JPH0213275A - 出力トランスの偏磁防止装置 - Google Patents
出力トランスの偏磁防止装置Info
- Publication number
- JPH0213275A JPH0213275A JP63160720A JP16072088A JPH0213275A JP H0213275 A JPH0213275 A JP H0213275A JP 63160720 A JP63160720 A JP 63160720A JP 16072088 A JP16072088 A JP 16072088A JP H0213275 A JPH0213275 A JP H0213275A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- current
- transformer
- inverter
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000003449 preventive effect Effects 0.000 title abstract 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 11
- 230000005389 magnetism Effects 0.000 claims description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 6
- 238000009499 grossing Methods 0.000 abstract description 3
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 description 9
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 3
- 230000008018 melting Effects 0.000 description 3
- 238000002844 melting Methods 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、インピーダンスが変化する負蒲、例えば、誘
導溶解炉の如き負荷に電力を給電する電圧形インバータ
の出力トランスの偏磁防止装置に関する。
導溶解炉の如き負荷に電力を給電する電圧形インバータ
の出力トランスの偏磁防止装置に関する。
第千図は、この種の単相インバータの主回路を示したも
のである。同図において、１は３相交流電源、２は３相
順変換器、３は平滑用リアクトル、４は平滑用コンデン
サ、５は電圧形の単相インバータＩＮＶの主回路である
。このインバータＩＮＶＯ主回路５はブリッジ接続され
た４個のトランジスタＴ １−７４を有し、トランジス
タＴｌ〜Ｔ４の各々にフライホイル１イオードＤ１〜Ｄ
４が逆並列に接続されている。６は出力トランスであっ
て、その１次巻線は主回路５の出力端子５Ａと５Ｂ間に
接続されており、その２次巻線の出力端子間にインダク
タンス負荷（高周波誘導溶解炉）７が共振用コンデンサ
８と直列にして挿入されている。
のである。同図において、１は３相交流電源、２は３相
順変換器、３は平滑用リアクトル、４は平滑用コンデン
サ、５は電圧形の単相インバータＩＮＶの主回路である
。このインバータＩＮＶＯ主回路５はブリッジ接続され
た４個のトランジスタＴ １−７４を有し、トランジス
タＴｌ〜Ｔ４の各々にフライホイル１イオードＤ１〜Ｄ
４が逆並列に接続されている。６は出力トランスであっ
て、その１次巻線は主回路５の出力端子５Ａと５Ｂ間に
接続されており、その２次巻線の出力端子間にインダク
タンス負荷（高周波誘導溶解炉）７が共振用コンデンサ
８と直列にして挿入されている。
インバ〜りＩＮＶのトランジスタＴＩ、Ｔ４とトランジ
スタＴ２、Ｔ３のオン期間かのバラツキ等の原因により
、出力トランス６に直流分Δ■が流れて出力トランス６
に偏磁が発生する。
スタＴ２、Ｔ３のオン期間かのバラツキ等の原因により
、出力トランス６に直流分Δ■が流れて出力トランス６
に偏磁が発生する。
この出力トランスの偏磁を防止するため、従来は、上記
