＥＴ）、転流用同期整流素子３（ＭＯＳＦＥＴ）を含む整流平滑回路が接続されている。この場合、出力平滑コンデンサ６と出力チョークコイル４の直列回路に対して、転流用同期整流素子３が接続されている。
【００５４】
また、トランス３０の三次コイル３３には、出力電圧検出回路１９が接続され、この出力電圧検出回路１９の出力側に、抵抗１２、１３の直列回路が接続され、該抵抗の両端電圧（出力電圧検出回路１９の検出電圧）がドライバ１８に印加すると共に、該抵抗１２、１３の接続点の電位がエラーアンプ１５の一方の入力端子（−側）に入力している。また、エラーアンプ１５の他方の入力端子（＋側）には基準電圧１４が入力している。
【００５５】
そして、出力電圧検出回路１９では、三次コイル３３に、電圧降下素子５０と、平滑コンデンサ１１と、チョークコイル１０と、整流用ダイオード８の直列回路を接続し、前記平滑コンデンサ１１と、チョークコイル１０の直列回路に並列に、転流用ダイオード９を接続している。
【００５６】
また、前記平滑コンデンサ１１と並列に、抵抗１２、１３の直列回路を接続して平滑コンデンサ１１の充電電圧（直流電圧）を分圧し、その分圧した電圧（抵抗１２の電圧）をエラーアンプ１５に入力している。また、エラーアンプ１５には、前記分圧した電圧（抵抗１２の電圧）を入力すると共に、基準電圧１４を入力し、前記基準電圧１４と前記分圧した電圧（抵抗１２の電圧）との差分の電圧（エラー電圧値）をコンパレータ１７に出力する。
【００５７】
コンパレータ１７では、エラーアンプ１５の出力電圧と三角波発生器１６の出力電圧を比較し、両者の差の電圧をドライバ１８へ出力する。ドライバ１８では、前記コンパレータ１７からの出力電圧を入力し、パルス電圧を発生させてメインスイッチ素子１のゲートへ印加することで、メインスイッチ素子１をオン／オフ駆動するように構成されている。
【００５８】
また、前記ドライバ１８は、図１のＢ図のように構成されている。すなわち、前記ドライバ１８は、詳細には、バイポーラ型トランジスタ（以下、単に「トランジスタ」と記す）Ｑ１とＱ２が図示のように接続されている。この場合、トランジスタＱ１がＮＰＮ型トランジスタで、トランジスタＱ２がＰＮＰ型トランジスタで構成され、互いのベース電極（入力ＩＮ側）とエミッタ電極（出力ＯＵＴ側）が共通接続されている。
【００５９】
このように接続されていると、入力ＩＮ側が所定電圧以上の時、トランジスタＱ１：オン、Ｑ２：オフとなり、出力ＯＵＴ側がハイレベルの電圧Ｖｄｄとなる。また、逆に、入力ＩＮ側が所定電圧以下の時、トランジスタＱ１：オフ、Ｑ２：オンとなり、出力ＯＵＴ側がローレベルの電圧Ｖｓｓとなる（Ｖｄｄ＞Ｖｓｓ）。
【００６０】
なお、３１ａ、３１ｂはトランス３０の一次コイル３１の両端子、３２ａ、３２ｂはトランス３０の二次コイル３２の両端子、３３ａ、３３ｂはトランス３０の三次コイル３３の両端子である。
【００６１】
(3) ：例１の詳細な動作の説明
以下、図１に示した回路例の詳細な動作を説明する。
【００６２】
今、入力端子４１ａ、４１ｂに入力電源４０を印加した状態で、ドライバ１８からメインスイッチ素子１を駆動するための駆動パルスを発生させ、この駆動パルスをメインスイッチ素子１のゲートに供給すると、メインスイッチ素子１がオン（導通）／オフ（不導通）動作を繰り返す。そして、該メインスイッチ素子１がオンになった時、該メインスイッチ素子１を介してトランス３０の一次コイル３１に励磁電流が流れる。
【００６３】
この時、トランス３０の二次コイル３２には、整流用同期整流素子２がオンする方向に電圧（誘起電圧）が発生し、該整流用同期整流素子２がオンする。この場合、トランス３０の二次コイル３２に発生した電圧により、二次コイル３２→出力平滑コンデンサ６→出力チョークコイル４→整流用同期整流素子２→二次コイル３２の経路で電流が流れ、出力平滑コンデンサ６が充電される。
【００６４】
この時、二次コイル３２の電圧はインバータ７により反転し、この反転した電圧が転流用同期整流素子３のゲートに印加するので、該転流用同期整流素子３がオフとなる。
【００６５】
またこの時、トランス３０の三次コイル３３には、二次コイル３２の電圧に応じた電圧が誘起される。この電圧により、三次コイル３３→電圧降下素子５０→平滑コンデンサ１１→チョークコイル１０→整流用ダイオード８→三次コイル３３の経路で電流が流れ、平滑コンデンサ１１が充電される。
【００６６】
次に、ドライバ１８からの駆動パルスによりメインスイッチ素子１がオフになると、トランス３０の一次コイル３１に前記と逆方向の電圧が誘起される（端子３２側が＋となる）ので、整流用同期整流素子２はオフとなる。この時、二次コイル３２の電圧（前記と逆向き極性の電圧）はインバータ７により反転し、この反転した電圧が転流用同期整流素子３のゲートに印加するので、該転流用同期整流素子３がオンとなる。
【００６７】
そのため、出力チョークコイル４に蓄えられた電磁エネルギーにより、出力チョークコイル４→転流用同期整流素子３→出力平滑コンデンサ６→出力チョークコイル４の経路でフライホイール電流が流れ、出力平滑コンデンサ６が充電される（常に同じ極性で充電される。）。
【００６８】
この時、トランス３０の三次コイル３３には、前記と逆極性の電圧（端子３３ｂ側が＋）が発生するが、整流用ダイオード８が逆バイアスされてオフとなり、三次コイル３３の誘起電圧によっては電流は流れない。しかし、この時、チョークコイル１０に蓄えられた電磁エネルギーにより、チョークコイル１０→転流用ダイオード９→平滑コンデンサ１１→チョークコイル１０の経路でフライホイール電流が流れ、平滑コンデンサ１１が充電される（常に同じ極性で充電される。）。
【００６９】
以降、同様にして動作が繰り返されるが、前記平滑コンデンサ１１の充電電圧により抵抗１２、１３には一定の直流電圧が発生する。この電圧は、二次側の出力電圧に対応した電圧となっている。この場合、前記抵抗１２、１３の電圧（平滑コンデンサ１１の電圧と同じ）は、ドライバ１８に印加する。また、前記２つの抵抗で分圧した電圧（抵抗１２の端子電圧）はエラーアンプ１５に入力し、基準電圧１４との差分が取り出される。
【００７０】
そして、コンパレータ１７では、前記エラーアンプの出力を三角波発生器１６の出力電圧と比較されて矩形波信号を出力し、ドライバ１８から駆動信号（パルス信号）がメインスイッチ素子１のゲートに印加する。これによりメインスイッチ素子１は前記と同様のオン／オフ動作を繰り返す。
【００７１】
(4) ：入力電圧が変動した場合の動作説明
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力電圧Ｖinが変動すると、出力電圧Ｖｏに対する出力電圧検出回路１９の検出電圧にずれが生じる。この場合、出力電圧検出回路１９の整流回路に、電圧降下を発生させるための電圧降下素子５０（具体的には後述する）を直列に挿入している。
【００７２】
そのため、入力電圧Ｖinが高い時出力電圧Ｖｏを下げる方向に補正する。そして、出力電圧検出回路１９の検出電圧に基づいてメインスイッチ素子１のオン／オフ動作を制御するが、トランス３０の二次コイル３２、三次コイル３３に発生する電圧は、電圧降下素子５０の影響を受け出力電圧Ｖｏも変化する。
【００７３】
このように、出力電圧Ｖｏと検出電圧とのずれを補正するよう電圧降下素子５０を接続することにより、入力電圧が変動しても、安定な出力電圧を供給することができる。例１では、電圧降下素子５０は、入力電圧が高い時出力電圧Ｖｏを下げる方向に補正するように挿入されているから、入力電圧Ｖinが高い時、入力電圧が高くなったのを補正し、出力電圧を下げる。
【００７４】
§３：例２のＤＣ−ＤＣコンバータの説明
図２は例２の回路構成図である。以下、図２に基づいて、例２のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。
【００７５】
(1) ：例２のＤＣ−ＤＣコンバータの特徴
例２の特徴は、入力電圧Ｖinが高い時出力電圧Ｖｏを上げる方向に補正する場合の例であり、トランス３０の二次コイル３２の出力を整流平滑した出力電圧Ｖｏを間接的に検出するのに、該トランス３０に三次コイル３３を設け、この三次コイル３３に出力電圧検出回路１９を設け、該出力電圧検出回路１９を構成する転流用ダイオード９と直列であって、かつ、整流回路の整流電流が流れない経路に電圧降下素子５０を接続した点である。
【００７６】
この場合、入力電圧Ｖinが変動すると、出力電圧Ｖｏに対する出力電圧検出回路１９の検出電圧にずれが生じる。そこで、例２の回路では、入力電圧Ｖinが高くなった時に、出力電圧Ｖｏを上げる方向に補正する手段として、転流用素子（ダイオード）９と直列であって、かつ、整流回路の整流電流が流れない経路に電圧降下素子５０を接続する。これにより、入力電圧が変動した場合でも、安定な出力電圧を供給することが可能になる。