直流分を吸収するためのコンデサを設けるようにしてい
るが、それでは、高価で、大型には、上記直流分を吸収
するためのコンデンサを設けるようにしているが、それ
では、高価で、大型になると云う問題があった。
直流分を吸収するためのコンデサを設けるようにしてい
るが、それでは、高価で、大型には、上記直流分を吸収
するためのコンデンサを設けるようにしているが、それ
では、高価で、大型になると云う問題があった。
本発明は上記問題を解消するためになされたもので、イ
ンバータの制御装置に簡単な回路を付加するだけで、出
力トランスの偏磁を確実に防止することができる出力ト
ランスの偏磁防止装置を提供することを目的とする。
ンバータの制御装置に簡単な回路を付加するだけで、出
力トランスの偏磁を確実に防止することができる出力ト
ランスの偏磁防止装置を提供することを目的とする。
本発明は上記目的を達成するため、インバータの主回路
のＵ相電流を検出する第１の電流検出回路、上記主回路
の■相電流を検出する第２の電流検出回路、両電流検出
回路の出力を加算してインバータ出力電流に比例した信
号を作成する加算器、該加算器の出力が導かれて上記Ｕ
相電流と■相電流の絶対値の差に対応する偏磁量信号を
送出する低域フィルタ、上記偏磁量信号の反転信号と該
偏磁量信号を上記加算器の出力の正および負に対応して
それぞれ選択する選択スイッチを設け、該選択スイッチ
の出力を、上記インバータの制御指令を作成する制御器
の出力に加算する構成としたものである。
のＵ相電流を検出する第１の電流検出回路、上記主回路
の■相電流を検出する第２の電流検出回路、両電流検出
回路の出力を加算してインバータ出力電流に比例した信
号を作成する加算器、該加算器の出力が導かれて上記Ｕ
相電流と■相電流の絶対値の差に対応する偏磁量信号を
送出する低域フィルタ、上記偏磁量信号の反転信号と該
偏磁量信号を上記加算器の出力の正および負に対応して
それぞれ選択する選択スイッチを設け、該選択スイッチ
の出力を、上記インバータの制御指令を作成する制御器
の出力に加算する構成としたものである。
本発明では、出力トランスに流れる出力電流の直流分が
、インバータ主回路のＵ相及び■相電流の帰還電流から
検出され、インバータ制御指令が、この直流分対応値だ
け、出力電流の正負極性に応じて加減算されるから、出
力トランスに偏磁が発生しても、次サイクルでは、該偏
磁は確実に除去される。
、インバータ主回路のＵ相及び■相電流の帰還電流から
検出され、インバータ制御指令が、この直流分対応値だ
け、出力電流の正負極性に応じて加減算されるから、出
力トランスに偏磁が発生しても、次サイクルでは、該偏
磁は確実に除去される。
以下、本発明の一実施例を図面を参照して説明する。
第１図において、１１は変流器ＣＴｕであって、主回路
５のトランジスタＴＩを有するアームとトランジスタＴ
４を有するアームを流れる電流（以下、Ｕ相電流という
）ｔｕを検出して、制御装置１０に設けられた、トラン
ジスタＱ１に供給する。１２は変流器ＣＴｖであって、
主回路５のトランジスタＴ３を有するアームとトランジ
スタＴ２を有するアームを流れる電流（以下、■相電流
という）ｉｖを検出して制御装置１０に設けられたトラ
ンジスタＱ２に供給する。トランジスタＱ１のエミッタ
ーコレクタ間にはダイオード１３が逆並列接続され、エ
ミッタはダイオード１４を介して基準電源１５に接続さ
れ、コレクタは抵抗１６を介して接地される。トランジ
スタＱ２のエミッターコレクタ間にはダイオード１７が
逆並列接続され、エミッタは阻止ダイオード １８を介
して基準電源１９に接続され、コレクタは抵抗２０を介
して接地される。トランジスタＱｌのコレクタ電位（抵
抗１６の両端電圧） ＶＩＩＵは極性反転されて加算器
２１でトランジスタＱ２のコレクタ電位（抵抗２０の両
端電圧）ＶＲＶと加算される。加算器２】の出力Ｖ１１
は主回路５の出力電流ｉえに比例した大きさを有し、低
域フィルタ（Ｌ。
５のトランジスタＴＩを有するアームとトランジスタＴ
４を有するアームを流れる電流（以下、Ｕ相電流という
）ｔｕを検出して、制御装置１０に設けられた、トラン
ジスタＱ１に供給する。１２は変流器ＣＴｖであって、
主回路５のトランジスタＴ３を有するアームとトランジ
スタＴ２を有するアームを流れる電流（以下、■相電流
という）ｉｖを検出して制御装置１０に設けられたトラ
ンジスタＱ２に供給する。トランジスタＱ１のエミッタ
ーコレクタ間にはダイオード１３が逆並列接続され、エ
ミッタはダイオード１４を介して基準電源１５に接続さ
れ、コレクタは抵抗１６を介して接地される。トランジ
スタＱ２のエミッターコレクタ間にはダイオード１７が
逆並列接続され、エミッタは阻止ダイオード １８を介
して基準電源１９に接続され、コレクタは抵抗２０を介
して接地される。トランジスタＱｌのコレクタ電位（抵
抗１６の両端電圧） ＶＩＩＵは極性反転されて加算器
２１でトランジスタＱ２のコレクタ電位（抵抗２０の両
端電圧）ＶＲＶと加算される。加算器２】の出力Ｖ１１
は主回路５の出力電流ｉえに比例した大きさを有し、低
域フィルタ（Ｌ。
Ｐ、Ｆ）２２に供給される。２３は選択スイッチであっ
て、低域フィルタ２２の出力（偏磁量信号）ＶＸを選択
するスイッチ２３Ａと、低域フィルタ２２の出力を反転
する符号反転器２４の出力（−ＶＸ）を選択するスイッ
チ２３Ｂを有し、符号判別器２５の判別信号Ｓにより制
御される。この符号判別信号２５は加算器２１の出力が
正である場合はＨレベルの信号を送出して、選択スイッ
チ２３のスイッチ２３Ｂをオンさせ、負である場合はＬ
レベルの信号を送出して、スイッチ２３Ａをオンさせる
。
て、低域フィルタ２２の出力（偏磁量信号）ＶＸを選択
するスイッチ２３Ａと、低域フィルタ２２の出力を反転
する符号反転器２４の出力（−ＶＸ）を選択するスイッ
チ２３Ｂを有し、符号判別器２５の判別信号Ｓにより制
御される。この符号判別信号２５は加算器２１の出力が
正である場合はＨレベルの信号を送出して、選択スイッ
チ２３のスイッチ２３Ｂをオンさせ、負である場合はＬ
レベルの信号を送出して、スイッチ２３Ａをオンさせる
。
２６はインバータ制御指令ＶＰを作成する制御器であっ
て、該制御指令Ｖ、と選択スイッチ２３の出力ｖＸもし
くは−ｖＸとの加算値ＶＦＸがＰＷＭ信号作成回路の比
較器２７に供給される。比較器２７は■□を、三角波信
号発生器２８が作成する三角波信号Ｖｃとを比較して、
ＰＷＭ（ｉ号Ｐを作成する。ベース駆動回路２９はＰＷ
Ｍ信号Ｐを導入して、ベース信号■０、■、を作成する
。また、このベース駆動回路２９は、符号判別器２５の
判別信号ＳがＨレベルである場合には、１１１２に同期
したベース信号１ ｏｍｚをトランジスタＱ２のベース
に送出して、該トランジスタＱ２をオフさせ、符号判別
器２５の判別信号ＳがＬレベルである場合には、■□に
同期したベース信号ＩＱＩＩをトランジスタＱ１のベー
スに送出して、該トランジスタＱｌをオフさせる。また
、三角波信号発生器２８符号判別器２５の判別信号Ｓが
ＨレベルからＬレベルへ、ＬレベルからＨレベルへ変化
スル毎に三角波信号ｖｃを送出する。
て、該制御指令Ｖ、と選択スイッチ２３の出力ｖＸもし
くは−ｖＸとの加算値ＶＦＸがＰＷＭ信号作成回路の比
較器２７に供給される。比較器２７は■□を、三角波信
号発生器２８が作成する三角波信号Ｖｃとを比較して、
ＰＷＭ（ｉ号Ｐを作成する。ベース駆動回路２９はＰＷ
Ｍ信号Ｐを導入して、ベース信号■０、■、を作成する
。また、このベース駆動回路２９は、符号判別器２５の
判別信号ＳがＨレベルである場合には、１１１２に同期
したベース信号１ ｏｍｚをトランジスタＱ２のベース
に送出して、該トランジスタＱ２をオフさせ、符号判別
器２５の判別信号ＳがＬレベルである場合には、■□に
同期したベース信号ＩＱＩＩをトランジスタＱ１のベー
スに送出して、該トランジスタＱｌをオフさせる。また
、三角波信号発生器２８符号判別器２５の判別信号Ｓが
ＨレベルからＬレベルへ、ＬレベルからＨレベルへ変化
スル毎に三角波信号ｖｃを送出する。
次に、この装置の動作を第２図に示す波形タイムチャー
トを参照して説明する。
トを参照して説明する。
この構成において、今、トランジスタＱ１がオン状態に
あるとする。この状態で、トランジスタＴ１、Ｔ４がオ
ンしたとすると、変流器ＣＴｕの２次側に電流が誘導さ
れるので、ダイオード１４がオンし、抵抗１６の電位Ｖ
□が電流ｉＵの大きさ（ｖＡ対値において）に比例して
変化する。負倚の直列共振動により、電流ｉ、の極性が
反転すると、トランジスタＱ１を通して電流が流れ、電