【００７７】
(2) ：例２の回路構成の詳細な説明
図２に示したように、出力電圧検出回路１９では、三次コイル３３に、平滑コンデンサ１１と、チョークコイル１０と、整流用ダイオード８の直列回路を接続し、平滑コンデンサ１１と、チョークコイル１０の直列回路に並列に、転流用ダイオード９と電圧降下素子５０の直列回路を接続している。
【００７８】
このように、出力電圧検出回路１９を構成する転流用ダイオード９と直列であって、かつ、整流回路の整流電流が流れない経路に電圧降下素子５０を接続している。なお、他の回路構成は図１の回路例と同じである。
【００７９】
(3) ：例２の詳細な動作の説明
以下、図２に示した回路例の詳細な動作を説明する。今、入力端子４１ａ、４１ｂに入力電源４０を印加した状態で、ドライバ１８からメインスイッチ素子１を駆動するための駆動パルスを発生させこの駆動パルスをメインスイッチ素子１のゲートに供給すると、メインスイッチ素子１がオン（導通）／オフ（不導通）動作を繰り返す。そして、該メインスイッチ素子１がオンになった時、該メインスイッチ素子１を介してトランス３０の一次コイル３１に励磁電流が流れる。
【００８０】
この時、トランス３０の二次コイル３２には、整流用同期整流素子２がオンする方向に電圧（誘起電圧）が発生し、該整流用同期整流素子２がオンする。この場合、トランス３０の二次コイル３２に発生した電圧により、二次コイル３２→出力平滑コンデンサ６→出力チョークコイル４→整流用同期整流素子２→二次コイル３２の経路で電流が流れ、出力平滑コンデンサ６が充電される。
【００８１】
この時、二次コイル３２の電圧はインバータ７により反転し、この反転した電圧が転流用同期整流素子３のゲートに印加するので、該転流用同期整流素子３がオフとなる。
【００８２】
また、この時、トランス３０の三次コイル３３には、二次コイル３２の電圧に応じた電圧が誘起される。この電圧により、三次コイル３３→電圧降下素子５０→平滑コンデンサ１１→チョークコイル１０→整流用ダイオード８→三次コイル３３の経路で電流が流れ、平滑コンデンサ１１が充電される。
【００８３】
Ｂ：次に、ドライバ１８からの駆動パルスによりメインスイッチ素子１がオフになると、トランス３０の一次コイル３１に前記と逆方向の電圧が誘起される（端子３２側が＋となる）ので、整流用同期整流素子２はオフとなる。この時、二次コイル３２の電圧（前記と逆向き極性の電圧）はインバータ７により反転し、この反転した電圧が転流用同期整流素子３のゲートに印加するので、該転流用同期整流素子３がオンとなる。
【００８４】
そのため、出力チョークコイル４に蓄えられた電磁エネルギーにより、出力チョークコイル４→転流用同期整流素子３→出力平滑コンデンサ６→出力チョークコイル４の経路でフライホイール電流が流れ、出力平滑コンデンサ６が充電される（常に同じ極性で充電される。）。
【００８５】
この時、トランス３０の三次コイル３３には、前記と逆極性の電圧（端子３３ｂ側が＋）が発生するが、整流用ダイオード８が逆バイアスされてオフとなり、三次コイル３３の誘起電圧によっては電流は流れない。しかし、この時、チョークコイル１０に蓄えられた電磁エネルギーにより、チョークコイル１０→転流用ダイオード９→平滑コンデンサ１１→チョークコイル１０の経路でフライホイール電流が流れ、平滑コンデンサ１１が充電される（常に同じ極性で充電される）。
【００８６】
以降、同様にして動作が繰り返されるが、前記平滑コンデンサ１１の充電電圧により抵抗１２、１３には一定の直流電圧が発生する。この電圧は、二次側の出力電圧に対応した電圧（出力電圧を間接的に検出する電圧）となっている。この場合、前記抵抗１２、１３の電圧（平滑コンデンサ１１の電圧と同じ）は、ドライバ１８に印加する。また、前記２つの抵抗で分圧した電圧（抵抗１２の端子電圧）はエラーアンプ１５に入力し、基準電圧１４との差分が取り出される。
【００８７】
そして、コンパレータ１７では、前記エラーアンプの出力を三角波発生器１６の出力電圧と比較されて矩形波信号を出力し、ドライバ１８から駆動信号（パルス信号）がメインスイッチ素子１のゲートに印加する。これによりメインスイッチ素子１は前記と同様のオン／オフ動作を繰り返す。
【００８８】
(4) ：入力電圧が変動した場合の動作説明
図２に示したＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力電圧Ｖinが変動すると、出力電圧Ｖｏに対する出力電圧検出回路１９の検出電圧にずれが生じる。この場合、出力電圧検出回路１９の転流回路の転流素子（転流用ダイオード９）と直列であって、かつ、整流回路の整流電流が流れない経路に電圧降下素子５０を接続している。
【００８９】
そのため、出力電圧検出回路１９の検出電圧に基づいてメインスイッチ素子１のオン／オフ動作を制御するが、トランス３０の二次コイル３２、三次コイル３３に発生する電圧は、電圧降下素子５０の影響を受け、出力電圧も変化する。
【００９０】
このように、出力電圧と検出電圧とのずれを補正するよう電圧降下素子５０を接続することにより、入力電圧が変動しても、安定な出力電圧を供給することができる。
【００９１】
例２では、電圧降下素子５０は、入力電圧Ｖinが高い時出力電圧Ｖｏを上げる方向に補正するように挿入されている。そのため、入力電圧が高い時、ドライバ１８はメインスイッチ素子１のオン時間を長くして出力電圧を増加させるように動作する。
【００９２】
§４：例３のＤＣ−ＤＣコンバータの説明
図３は例３の回路構成図である。以下、図３に基づいて、例３のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。
【００９３】
(1) ：例３の特徴
例３の特徴は、入力電圧Ｖinが高い時出力電圧Ｖｏを下げる方向に補正すると共に、入力電圧Ｖinが高い時出力電圧Ｖｏを上げる方向に補正する場合（例１＋例２）の例である。
【００９４】
例３では、トランス３０の二次コイル３２の出力を整流平滑した出力電圧Ｖｏを間接的に検出するのに、該トランス３０に三次コイル３３を設け、この三次コイル３３に出力電圧検出回路１９を設け、該出力電圧検出回路１９を構成する整流用ダイオード８と直列であって、かつ、転流電流（フライホイール電流）が流れない経路に電圧降下素子５０（これを「第１の電圧降下素子」とも記す）を接続すると共に、転流用ダイオード９と直列であって、かつ、整流回路の整流電流が流れない経路に電圧降下素子５１（これを「第２の電圧降下素子」とも記す）を接続している。
【００９５】
(2) ：例３の詳細な説明
図３に示したように、トランス３０の二次コイル３２の出力を整流平滑した出力電圧Ｖｏを間接的に検出するのに、該トランス３０に三次コイル３３を設け、この三次コイル３３に出力電圧検出回路１９を設け、該出力電圧検出回路１９を構成する整流用ダイオード８と直列であって、かつ、転流電流（フライホイール電流）が流れない経路に電圧降下素子５０（第１の電圧降下素子）を接続すると共に、出力電圧検出回路１９を構成する転流用ダイオード９と直列であって、かつ、整流回路の整流電流が流れない経路に電圧降下素子５１（第２の電圧降下素子）を接続する。なお、他の回路構成や詳細な動作の説明は図１、図２の回路例と同じである。
【００９６】
(3) ：入力電圧が変動した場合の動作説明
図３に示したＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力電圧が変動すると、出力電圧Ｖｏに対する出力電圧検出回路１９の検出電圧にずれが生じる。この場合、入力電圧が変動すると、出力電圧Ｖｏに対する出力電圧検出回路１９の検出電圧にずれが生じる。そこで、入力電圧Ｖinが高くなった時に、前記第１の電圧降下素子により出力電圧を下げ、第２の電圧降下素子により出力電圧を上げる補正を行う。これにより、入力電圧が変動した場合でも、安定な出力電圧を供給することが可能になる。なお、他の回路構成や詳細な動作の説明は図１、図２の回路例と同じである。
【００９７】
§５：例４のＤＣ−ＤＣコンバータの説明
図４は例４の回路構成図である。以下、図４に基づいて、例４のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。
【００９８】
(1) ：例４のＤＣ−ＤＣコンバータの説明