位■□の極性も反転する。次に、トランジスタＴ２、Ｔ
３がオンすると、トランジスタＱｌはオフされるので、
変流器ＣＴｕに蓄積されていた直流分エネルギーはダイ
オード１４を通して基準電源１５に吸収され、変流器Ｃ
Ｔｕのリセットが行われる。同様にして、抵抗２０の両
端からは、主回路５の■相アームに流れる電流ｉｖに比
例した電圧ＶＩＩＶが取り出され、トランジスタＴ１、
Ｔ４がオンすると、トランジスタＱ２がオフされて、変
流器ＣＴｖのリセットが行われる。このように、変流器
ＣＴｕと変流器ＣＴｖは確実にリセットされるので、抵
抗１６．２０の両端からは、電流ｉｕ、ｉｖが直流分Δ
■を含んでいても、該電流ｉｕ、ｊｖを正確に検出する
ことができる。
あるとする。この状態で、トランジスタＴ１、Ｔ４がオ
ンしたとすると、変流器ＣＴｕの２次側に電流が誘導さ
れるので、ダイオード１４がオンし、抵抗１６の電位Ｖ
□が電流ｉＵの大きさ（ｖＡ対値において）に比例して
変化する。負倚の直列共振動により、電流ｉ、の極性が
反転すると、トランジスタＱ１を通して電流が流れ、電
位■□の極性も反転する。次に、トランジスタＴ２、Ｔ
３がオンすると、トランジスタＱｌはオフされるので、
変流器ＣＴｕに蓄積されていた直流分エネルギーはダイ
オード１４を通して基準電源１５に吸収され、変流器Ｃ
Ｔｕのリセットが行われる。同様にして、抵抗２０の両
端からは、主回路５の■相アームに流れる電流ｉｖに比
例した電圧ＶＩＩＶが取り出され、トランジスタＴ１、
Ｔ４がオンすると、トランジスタＱ２がオフされて、変
流器ＣＴｖのリセットが行われる。このように、変流器
ＣＴｕと変流器ＣＴｖは確実にリセットされるので、抵
抗１６．２０の両端からは、電流ｉｕ、ｉｖが直流分Δ
■を含んでいても、該電流ｉｕ、ｊｖを正確に検出する
ことができる。
従って、加算器２１の出力は出力トランス６に流れる電
流ｉＲに忠実に比例した大きさと波形を有する信号■。
流ｉＲに忠実に比例した大きさと波形を有する信号■。
ｖｌ÷■ヵＶ−ＶＲＬＩ・・・・・・・・・・・・ｌ）
となる。
となる。
低域フィルタ２２はこの信号ｖ、Ｉを平滑するので、Ｕ
相電流ｉＵと■相電流ｉｖの偏差、すなわち出力トラン
ス６を流れる直流分Δ■となり、該出力トランス６の偏
磁量＋ΔΦに対応した大きさの信号（偏磁Ｎ検出信号）
ＶＸとなる。
相電流ｉＵと■相電流ｉｖの偏差、すなわち出力トラン
ス６を流れる直流分Δ■となり、該出力トランス６の偏
磁量＋ΔΦに対応した大きさの信号（偏磁Ｎ検出信号）
ＶＸとなる。
（１１ＶＸｖ 〈Ｖｘｕ である場合は、■、〉０
となり、出力トランス６は正方向え偏磁されており（２
） ｖｌＶ＞ ｖｌｔｌ 、である場合は、Ｖｘ
＜０となり、出力トランス６は負方向え偏磁されている
ことになる。
となり、出力トランス６は正方向え偏磁されており（２
） ｖｌＶ＞ ｖｌｔｌ 、である場合は、Ｖｘ
＜０となり、出力トランス６は負方向え偏磁されている
ことになる。
説明の便宜上、出力電流ｌよのある正の半イサルとこれ
に続く負の半イサクルを見た場合、この正の半サイクル
が始まると同時に、符号判別器２５はＨレベルの判別信
号（正極性判別信号）を送出するので、選択スイッチ２
３は符号反転器２４の出力を選択する。出力トランス６
が正方向え偏磁しているとすると、符号反転器２４の出
力は負の値（−ＶＸ）となる。今、制御器２６の制御指
令がＶＰ（正の値）であるとすると、比較器２７には、
濶御指令として、偏磁量Δφに対応する大きさの偏磁量
検出信号■８だけ減少した制御指令（ＶＰ −ＶＸ ）
が与えられる。このため、この正の半サイクルより前の
正の半サイクルの場合に比して、比較器２７の出力が立
上るタイミングが遅れ、ベース信号＋１１１の時間巾が
、■８に対応する分Δｔだけ短くなる。次の負の半サイ
クルが始まると、符号判別器２５はＬレベルの判別信号
（負極性判別信号）を送出するので、選択スイッチ２３
は低域フィルタ２２の出力Ｖｘを選択する、この為、・
比較器２７に導入される制御指令は（ＶＰ＋ＶＸ）とな
り、この負の半サイクルより前の負の半サイクルに比し
て、比較器２７の出力が立上るタイミンが進み、ベース
信号■、の時間巾が、Ｖｘに対応する分Δｔだけ長くな
る。
に続く負の半イサクルを見た場合、この正の半サイクル
が始まると同時に、符号判別器２５はＨレベルの判別信
号（正極性判別信号）を送出するので、選択スイッチ２
３は符号反転器２４の出力を選択する。出力トランス６
が正方向え偏磁しているとすると、符号反転器２４の出
力は負の値（−ＶＸ）となる。今、制御器２６の制御指
令がＶＰ（正の値）であるとすると、比較器２７には、
濶御指令として、偏磁量Δφに対応する大きさの偏磁量
検出信号■８だけ減少した制御指令（ＶＰ −ＶＸ ）
が与えられる。このため、この正の半サイクルより前の
正の半サイクルの場合に比して、比較器２７の出力が立
上るタイミングが遅れ、ベース信号＋１１１の時間巾が
、■８に対応する分Δｔだけ短くなる。次の負の半サイ
クルが始まると、符号判別器２５はＬレベルの判別信号
（負極性判別信号）を送出するので、選択スイッチ２３
は低域フィルタ２２の出力Ｖｘを選択する、この為、・
比較器２７に導入される制御指令は（ＶＰ＋ＶＸ）とな
り、この負の半サイクルより前の負の半サイクルに比し
て、比較器２７の出力が立上るタイミンが進み、ベース
信号■、の時間巾が、Ｖｘに対応する分Δｔだけ長くな
る。
これにより、正の半サイクルに出力トランス６に流れる
Ｕ相電流ｉ、の時間積分値と次の負の半イサクルに出力
トランス６に流れる■相電流ｉｖの時間積分値とが等し
くなり、出力トランス６の偏磁ΔΦがΔΦ＝Ｏとなる。
Ｕ相電流ｉ、の時間積分値と次の負の半イサクルに出力
トランス６に流れる■相電流ｉｖの時間積分値とが等し
くなり、出力トランス６の偏磁ΔΦがΔΦ＝Ｏとなる。
このように、本実施例では、出力トランス６に流れる電
流を、Ｕ相アームとＶ相アームを流れる電流のフィード
バック電流から検出し、この電流を低域フィルタ２２に
導いて直流分Δ１を得、この直流分に対応して制御指令
■、を増減することにより、出力トランス６の偏磁を防
止するものであるから、インバータ制御装置に簡単な回
路を付加するだけで済む。
流を、Ｕ相アームとＶ相アームを流れる電流のフィード
バック電流から検出し、この電流を低域フィルタ２２に
導いて直流分Δ１を得、この直流分に対応して制御指令
■、を増減することにより、出力トランス６の偏磁を防
止するものであるから、インバータ制御装置に簡単な回
路を付加するだけで済む。
本発明は状説明した通り、出力トランスに流れる直流分
を検出し、インバータ制御指令を、この直流分相当値だ
け増減する構成としたことにより、上記直流分を検出す
る簡単な回路と検出した直流分を出力電流の極性に応じ
て上記インバータ制御指令に加減算する簡単を回路を負
荷するだけで、出力トランスの偏磁を解消することがで
き、装置の大型化招くことなく、高価な費用をかけるこ
となく、出力トランスの偏磁を防止することができる。
を検出し、インバータ制御指令を、この直流分相当値だ
け増減する構成としたことにより、上記直流分を検出す
る簡単な回路と検出した直流分を出力電流の極性に応じ
て上記インバータ制御指令に加減算する簡単を回路を負
荷するだけで、出力トランスの偏磁を解消することがで
き、装置の大型化招くことなく、高価な費用をかけるこ
となく、出力トランスの偏磁を防止することができる。
第１図は本発明の実施例を示す回路図、第２図は上記実
施例の動作を説明するための各部の波形タイムチャート
、第３図は従来の高周波誘導溶解炉用単相インバータの
主回路を示す図である。 ５−・・インバータの主回路、２１−加算器、２２・・
−・低域フィルタ、２３−・−選択スイッチ、２５〜・
・−符号判別器、２６−・制御器、２７−・−比較器、
２８・−三角波信号発生器、２９−ベース駆動回路、Ｔ
ｌ〜Ｔ４・−主回路のトランジスタ、Ｑｉ Ｑ２・−電
流検出回路のトランジスタ。
施例の動作を説明するための各部の波形タイムチャート
、第３図は従来の高周波誘導溶解炉用単相インバータの
主回路を示す図である。 ５−・・インバータの主回路、２１−加算器、２２・・
−・低域フィルタ、２３−・−選択スイッチ、２５〜・
・−符号判別器、２６−・制御器、２７−・−比較器、
２８・−三角波信号発生器、２９−ベース駆動回路、Ｔ
ｌ〜Ｔ４・−主回路のトランジスタ、Ｑｉ Ｑ２・−電
流検出回路のトランジスタ。
Claims (1)
- （１）出力トランスを有する電圧型インバータの主回路