例４は、入力電圧Ｖinが高い時出力電圧Ｖｏを下げる方向に補正する場合の例であり、トランス３０の二次コイル３２の出力を整流平滑した出力電圧Ｖｏを間接的に検出するのに、該トランス３０に三次コイル３３を設け、この三次コイル３３に出力電圧検出回路１９を設け、該出力電圧検出回路１９を構成する整流用ダイオード８と直列であって、かつ、転流電流（フライホイール電流）が流れない経路に抵抗５２を接続した点である。
【００９９】
この場合、入力電圧Ｖinが変動すると、出力電圧Ｖｏに対する出力電圧検出回路１９の検出電圧にずれが生じる。そこで、この検出電圧のずれを補正するため出力電圧検出回路１９に抵抗５２を挿入している。これにより、入力電圧Ｖinが変動した場合でも、安定な出力電圧Ｖｏを供給することが可能になる。なお、他の回路構成や詳細な動作の説明は図１の回路例と同じである。
【０１００】
§６：例５のＤＣ−ＤＣコンバータの説明
図５は例５の回路構成図である。以下、図５に基づいて、例５のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。
【０１０１】
(1) ：例５のＤＣ−ＤＣコンバータの説明
例５は、入力電圧Ｖinが高い時出力電圧Ｖｏを下げる方向に補正する場合の例であり、トランス３０の二次コイル３２の出力を整流平滑した出力電圧Ｖｏを間接的に検出するのに、該トランス３０に三次コイル３３を設け、この三次コイル３３に出力電圧検出回路１９を設け、該出力電圧検出回路１９を構成する整流用ダイオード８と直列であって、かつ、転流電流（フライホイール電流）が流れない経路にダイオード５３を接続した点である。
【０１０２】
この場合、入力電圧Ｖinが変動すると、出力電圧Ｖｏに対する出力電圧検出回路１９の検出電圧にずれが生じる。そこで、この検出電圧のずれを補正するため出力電圧検出回路１９にダイオード５３を挿入している。これにより、入力電圧Ｖinが変動した場合でも、安定な出力電圧Ｖｏを供給することが可能になる。なお、他の回路構成や詳細な動作の説明は図１の回路例と同じである。
【０１０３】
§７：電圧降下素子の具体例
図６は、電圧降下素子の具体例である。前記例１、例２に示したＤＣ−ＤＣコンバータでは、電圧降下素子５０が使用されていたが、これらの電圧降下素子５０は、図６に示した具体的な素子のいずれかを使用する。
【０１０４】
（Ａ）は電圧降下素子５０として抵抗（又は抵抗体）５２を使用した例である。（Ｂ）は電圧降下素子５０としてダイオード５３を使用した例である。（Ｃ）は電圧降下素子５０としてダイオード５３を複数個（この例では２個）使用した例である。（Ｄ）は電圧降下素子５０としてＮＰＮトランジスタ５４を使用した例である。（Ｅ）は電圧降下素子５０としてＰＮＰトランジスタ５４を使用した例である。（Ｆ）は電圧降下素子５０として半導体素子（例えば、ダイオード５３）と抵抗（又は抵抗体）５２を組み合わせ使用した例である。
【０１０５】
なお、前記の例の他に、ダイオード、トランジスタ以外の他の半導体素子、或いは複数の半導体素子を組み合わせた組み合わせ素子等を使用することが可能である。
【０１０６】
§８：回路特性の説明
図７は回路特性の説明図である。以下、図７に基づいて回路特性を説明する。
【０１０７】
(1) ：回路特性で使用する符号の説明
以下に使用する回路特性で使用する符号を次のように定義する。
【０１０８】
ΔＩＤ：チョークコイル１０に流れる電流の変化分
ＶＤ：出力電圧検出回路１９の出力電圧
Ｌ３：チョークコイル１０のインダクタンス値
ΔＩｏ：出力チョークコイル４に流れる電流の変化分
Ｖｏ：出力電圧
Ｎ１：トランス３０の一次コイル３１の巻数
Ｎ２：トランス３０の二次コイル３２の巻数
Ｎ３：トランス３０の三次コイル３３の巻数
Ｖin：入力電圧
ＶＦ２：整流素子２のオン時の電圧降下値（オン電圧）
ＶＦ３：整流素子３のオン時の電圧降下値（オン電圧）
ＶＦ８：整流素子８のオン時の電圧降下値（オン電圧）
ＶＦ９：整流素子９のオン時の電圧降下値（オン電圧）
Ｔon：メインスイッチ素子１のオン時間
Ｔ：三角波発生器の１周期の時間（ＤＣ−ＤＣコンバータの発振周期時間）
(2) ：回路特性の説明
メインスイッチ素子１がオンしている時、チョークコイル１０に流れる電流ＩＤの変化分ΔＩＤをチョークコイル１０両端に印加される電圧より求めると次式で表せる。
【０１０９】
【数１】
【０１１０】
（例１）
例えば、それぞれの値が以下のような場合の出力電圧Ｖｏの変化を計算すると、（何らかの要因でＶＦ２の値がＶＦ３より大きい時）次式のようになる。
【０１１１】
【数２】
【０１１２】
この場合の特性図（補正前）は図８のＡ図のようになる。図８のＡ図において、横軸は入力電圧Ｖin、縦軸はｆ（Ｖin）を表す。なお、前記ｆ（Ｖin）は出力電圧と同じである。
【０１１３】
例１のような場合、ＶＦ８に０．２Ｖの電圧降下素子を接続し補正した時の結果は次のようになる。
【０１１４】
【数３】
【０１１５】
この場合の特性図は図８のＢ図のようになる。この図は特性図（補正後）を示す図であり、ｆ（Ｖin）はＶinの変化に対して変化しない特性となっている。すなわち、電圧降下素子により回路特性が十分に補正されていることが分かる。
【０１１６】
（例２）
例えば、それぞれの値が以下のような場合の出力電圧Ｖｏの変化を計算すると、（何らかの要因でＶＦ２の値がＶＦ３より大きい時）次式のようになる。
【０１１７】
【数４】
【０１１８】
この場合の特性図（補正前）は図９のＡ図のようになる。図９のＡ図において、横軸は入力電圧Ｖin、縦軸はｆ（Ｖin）を表す。なお、前記ｆ（Ｖin）は出力電圧と同じである。
【０１１９】
例２のような場合、ＶＦ９に０．２Ｖの電圧降下素子を接続し補正した時の結果は次のようになる。
【０１２０】
【数５】
【０１２１】
この場合の特性図は図９のＢ図のようになる。この図は特性図（補正後）を示す図であり、ｆ（Ｖin）はＶinの変化に対して変化しない特性となっている。すなわち、電圧降下素子により回路特性が十分に補正されていることが分かる。
【０１２２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば次のような効果がある。
【０１２９】
請求項１では、整流素子と直列であって、かつ、転流回路の転流電流が流れる経路を除いた部分に１個又は複数個の半導体素子からなる第１の電圧降下素子を接続し、転流素子と直列であって、かつ、整流回路の整流電流が流れる経路を除いた部分に１個又は複数個の半導体素子からなる第２の電圧降下素子を接続すると共に、前記出力電圧検出回路の検出電圧に基づいて前記メインスイッチ素子をオン／オフ駆動している。
【０１３０】
この場合、１個又は複数個の半導体素子からなる第１の電圧降下素子は、入力電圧が高い時出力電圧を下げる方向に補正するように挿入されているから、入力電圧が高くなった時、出力電圧を下げる方向にメインスイッチ素子の駆動制御を行なうことで補正する。
【０１３１】
また、１個又は複数個の半導体素子からなる第２の電圧降下素子は、入力電圧が高い時出力電圧を上げる方向に補正するように挿入されているから、入力電圧が高くなった時、出力電圧を上げる方向にメインスイッチ素子の駆動制御を行なうことで補正する。
【０１３２】
このようにすれば、入力電圧の変動に対し出力電圧を安定的に出力するのに、従来例のような複雑な構成の回路を使用することなく、回路構成が簡単で安価な回路により実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態における例１の回路構成図である。
【図２】本発明の実施の形態における例２の回路構成図である。
【図３】本発明の実施の形態における例３の回路構成図である。
【図４】本発明の実施の形態における例４の回路構成図である。
【図５】本発明の実施の形態における例５の回路構成図である。
【図６】本発明の実施の形態における電圧降下素子の具体例である。
【図７】本発明の実施の形態における回路特性の説明図である。
【図８】本発明の実施の形態における例１の入出力特性図であり、Ａ図は特性図（補正前）、Ｂ図は特性図（補正後）である。
【図９】本発明の実施の形態における例２の入出力特性図であり、Ａ図は特性図（補正前）、Ｂ図は特性図（補正後）である。
【図１０】従来例の説明図である。
【符号の説明】
１ メインスイッチ素子
２ 整流用同期整流素子
３ 転流用同期整流素子
４ 出力チョークコイル
５ 入力コンデンサ
６ 出力平滑コンデンサ
７ インバータ
８ 整流用ダイオード
９ 転流用ダイオード
１０ チョークコイル
１１ 平滑コンデンサ
１２、１３ 抵抗（抵抗体）
１４ 基準電圧
１５ エラーアンプ
１６ 三角波発生器
１７ コンパレータ
１８ ドライバ
１９ 出力電圧検出回路
２０ 二次側整流平滑回路
３０ トランス
３１ 一次コイル
３２ 二次コイル
３３ 三次コイル
４０ 入力電源