のＵ相電流を検出する第１の電流検出回路、上記主回路
のＶ相電流を検出する第２の電流検出回路、両電流検出
回路の出力を加算してインバータ出力電流に比例した信
号を作成する加算器、該加算器の出力が導かれて上記Ｕ
相電流とＶ相電流の絶対値の差に対応する偏磁両信号を
送出する低域フィルタ、上記偏磁量信号の反転信号と該
偏磁量信号を上記加算器の出力の正および負に対応して
それぞれ選択する選択スイッチを有し、該選択スイッチ
の出力を、上記インバータの制御指令を作成する制御器
の出力に加算することを特徴とする出力トランスの偏磁
防止装置。（２）第１の電流検出回路が、主回路のＵ相
アームに介装された変流器、入力端子に該変流器の電位
を導かれるとともにダイオードを介して基準電源に接続
され出力端子が抵抗を介して接地されたトランジスタと
抵抗および該トランジスタに逆並列接続されたダイオー
ドからなり、第２の電流検出回路が、主回路のＶ相アー
ムに介装された変流器、入力端子に該変流器の電位を導
かれるとともにダイオードを介して基準電源に接続され
出力端子が抵抗を介して接地されたトランジスタおよび
該トランジスタに逆並列接続されたダイオードからなり
、上記両トランジスタが対応する変流器を流れる電流の
消滅時にオフすることを特徴とする請求項１記載の出力
トランスの偏磁防止装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63160720A JP2600814B2 (ja) | 1988-06-30 | 1988-06-30 | 出力トランスの偏磁防止装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63160720A JP2600814B2 (ja) | 1988-06-30 | 1988-06-30 | 出力トランスの偏磁防止装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0213275A true JPH0213275A (ja) | 1990-01-17 |
| JP2600814B2 JP2600814B2 (ja) | 1997-04-16 |
Family
ID=15721012
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63160720A Expired - Lifetime JP2600814B2 (ja) | 1988-06-30 | 1988-06-30 | 出力トランスの偏磁防止装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2600814B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0698559A (ja) * | 1992-09-09 | 1994-04-08 | Kyosan Electric Mfg Co Ltd | 電源装置の偏磁防止回路 |
| WO2007083486A1 (ja) * | 2006-01-17 | 2007-07-26 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | 単相用出力インバータ装置とその出力電流検出方法 |
-
1988
- 1988-06-30 JP JP63160720A patent/JP2600814B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0698559A (ja) * | 1992-09-09 | 1994-04-08 | Kyosan Electric Mfg Co Ltd | 電源装置の偏磁防止回路 |
| WO2007083486A1 (ja) * | 2006-01-17 | 2007-07-26 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | 単相用出力インバータ装置とその出力電流検出方法 |
| GB2448263A (en) * | 2006-01-17 | 2008-10-08 | Yaskawa Denki Seisakusho Kk | Output inverter for single phase and its output current detection method |
| GB2448263B (en) * | 2006-01-17 | 2011-03-16 | Yaskawa Denki Seisakusho Kk | Output inverter for single phase and output current detecting method thereof |
| US8547714B2 (en) | 2006-01-17 | 2013-10-01 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Output inverter for single phase and output current detecting method thereof |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2600814B2 (ja) | 1997-04-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100278500B1 (ko) | 단일 극성의 직렬 공진 변환기 | |
| JPH0759351A (ja) | 電力変換器の制御装置 | |
| Calleja et al. | Improved induction-heating inverter with power factor correction | |
| CN112352366B (zh) | 不间断电源装置 | |
| JP4712148B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2527911B2 (ja) | Ｐｗｍコンバ―タ | |
| JPH0213275A (ja) | 出力トランスの偏磁防止装置 | |
| Lorenz et al. | Experimental validation of the quasi-three-level operation mode for a hybrid modular multilevel converter with series-connected clamping switches | |
| Shu et al. | Universal control scheme to achieve seamless dynamic transition of dual-active-bridge converters using zero-current-prediction | |
| JPH01321868A (ja) | Ｐｗｍ電力変換装置 | |
| CN114600337A (zh) | 不间断电源装置 | |
| JPH02307374A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3501548B2 (ja) | 高周波変圧器の偏磁防止回路 | |
| JP3108444B2 (ja) | Ｇｔｏインバータ装置 | |
| JP3274208B2 (ja) | 偏磁制御方法 | |
| JP3178962B2 (ja) | 交流モータの制御装置 | |
| JPH04334930A (ja) | 直列形アクティブフィルタ | |
| KR0158503B1 (ko) | 유도가열조리기용 직렬공진형 컨버터시스템 | |
| RU2294591C1 (ru) | Однофазный полумостовой тиристорный инвертор | |
| JP2000042751A (ja) | 抵抗溶接機の制御装置 | |
| Song et al. | Sensorless Open-Circuit-Fault Diagnosis Method for NPC-based DAB Converter | |
| JPH07222450A (ja) | Ｄｃリンク並列共振形インバータ | |
| JPS6134873Y2 (ja) | ||
| JPH0488847A (ja) | 交流無停電電源装置 | |
| JPH08275551A (ja) | インバータのデッドタイム補償方法 |