４１ 入力端子
４２ 出力端子
４３ 負荷
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子機器、電気機器等の各種機器の電源として使用されるＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、入力電圧の変動に対し、出力電圧を安定的に出力することが可能な技術が開発されていた（特許文献１参照）以下、前記特許文献１を従来例として具体的に説明する。
【０００３】
図１０は従来例の説明図である。以下、図１０に基づいて従来例を説明する。
【０００４】
従来例において特徴的なことは、図１０に示すように、補正電圧生成用巻線Ｎｓと補正電圧重畳回路２２が設けられていることである。この例では、補正電圧生成用巻線Ｎｓと補正電圧重畳回路２２が設けられていないと仮定した場合には、出力回路である二次側回路３のダイオード６、７や検出回路１２のダイオード１３、１４の各順方向電圧特性等の特性や、一次巻線Ｎ１に対する二次巻線Ｎ２の結合度や、一次巻線Ｎ１に対する三次巻線Ｎ３の結合度等の予め定まっている様々な回路条件に基づいて、入力電圧Ｖinの変動に起因して二次側回路３の出力電圧Ｖout に対する検出回路１２の検出電圧が上方にずれることが分かっており、この検出回路１２の検出電圧をそのまま制御回路１１に加えると、その制御回路１１による主スイッチ素子Ｑのスイッチング制御動作によって、入力電圧Ｖinが大きくなるに従って出力電圧Ｖout が設定の電圧値よりも下方側にずれた電圧値となってしまい、設定の電圧値の出力電圧Ｖout を出力することができないという問題が生じてしまう。
【０００５】
そこで、前記の問題を防止するために、補正電圧生成用巻線Ｎｓと補正電圧重畳回路２２を設けた。つまり、図示のように、補正電圧生成用巻線Ｎｓはトランス１に設けられており、入力電圧Ｖinに応じた電圧が発生する。
【０００６】
また、補正電圧重畳回路２２はダイオード２３とコンデンサ２４と抵抗体２５を有して構成されており、ダイオード２３のカソード側は補正電圧生成用巻線Ｎｓの一端側に接続され、この補正電圧生成用巻線Ｎｓの他端側にコンデンサ２４の一端側が接続され、このコンデンサ２４の他端側はダイオード２３のアノード側に接続される。
【０００７】
また、上記補正電圧生成用巻線Ｎｓとコンデンサ２４との接続部は補正電圧重畳回路２２の出力端２２ａに導通接続され、上記ダイオード２３のアノード側には抵抗体２５の一端側が接続され、この抵抗体２５の他端側は補正電圧重畳回路２２の出力端２２ｂに導通接続されている。
【０００８】
上記構成の補正電圧重畳回路２２では、上記補正電圧生成用巻線Ｎｓに発生した電圧をダイオード２３とコンデンサ２４が整流平滑し、この整流平滑された電圧を上記抵抗体２５は次に示す補正電圧まで降下させる。換言すれば、抵抗体２５は上記整流平滑された電圧を補正電圧まで降下させることができる抵抗値を有している。
【０００９】
上記補正電圧とは、前記入力電圧Ｖinの変動に応じた出力電圧Ｖout に対する検出回路１２の検出電圧のずれを補正するための電圧である。補正電圧生成用巻線Ｎｓには入力電圧Ｖinに応じた電圧が発生することから、この補正電圧生成用巻線Ｎｓの電圧を利用することにより、補正電圧重畳回路２２は上記補正電圧を生成することができる。
【００１０】
前述したように、入力電圧Ｖinの変動に起因して出力電圧Ｖout に対する検出回路１２の検出電圧は上方側にずれることから、その上方側へのずれを上記補正電圧によって補正することができるように、検出回路１２には補正電圧重畳回路２２が接続されている。つまり、上記補正電圧によって検出回路１２の検出電圧が下がるように、補正電圧重畳回路２２の一方の出力端２２ａは分圧抵抗体１８とコンデンサ１６の接続部側に接続され、他方の出力端２２ｂは分圧抵抗体１８と分圧抵抗体１９の接続部に接続されている。
【００１１】
このように、補正電圧重畳回路２２が検出回路１２に接続されることによって、検出回路１２の検出電圧に補正電圧重畳回路２２の補正電圧が重畳されることになり、入力電圧Ｖinに応じた出力電圧Ｖout に対する検出電圧の上方側へのずれが補正され、この補正された検出電圧が制御回路１１に供給される。
【００１２】
この例では、制御回路１１は誤差増幅器２６とコンパレータ２７と基準電圧源２８と三角波発振回路２９を有して構成されており、上記補正電圧が重畳された検出電圧に基づいて、設定の電圧値の出力電圧Ｖout が安定的に出力するように、主スイッチ素子Ｑのオン・オフ動作を制御する。
【００１３】
この例によれば、入力電圧Ｖinに応じた出力電圧Ｖout に対する検出電圧のずれを補正するための補正電圧を生成し、この補正電圧を検出電圧に重畳させて検出電圧の補正を行い、この補正された検出電圧を制御回路１１に出力する構成としたので、入力電圧Ｖinが変動しても、その入力電圧Ｖinの変動の悪影響を受けることなく、設定の電圧値を持つ出力電圧Ｖout を安定的に負荷に出力することができる。
【００１４】
【特許文献１】
特開２００１−２５２４５号公報
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
前記のような従来のものにおいては、次のような課題があった。
【００１６】
前記従来の技術では、入力電圧Ｖinの変動に起因して二次側回路３の出力電圧Ｖout に対する検出回路１２の検出電圧が上方にずれることが分かっており、この検出回路１２の検出電圧をそのまま制御回路１１に加えると、その制御回路１１による主スイッチ素子Ｑのスイッチング制御動作によって、入力電圧Ｖinが大きくなるに従って出力電圧Ｖout が設定の電圧値よりも下方側にずれた電圧値となってしまい、設定の電圧値の出力電圧Ｖout を出力することができないという問題が生じてしまう。そこで、従来、前記の問題を防止するために、補正電圧生成用巻線Ｎｓと補正電圧重畳回路２２を設けた。
【００１７】
しかし、補正電圧重畳回路２２はダイオード２３とコンデンサ２４と抵抗体２５を有して構成されており、ダイオード２３のカソード側は補正電圧生成用巻線Ｎｓの一端側に接続され、この補正電圧生成用巻線Ｎｓの他端側にコンデンサ２４の一端側が接続され、このコンデンサ２４の他端側はダイオード２３のアノード側に接続される。
【００１８】
また、補正電圧生成用巻線Ｎｓとコンデンサ２４との接続部は補正電圧重畳回路２２の出力端２２ａに導通接続され、ダイオード２３のアノード側には抵抗体２５の一端側が接続され、この抵抗体２５の他端側は補正電圧重畳回路２２の出力端２２ｂに導通接続されている。このように、従来例では、回路構成が複雑で、高価なものである。
【００１９】
本発明は、このような従来の課題を解決し、入力電圧の変動に対し出力電圧を安定的に出力するのに、従来例のような複雑な構成の回路を使用することなく、回路構成が簡単で安価な回路により実現できるようにすることを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記の目的を達成するため、次のように構成した。
【００２３】
すなわち、トランスの一次コイルと直列にメインスイッチ素子を接続し、該トランスの二次コイルの電圧を出力電圧とし、この出力電圧を間接的に検出するため該トランスに三次コイルを設け、
該三次コイルに発生する電圧に応じて前記メインスイッチ素子をオン／オフ駆動して前記出力電圧を一定電圧に制御するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記三次コイルに、該三次コイルに直列接続された整流素子を含む整流回路及び転流素子を含む転流回路からなる整流平滑回路により構成され、前記出力電圧を間接的に検出する出力電圧検出回路を接続し、前記出力電圧検出回路の内、前記整流素子と直列であって、かつ、前記転流回路の転流電流が流れる経路を除いた部分に１個又は複数個の半導体素子からなる第１の電圧降下素子を接続し、前記転流素子と直列であって、かつ、前記整流回路の整流電流が流れる経路を除いた部分に１個又は複数個の半導体素子からなる第２の電圧降下素子を接続すると共に、前記出力電圧検出回路の検出電圧に基づいて前記メインスイッチ素子をオン／オフ駆動することを特徴とする。
【００２５】
（作用）
前記構成に基づく本発明の作用を説明する。
【００３２】
本発明では、整流素子と直列であって、かつ、転流回路の転流電流が流れる経路を除いた部分に１個又は複数個の半導体素子からなる第１の電圧降下素子を接続し、転流素子と直列であって、かつ、整流回路の整流電流が流れる経路を除いた部分に１個又は複数個の半導体素子からなる第２の電圧降下素子を接続すると共に、前記出力電圧検出回路の検出電圧に基づいてメインスイッチ素子をオン／オフ駆動している。
【００３３】
この場合、１個又は複数個の半導体素子からなる第１の電圧降下素子は、入力電圧が高い時出力電圧を下げる方向に補正するように挿入されているから、入力電圧が高くなった時、出力電圧を下げる方向にメインスイッチ素子の駆動制御を行なうことで補正する。
【００３４】
また、１個又は複数個の半導体素子からなる第２の電圧降下素子は、入力電圧が高い時出力電圧を上げる方向に補正するように挿入されているから、入力電圧が高くなった時、出力電圧を上げる方向にメインスイッチ素子の駆動制御を行なうことで補正する。
【００３５】
このようにすれば、入力電圧の変動に対し出力電圧を安定的に出力するのに、従来例のような複雑な構成の回路を使用することなく、回路構成が簡単で安価な回路により実現できる。
【００３８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【００３９】
§１：ＤＣ−ＤＣコンバータの概要
本実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの最大の特徴は、トランスの二次コイルの出力を整流平滑した出力電圧を間接的に検出するのに、該トランスに三次コイルを設け、この三次コイルに出力電圧検出回路を設けた点である。
【００４０】
この場合、入力電圧が変動すると、出力電圧に対する出力電圧検出回路の検出電圧にずれが生じる。そこで、この検出電圧のずれを補正するために、出力電圧検出回路に検出電圧補正用の電圧降下素子を設けている。
【００４１】
具体的には、入力電圧が高い時、出力電圧を下げる方向に補正する時は、整流素子と直列であって、かつ、転流回路の転流電流が流れる経路を除いた部分に電圧降下素子を接続し、出力電圧を上げる方向に補正する時は、転流素子と直列であって、かつ、前記整流回路の整流電流が流れる経路を除いた部分に電圧降下素子を接続する。
【００４２】
そして、出力電圧検出回路の検出電圧に基づいて、メインスイッチ素子のオン／オフ動作を制御するが、トランスの二次コイル、三次コイルに発生する電圧は、電圧降下素子の影響を受け、出力電圧も変化する。
【００４３】
このように、出力電圧と検出電圧とのずれを補正するよう電圧降下素子を接続することにより、入力電圧が変動した場合でも、安定な出力電圧を供給することが可能になる。以下、更に具体的な例に基づいて説明する。
【００４４】
§２：例１のＤＣ−ＤＣコンバータの説明
図１は例１の回路構成図であり、Ａ図はＤＣ−ＤＣコンバータの全体図、Ｂ図はドライバの詳細構成図である。なお、図１の回路例は、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを同期整流型のフォワードコンバータに適用した例である。以下、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。
【００４５】
(1) ：例１のＤＣ−ＤＣコンバータの特徴
例１の特徴は、入力電圧Ｖinが高い時出力電圧Ｖｏを下げる方向に補正する場合の例であり、トランス３０の二次コイル３２の出力を整流平滑した出力電圧Ｖｏを間接的に検出するのに、該トランス３０に三次コイル３３を設け、この三次コイル３３に出力電圧検出回路１９を設け、該出力電圧検出回路１９を構成する整流用ダイオード８と直列であって、かつ、転流電流（フライホイール電流）が流れない経路に電圧降下素子５０を接続した点である。
【００４６】
この場合、入力電圧が変動すると、出力電圧Ｖｏに対する出力電圧検出回路１９の検出電圧にずれが生じる。そこで、この検出電圧のずれを補正するため出力電圧検出回路１９に電圧降下素子５０を挿入している。
【００４７】
すなわち、入力電圧が高くなった時に出力電圧を下げる方向に補正を行うため、出力電圧検出回路１９の内、整流用ダイオード８と直列であって、かつ、転流回路の転流電流が流れる経路を除いた部分に電圧降下素子５０を接続すると共に、出力電圧検出回路１９の検出電圧に基づいてメインスイッチ素子１をオン／オフ駆動している。これにより、入力電圧が変動した場合でも、安定な出力電圧を供給することが可能になる。
【００４８】
(2) ：例１の回路構成の詳細な説明
図１のＡ図において、１はメインスイッチ素子（主スイッチング素子）、２は整流用同期整流素子、３は転流用同期整流素子であり、これら各素子は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）で構成する。
【００４９】
４は出力チョークコイル、５は入力コンデンサ、６は出力平滑コンデンサ、７はインバータ、８は整流用ダイオード、９は転流用ダイオード、１０はチョークコイル、１１は平滑コンデンサ、１２、１３、５２は抵抗（又は抵抗体）である。
【００５０】
１４は基準電圧、１５はエラーアンプ（エラー増幅器）、１６は三角波発生器、１７はエラーアンプ１５の出力と三角波発生器１６の出力とを比較するためのコンパレータ（比較器）、１８はメインスイッチ素子１を駆動するためのドライバである。
【００５１】
１９は出力電圧検出回路、２０は二次側整流平滑回路、３０はトランスであり、３１は一次コイル（一次巻線）、３２は二次コイル（二次巻線）、３３は三次コイル（三次巻線）を示す。また、４０は入力電源、４１は入力端子、４２は出力端子、４３は負荷、５０は電圧降下素子を示す。また、ｄ１、ｄ２、ｄ３はそれぞれ前記素子１、２、３の内蔵ダイオードを示す。
【００５２】
図１のＡ図に示したＤＣ−ＤＣコンバータの入力側には、トランス３０が設けられ、該トランス３０の一次コイル３１にはメインスイッチ素子１が直列に接続され、ドライバ１８により駆動制御されるように構成されている。そして、メインスイッチ素子１のオン／オフ（導通／不導通）により一次コイル３１に発生する励磁エネルギー（電磁エネルギー）を、断続的にトランス３０の二次側及び三次側に供給するようになっている。
【００５３】
入力側は、入力電源４０が供給される入力端子４１ａ、４１ｂ間に入力コンデンサ５が接続され、入力電圧を平滑化している。トランス３０の二次コイル３２には、出力チョークコイル４、出力平滑コンデンサ６、整流用同期整流素子２（ＭＯＳＦＥＴ）、転流用同期整流素子３（ＭＯＳＦＥＴ）を含む整流平滑回路が接続されている。この場合、出力平滑コンデンサ６と出力チョークコイル４の直列回路に対して、転流用同期整流素子３が接続されている。
【００５４】
また、トランス３０の三次コイル３３には、出力電圧検出回路１９が接続され、この出力電圧検出回路１９の出力側に、抵抗１２、１３の直列回路が接続され、該抵抗の両端電圧（出力電圧検出回路１９の検出電圧）がドライバ１８に印加すると共に、該抵抗１２、１３の接続点の電位がエラーアンプ１５の一方の入力端子（−側）に入力している。また、エラーアンプ１５の他方の入力端子（＋側）には基準電圧１４が入力している。
【００５５】
そして、出力電圧検出回路１９では、三次コイル３３に、電圧降下素子５０と、平滑コンデンサ１１と、チョークコイル１０と、整流用ダイオード８の直列回路を接続し、前記平滑コンデンサ１１と、チョークコイル１０の直列回路に並列に、転流用ダイオード９を接続している。
【００５６】
また、前記平滑コンデンサ１１と並列に、抵抗１２、１３の直列回路を接続して平滑コンデンサ１１の充電電圧（直流電圧）を分圧し、その分圧した電圧（抵抗１２の電圧）をエラーアンプ１５に入力している。また、エラーアンプ１５には、前記分圧した電圧（抵抗１２の電圧）を入力すると共に、基準電圧１４を入力し、前記基準電圧１４と前記分圧した電圧（抵抗１２の電圧）との差分の電圧（エラー電圧値）をコンパレータ１７に出力する。
【００５７】
コンパレータ１７では、エラーアンプ１５の出力電圧と三角波発生器１６の出力電圧を比較し、両者の差の電圧をドライバ１８へ出力する。ドライバ１８では、前記コンパレータ１７からの出力電圧を入力し、パルス電圧を発生させてメインスイッチ素子１のゲートへ印加することで、メインスイッチ素子１をオン／オフ駆動するように構成されている。
【００５８】
また、前記ドライバ１８は、図１のＢ図のように構成されている。すなわち、前記ドライバ１８は、詳細には、バイポーラ型トランジスタ（以下、単に「トランジスタ」と記す）Ｑ１とＱ２が図示のように接続されている。この場合、トランジスタＱ１がＮＰＮ型トランジスタで、トランジスタＱ２がＰＮＰ型トランジスタで構成され、互いのベース電極（入力ＩＮ側）とエミッタ電極（出力ＯＵＴ側）が共通接続されている。
【００５９】
このように接続されていると、入力ＩＮ側が所定電圧以上の時、トランジスタＱ１：オン、Ｑ２：オフとなり、出力ＯＵＴ側がハイレベルの電圧Ｖｄｄとなる。また、逆に、入力ＩＮ側が所定電圧以下の時、トランジスタＱ１：オフ、Ｑ２：オンとなり、出力ＯＵＴ側がローレベルの電圧Ｖｓｓとなる（Ｖｄｄ＞Ｖｓｓ）。
【００６０】
なお、３１ａ、３１ｂはトランス３０の一次コイル３１の両端子、３２ａ、３２ｂはトランス３０の二次コイル３２の両端子、３３ａ、３３ｂはトランス３０の三次コイル３３の両端子である。
【００６１】
(3) ：例１の詳細な動作の説明
以下、図１に示した回路例の詳細な動作を説明する。
【００６２】
今、入力端子４１ａ、４１ｂに入力電源４０を印加した状態で、ドライバ１８からメインスイッチ素子１を駆動するための駆動パルスを発生させ、この駆動パルスをメインスイッチ素子１のゲートに供給すると、メインスイッチ素子１がオン（導通）／オフ（不導通）動作を繰り返す。そして、該メインスイッチ素子１がオンになった時、該メインスイッチ素子１を介してトランス３０の一次コイル３１に励磁電流が流れる。
【００６３】
この時、トランス３０の二次コイル３２には、整流用同期整流素子２がオンする方向に電圧（誘起電圧）が発生し、該整流用同期整流素子２がオンする。この場合、トランス３０の二次コイル３２に発生した電圧により、二次コイル３２→出力平滑コンデンサ６→出力チョークコイル４→整流用同期整流素子２→二次コイル３２の経路で電流が流れ、出力平滑コンデンサ６が充電される。
【００６４】
この時、二次コイル３２の電圧はインバータ７により反転し、この反転した電圧が転流用同期整流素子３のゲートに印加するので、該転流用同期整流素子３がオフとなる。
【００６５】
またこの時、トランス３０の三次コイル３３には、二次コイル３２の電圧に応じた電圧が誘起される。この電圧により、三次コイル３３→電圧降下素子５０→平滑コンデンサ１１→チョークコイル１０→整流用ダイオード８→三次コイル３３の経路で電流が流れ、平滑コンデンサ１１が充電される。
【００６６】
次に、ドライバ１８からの駆動パルスによりメインスイッチ素子１がオフになると、トランス３０の一次コイル３１に前記と逆方向の電圧が誘起される（端子３２側が＋となる）ので、整流用同期整流素子２はオフとなる。この時、二次コイル３２の電圧（前記と逆向き極性の電圧）はインバータ７により反転し、この反転した電圧が転流用同期整流素子３のゲートに印加するので、該転流用同期整流素子３がオンとなる。
【００６７】
そのため、出力チョークコイル４に蓄えられた電磁エネルギーにより、出力チョークコイル４→転流用同期整流素子３→出力平滑コンデンサ６→出力チョークコイル４の経路でフライホイール電流が流れ、出力平滑コンデンサ６が充電される（常に同じ極性で充電される。）。
【００６８】
この時、トランス３０の三次コイル３３には、前記と逆極性の電圧（端子３３ｂ側が＋）が発生するが、整流用ダイオード８が逆バイアスされてオフとなり、三次コイル３３の誘起電圧によっては電流は流れない。しかし、この時、チョークコイル１０に蓄えられた電磁エネルギーにより、チョークコイル１０→転流用ダイオード９→平滑コンデンサ１１→チョークコイル１０の経路でフライホイール電流が流れ、平滑コンデンサ１１が充電される（常に同じ極性で充電される。）。
【００６９】
以降、同様にして動作が繰り返されるが、前記平滑コンデンサ１１の充電電圧により抵抗１２、１３には一定の直流電圧が発生する。この電圧は、二次側の出力電圧に対応した電圧となっている。この場合、前記抵抗１２、１３の電圧（平滑コンデンサ１１の電圧と同じ）は、ドライバ１８に印加する。また、前記２つの抵抗で分圧した電圧（抵抗１２の端子電圧）はエラーアンプ１５に入力し、基準電圧１４との差分が取り出される。
【００７０】
そして、コンパレータ１７では、前記エラーアンプの出力を三角波発生器１６の出力電圧と比較されて矩形波信号を出力し、ドライバ１８から駆動信号（パルス信号）がメインスイッチ素子１のゲートに印加する。これによりメインスイッチ素子１は前記と同様のオン／オフ動作を繰り返す。
【００７１】
(4) ：入力電圧が変動した場合の動作説明
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力電圧Ｖinが変動すると、出力電圧Ｖｏに対する出力電圧検出回路１９の検出電圧にずれが生じる。この場合、出力電圧検出回路１９の整流回路に、電圧降下を発生させるための電圧降下素子５０（具体的には後述する）を直列に挿入している。
【００７２】
そのため、入力電圧Ｖinが高い時出力電圧Ｖｏを下げる方向に補正する。そして、出力電圧検出回路１９の検出電圧に基づいてメインスイッチ素子１のオン／オフ動作を制御するが、トランス３０の二次コイル３２、三次コイル３３に発生する電圧は、電圧降下素子５０の影響を受け出力電圧Ｖｏも変化する。
【００７３】
このように、出力電圧Ｖｏと検出電圧とのずれを補正するよう電圧降下素子５０を接続することにより、入力電圧が変動しても、安定な出力電圧を供給することができる。例１では、電圧降下素子５０は、入力電圧が高い時出力電圧Ｖｏを下げる方向に補正するように挿入されているから、入力電圧Ｖinが高い時、入力電圧が高くなったのを補正し、出力電圧を下げる。
【００７４】
§３：例２のＤＣ−ＤＣコンバータの説明
図２は例２の回路構成図である。以下、図２に基づいて、例２のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。
【００７５】
(1) ：例２のＤＣ−ＤＣコンバータの特徴
例２の特徴は、入力電圧Ｖinが高い時出力電圧Ｖｏを上げる方向に補正する場合の例であり、トランス３０の二次コイル３２の出力を整流平滑した出力電圧Ｖｏを間接的に検出するのに、該トランス３０に三次コイル３３を設け、この三次コイル３３に出力電圧検出回路１９を設け、該出力電圧検出回路１９を構成する転流用ダイオード９と直列であって、かつ、整流回路の整流電流が流れない経路に電圧降下素子５０を接続した点である。
【００７６】
この場合、入力電圧Ｖinが変動すると、出力電圧Ｖｏに対する出力電圧検出回路１９の検出電圧にずれが生じる。そこで、例２の回路では、入力電圧Ｖinが高くなった時に、出力電圧Ｖｏを上げる方向に補正する手段として、転流用素子（ダイオード）９と直列であって、かつ、整流回路の整流電流が流れない経路に電圧降下素子５０を接続する。これにより、入力電圧が変動した場合でも、安定な出力電圧を供給することが可能になる。
【００７７】
(2) ：例２の回路構成の詳細な説明
図２に示したように、出力電圧検出回路１９では、三次コイル３３に、平滑コンデンサ１１と、チョークコイル１０と、整流用ダイオード８の直列回路を接続し、平滑コンデンサ１１と、チョークコイル１０の直列回路に並列に、転流用ダイオード９と電圧降下素子５０の直列回路を接続している。
【００７８】
このように、出力電圧検出回路１９を構成する転流用ダイオード９と直列であって、かつ、整流回路の整流電流が流れない経路に電圧降下素子５０を接続している。なお、他の回路構成は図１の回路例と同じである。
【００７９】
(3) ：例２の詳細な動作の説明
以下、図２に示した回路例の詳細な動作を説明する。今、入力端子４１ａ、４１ｂに入力電源４０を印加した状態で、ドライバ１８からメインスイッチ素子１を駆動するための駆動パルスを発生させこの駆動パルスをメインスイッチ素子１のゲートに供給すると、メインスイッチ素子１がオン（導通）／オフ（不導通）動作を繰り返す。そして、該メインスイッチ素子１がオンになった時、該メインスイッチ素子１を介してトランス３０の一次コイル３１に励磁電流が流れる。
【００８０】
この時、トランス３０の二次コイル３２には、整流用同期整流素子２がオンする方向に電圧（誘起電圧）が発生し、該整流用同期整流素子２がオンする。この場合、トランス３０の二次コイル３２に発生した電圧により、二次コイル３２→出力平滑コンデンサ６→出力チョークコイル４→整流用同期整流素子２→二次コイル３２の経路で電流が流れ、出力平滑コンデンサ６が充電される。
【００８１】
この時、二次コイル３２の電圧はインバータ７により反転し、この反転した電圧が転流用同期整流素子３のゲートに印加するので、該転流用同期整流素子３がオフとなる。
【００８２】
また、この時、トランス３０の三次コイル３３には、二次コイル３２の電圧に応じた電圧が誘起される。この電圧により、三次コイル３３→電圧降下素子５０→平滑コンデンサ１１→チョークコイル１０→整流用ダイオード８→三次コイル３３の経路で電流が流れ、平滑コンデンサ１１が充電される。
【００８３】
Ｂ：次に、ドライバ１８からの駆動パルスによりメインスイッチ素子１がオフになると、トランス３０の一次コイル３１に前記と逆方向の電圧が誘起される（端子３２側が＋となる）ので、整流用同期整流素子２はオフとなる。この時、二次コイル３２の電圧（前記と逆向き極性の電圧）はインバータ７により反転し、この反転した電圧が転流用同期整流素子３のゲートに印加するので、該転流用同期整流素子３がオンとなる。
【００８４】
そのため、出力チョークコイル４に蓄えられた電磁エネルギーにより、出力チョークコイル４→転流用同期整流素子３→出力平滑コンデンサ６→出力チョークコイル４の経路でフライホイール電流が流れ、出力平滑コンデンサ６が充電される（常に同じ極性で充電される。）。
【００８５】
この時、トランス３０の三次コイル３３には、前記と逆極性の電圧（端子３３ｂ側が＋）が発生するが、整流用ダイオード８が逆バイアスされてオフとなり、三次コイル３３の誘起電圧によっては電流は流れない。しかし、この時、チョークコイル１０に蓄えられた電磁エネルギーにより、チョークコイル１０→転流用ダイオード９→平滑コンデンサ１１→チョークコイル１０の経路でフライホイール電流が流れ、平滑コンデンサ１１が充電される（常に同じ極性で充電される）。
【００８６】
以降、同様にして動作が繰り返されるが、前記平滑コンデンサ１１の充電電圧により抵抗１２、１３には一定の直流電圧が発生する。この電圧は、二次側の出力電圧に対応した電圧（出力電圧を間接的に検出する電圧）となっている。この場合、前記抵抗１２、１３の電圧（平滑コンデンサ１１の電圧と同じ）は、ドライバ１８に印加する。また、前記２つの抵抗で分圧した電圧（抵抗１２の端子電圧）はエラーアンプ１５に入力し、基準電圧１４との差分が取り出される。
【００８７】
そして、コンパレータ１７では、前記エラーアンプの出力を三角波発生器１６の出力電圧と比較されて矩形波信号を出力し、ドライバ１８から駆動信号（パルス信号）がメインスイッチ素子１のゲートに印加する。これによりメインスイッチ素子１は前記と同様のオン／オフ動作を繰り返す。
【００８８】
(4) ：入力電圧が変動した場合の動作説明
図２に示したＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力電圧Ｖinが変動すると、出力電圧Ｖｏに対する出力電圧検出回路１９の検出電圧にずれが生じる。この場合、出力電圧検出回路１９の転流回路の転流素子（転流用ダイオード９）と直列であって、かつ、整流回路の整流電流が流れない経路に電圧降下素子５０を接続している。
【００８９】
そのため、出力電圧検出回路１９の検出電圧に基づいてメインスイッチ素子１のオン／オフ動作を制御するが、トランス３０の二次コイル３２、三次コイル３３に発生する電圧は、電圧降下素子５０の影響を受け、出力電圧も変化する。
【００９０】
このように、出力電圧と検出電圧とのずれを補正するよう電圧降下素子５０を接続することにより、入力電圧が変動しても、安定な出力電圧を供給することができる。
【００９１】
例２では、電圧降下素子５０は、入力電圧Ｖinが高い時出力電圧Ｖｏを上げる方向に補正するように挿入されている。そのため、入力電圧が高い時、ドライバ１８はメインスイッチ素子１のオン時間を長くして出力電圧を増加させるように動作する。
【００９２】
§４：例３のＤＣ−ＤＣコンバータの説明
図３は例３の回路構成図である。以下、図３に基づいて、例３のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。
【００９３】
(1) ：例３の特徴
例３の特徴は、入力電圧Ｖinが高い時出力電圧Ｖｏを下げる方向に補正すると共に、入力電圧Ｖinが高い時出力電圧Ｖｏを上げる方向に補正する場合（例１＋例２）の例である。
【００９４】
例３では、トランス３０の二次コイル３２の出力を整流平滑した出力電圧Ｖｏを間接的に検出するのに、該トランス３０に三次コイル３３を設け、この三次コイル３３に出力電圧検出回路１９を設け、該出力電圧検出回路１９を構成する整流用ダイオード８と直列であって、かつ、転流電流（フライホイール電流）が流れない経路に電圧降下素子５０（これを「第１の電圧降下素子」とも記す）を接続すると共に、転流用ダイオード９と直列であって、かつ、整流回路の整流電流が流れない経路に電圧降下素子５１（これを「第２の電圧降下素子」とも記す）を接続している。
【００９５】
(2) ：例３の詳細な説明
図３に示したように、トランス３０の二次コイル３２の出力を整流平滑した出力電圧Ｖｏを間接的に検出するのに、該トランス３０に三次コイル３３を設け、この三次コイル３３に出力電圧検出回路１９を設け、該出力電圧検出回路１９を構成する整流用ダイオード８と直列であって、かつ、転流電流（フライホイール電流）が流れない経路に電圧降下素子５０（第１の電圧降下素子）を接続すると共に、出力電圧検出回路１９を構成する転流用ダイオード９と直列であって、かつ、整流回路の整流電流が流れない経路に電圧降下素子５１（第２の電圧降下素子）を接続する。なお、他の回路構成や詳細な動作の説明は図１、図２の回路例と同じである。
【００９６】
(3) ：入力電圧が変動した場合の動作説明
図３に示したＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力電圧が変動すると、出力電圧Ｖｏに対する出力電圧検出回路１９の検出電圧にずれが生じる。この場合、入力電圧が変動すると、出力電圧Ｖｏに対する出力電圧検出回路１９の検出電圧にずれが生じる。そこで、入力電圧Ｖinが高くなった時に、前記第１の電圧降下素子により出力電圧を下げ、第２の電圧降下素子により出力電圧を上げる補正を行う。これにより、入力電圧が変動した場合でも、安定な出力電圧を供給することが可能になる。なお、他の回路構成や詳細な動作の説明は図１、図２の回路例と同じである。
【００９７】
§５：例４のＤＣ−ＤＣコンバータの説明
図４は例４の回路構成図である。以下、図４に基づいて、例４のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。
【００９８】
(1) ：例４のＤＣ−ＤＣコンバータの説明
例４は、入力電圧Ｖinが高い時出力電圧Ｖｏを下げる方向に補正する場合の例であり、トランス３０の二次コイル３２の出力を整流平滑した出力電圧Ｖｏを間接的に検出するのに、該トランス３０に三次コイル３３を設け、この三次コイル３３に出力電圧検出回路１９を設け、該出力電圧検出回路１９を構成する整流用ダイオード８と直列であって、かつ、転流電流（フライホイール電流）が流れない経路に抵抗５２を接続した点である。
【００９９】
この場合、入力電圧Ｖinが変動すると、出力電圧Ｖｏに対する出力電圧検出回路１９の検出電圧にずれが生じる。そこで、この検出電圧のずれを補正するため出力電圧検出回路１９に抵抗５２を挿入している。これにより、入力電圧Ｖinが変動した場合でも、安定な出力電圧Ｖｏを供給することが可能になる。なお、他の回路構成や詳細な動作の説明は図１の回路例と同じである。
【０１００】
§６：例５のＤＣ−ＤＣコンバータの説明
図５は例５の回路構成図である。以下、図５に基づいて、例５のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。
【０１０１】
(1) ：例５のＤＣ−ＤＣコンバータの説明
例５は、入力電圧Ｖinが高い時出力電圧Ｖｏを下げる方向に補正する場合の例であり、トランス３０の二次コイル３２の出力を整流平滑した出力電圧Ｖｏを間接的に検出するのに、該トランス３０に三次コイル３３を設け、この三次コイル３３に出力電圧検出回路１９を設け、該出力電圧検出回路１９を構成する整流用ダイオード８と直列であって、かつ、転流電流（フライホイール電流）が流れない経路にダイオード５３を接続した点である。
【０１０２】
この場合、入力電圧Ｖinが変動すると、出力電圧Ｖｏに対する出力電圧検出回路１９の検出電圧にずれが生じる。そこで、この検出電圧のずれを補正するため出力電圧検出回路１９にダイオード５３を挿入している。これにより、入力電圧Ｖinが変動した場合でも、安定な出力電圧Ｖｏを供給することが可能になる。なお、他の回路構成や詳細な動作の説明は図１の回路例と同じである。
【０１０３】
§７：電圧降下素子の具体例
図６は、電圧降下素子の具体例である。前記例１、例２に示したＤＣ−ＤＣコンバータでは、電圧降下素子５０が使用されていたが、これらの電圧降下素子５０は、図６に示した具体的な素子のいずれかを使用する。
【０１０４】
（Ａ）は電圧降下素子５０として抵抗（又は抵抗体）５２を使用した例である。（Ｂ）は電圧降下素子５０としてダイオード５３を使用した例である。（Ｃ）は電圧降下素子５０としてダイオード５３を複数個（この例では２個）使用した例である。（Ｄ）は電圧降下素子５０としてＮＰＮトランジスタ５４を使用した例である。（Ｅ）は電圧降下素子５０としてＰＮＰトランジスタ５４を使用した例である。（Ｆ）は電圧降下素子５０として半導体素子（例えば、ダイオード５３）と抵抗（又は抵抗体）５２を組み合わせ使用した例である。
【０１０５】
なお、前記の例の他に、ダイオード、トランジスタ以外の他の半導体素子、或いは複数の半導体素子を組み合わせた組み合わせ素子等を使用することが可能である。
【０１０６】
§８：回路特性の説明
図７は回路特性の説明図である。以下、図７に基づいて回路特性を説明する。
【０１０７】
(1) ：回路特性で使用する符号の説明
以下に使用する回路特性で使用する符号を次のように定義する。
【０１０８】
ΔＩＤ：チョークコイル１０に流れる電流の変化分
ＶＤ：出力電圧検出回路１９の出力電圧
Ｌ３：チョークコイル１０のインダクタンス値
ΔＩｏ：出力チョークコイル４に流れる電流の変化分
Ｖｏ：出力電圧
Ｎ１：トランス３０の一次コイル３１の巻数
Ｎ２：トランス３０の二次コイル３２の巻数
Ｎ３：トランス３０の三次コイル３３の巻数
Ｖin：入力電圧
ＶＦ２：整流素子２のオン時の電圧降下値（オン電圧）
ＶＦ３：整流素子３のオン時の電圧降下値（オン電圧）
ＶＦ８：整流素子８のオン時の電圧降下値（オン電圧）
ＶＦ９：整流素子９のオン時の電圧降下値（オン電圧）
Ｔon：メインスイッチ素子１のオン時間
Ｔ：三角波発生器の１周期の時間（ＤＣ−ＤＣコンバータの発振周期時間）
(2) ：回路特性の説明
メインスイッチ素子１がオンしている時、チョークコイル１０に流れる電流ＩＤの変化分ΔＩＤをチョークコイル１０両端に印加される電圧より求めると次式で表せる。
【０１０９】
【数１】
（例１）
例えば、それぞれの値が以下のような場合の出力電圧Ｖｏの変化を計算すると、（何らかの要因でＶＦ２の値がＶＦ３より大きい時）次式のようになる。
【０１１１】
【数２】
この場合の特性図（補正前）は図８のＡ図のようになる。図８のＡ図において、横軸は入力電圧Ｖin、縦軸はｆ（Ｖin）を表す。なお、前記ｆ（Ｖin）は出力電圧と同じである。
【０１１３】
例１のような場合、ＶＦ８に０．２Ｖの電圧降下素子を接続し補正した時の結果は次のようになる。
【０１１４】
【数３】
この場合の特性図は図８のＢ図のようになる。この図は特性図（補正後）を示す図であり、ｆ（Ｖin）はＶinの変化に対して変化しない特性となっている。すなわち、電圧降下素子により回路特性が十分に補正されていることが分かる。
【０１１６】
（例２）
例えば、それぞれの値が以下のような場合の出力電圧Ｖｏの変化を計算すると、（何らかの要因でＶＦ２の値がＶＦ３より大きい時）次式のようになる。
【０１１７】
【数４】
この場合の特性図（補正前）は図９のＡ図のようになる。図９のＡ図において、横軸は入力電圧Ｖin、縦軸はｆ（Ｖin）を表す。なお、前記ｆ（Ｖin）は出力電圧と同じである。
【０１１９】
例２のような場合、ＶＦ９に０．２Ｖの電圧降下素子を接続し補正した時の結果は次のようになる。
【０１２０】
【数５】
この場合の特性図は図９のＢ図のようになる。この図は特性図（補正後）を示す図であり、ｆ（Ｖin）はＶinの変化に対して変化しない特性となっている。すなわち、電圧降下素子により回路特性が十分に補正されていることが分かる。
【０１２２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば次のような効果がある。
【０１２９】
請求項１では、整流素子と直列であって、かつ、転流回路の転流電流が流れる経路を除いた部分に１個又は複数個の半導体素子からなる第１の電圧降下素子を接続し、転流素子と直列であって、かつ、整流回路の整流電流が流れる経路を除いた部分に１個又は複数個の半導体素子からなる第２の電圧降下素子を接続すると共に、前記出力電圧検出回路の検出電圧に基づいて前記メインスイッチ素子をオン／オフ駆動している。
【０１３０】
この場合、１個又は複数個の半導体素子からなる第１の電圧降下素子は、入力電圧が高い時出力電圧を下げる方向に補正するように挿入されているから、入力電圧が高くなった時、出力電圧を下げる方向にメインスイッチ素子の駆動制御を行なうことで補正する。
【０１３１】
また、１個又は複数個の半導体素子からなる第２の電圧降下素子は、入力電圧が高い時出力電圧を上げる方向に補正するように挿入されているから、入力電圧が高くなった時、出力電圧を上げる方向にメインスイッチ素子の駆動制御を行なうことで補正する。
【０１３２】
このようにすれば、入力電圧の変動に対し出力電圧を安定的に出力するのに、従来例のような複雑な構成の回路を使用することなく、回路構成が簡単で安価な回路により実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態における例１の回路構成図である。
【図２】本発明の実施の形態における例２の回路構成図である。
【図３】本発明の実施の形態における例３の回路構成図である。
【図４】本発明の実施の形態における例４の回路構成図である。
【図５】本発明の実施の形態における例５の回路構成図である。
【図６】本発明の実施の形態における電圧降下素子の具体例である。
【図７】本発明の実施の形態における回路特性の説明図である。
【図８】本発明の実施の形態における例１の入出力特性図であり、Ａ図は特性図（補正前）、Ｂ図は特性図（補正後）である。
【図９】本発明の実施の形態における例２の入出力特性図であり、Ａ図は特性図（補正前）、Ｂ図は特性図（補正後）である。
【図１０】従来例の説明図である。
【符号の説明】
１ メインスイッチ素子
２ 整流用同期整流素子
３ 転流用同期整流素子
４ 出力チョークコイル
５ 入力コンデンサ
６ 出力平滑コンデンサ
７ インバータ
８ 整流用ダイオード
９ 転流用ダイオード
１０ チョークコイル
１１ 平滑コンデンサ
１２、１３ 抵抗（抵抗体）
１４ 基準電圧
１５ エラーアンプ
１６ 三角波発生器
１７ コンパレータ
１８ ドライバ
１９ 出力電圧検出回路
２０ 二次側整流平滑回路
３０ トランス
３１ 一次コイル
３２ 二次コイル
３３ 三次コイル
４０ 入力電源
４１ 入力端子
４２ 出力端子
４３ 負荷
Claims (1)
- トランスの一次コイルと直列にメインスイッチ素子を接続し、該トランスの二次コイルの電圧を出力電圧とし、この出力電圧を間接的に検出するため該トランスに三次コイルを設け、
該三次コイルに発生する電圧に応じて前記メインスイッチ素子をオン／オフ駆動して前記出力電圧を一定電圧に制御するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記三次コイルに、該三次コイルに直列接続された整流素子を含む整流回路及び転流素子を含む転流回路からなる整流平滑回路により構成され、前記出力電圧を間接的に検出する出力電圧検出回路を接続し、
前記出力電圧検出回路の内、前記整流素子と直列であって、かつ、前記転流回路の転流電流が流れる経路を除いた部分に１個又は複数個の半導体素子からなる第１の電圧降下素子を接続し、前記転流素子と直列であって、かつ、前記整流回路の整流電流が流れる経路を除いた部分に１個又は複数個の半導体素子からなる第２の電圧降下素子を接続すると共に、
前記出力電圧検出回路の検出電圧に基づいて前記メインスイッチ素子をオン／オフ駆動することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP2003021462A JP4246511B2 (ja) | 2003-01-30 | 2003-01-30 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP2003021462A JP4246511B2 (ja) | 2003-01-30 | 2003-01-30 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
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|---|---|
| JP2004236423A JP2004236423A (ja) | 2004-08-19 |
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2003
- 2003-01-30 JP JP2003021462A patent/JP4246511B2/ja not_active Expired - Lifetime
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