JP2000042751A - 抵抗溶接機の制御装置 - Google Patents
抵抗溶接機の制御装置Info
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- JP2000042751A JP2000042751A JP10207449A JP20744998A JP2000042751A JP 2000042751 A JP2000042751 A JP 2000042751A JP 10207449 A JP10207449 A JP 10207449A JP 20744998 A JP20744998 A JP 20744998A JP 2000042751 A JP2000042751 A JP 2000042751A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 トランス２次側の整流ダイオードが短絡故障
をしている際でも、トランスの１次側の電流はトランス
のインピーダンス分により制御可能であり、トランス２
次側の整流器の異常の検出ができない。 【解決手段】 カウンタ手段１５によりインバータ装置
４の正負の出力極性のそれぞれのパルス幅を測定し、演
算手段１６でその正負の出力極性のカウント値の差を演
算する。そして、この演算手段１６の出力が予め設定さ
れたインバータ出力の正負極性における負荷特性の差の
許容値に対応する値を越えると第２の整流器６の異常と
判断する。
をしている際でも、トランスの１次側の電流はトランス
のインピーダンス分により制御可能であり、トランス２
次側の整流器の異常の検出ができない。 【解決手段】 カウンタ手段１５によりインバータ装置
４の正負の出力極性のそれぞれのパルス幅を測定し、演
算手段１６でその正負の出力極性のカウント値の差を演
算する。そして、この演算手段１６の出力が予め設定さ
れたインバータ出力の正負極性における負荷特性の差の
許容値に対応する値を越えると第２の整流器６の異常と
判断する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ式抵抗
溶接機の制御装置に係わり、特に溶接用トランスの２次
側に整流器を有する直流式抵抗溶接システムのインバー
タ式抵抗溶接機の制御装置に関する。
溶接機の制御装置に係わり、特に溶接用トランスの２次
側に整流器を有する直流式抵抗溶接システムのインバー
タ式抵抗溶接機の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のインバータ式抵抗溶接機の構成を
図７に示す。図７において、三相または単相の交流電源
１は、第１の整流器２及び平滑用コンデンサ３によっ
て、直流電圧に変換され、直流電圧は、インバータ回路
４によって、高周波の交流電圧へと変換される。
図７に示す。図７において、三相または単相の交流電源
１は、第１の整流器２及び平滑用コンデンサ３によっ
て、直流電圧に変換され、直流電圧は、インバータ回路
４によって、高周波の交流電圧へと変換される。
【０００３】さらにインバータ回路４からの交流電圧
は、降圧トランス５によって、低圧／大電流の電力に変
換され、第２の整流器６によって再び直流に変換された
後、電力脈動の少ない高品質な電力を電極７を通して溶
接対象８へ供給する。
は、降圧トランス５によって、低圧／大電流の電力に変
換され、第２の整流器６によって再び直流に変換された
後、電力脈動の少ない高品質な電力を電極７を通して溶
接対象８へ供給する。
【０００４】溶接対象は、溶接材の厚み，材質等で決定
されるインピーダンス分をもつため、溶接の熱量を制御
するために、通常は電流指令値に応じた電流制御がゲー
ト制御装置１１により行われる。
されるインピーダンス分をもつため、溶接の熱量を制御
するために、通常は電流指令値に応じた電流制御がゲー
ト制御装置１１により行われる。
【０００５】このとき、出力トランス２次側の電流を制
御対象とすると、トランスの偏磁を検出できず、過電流
によるインバータの破損の要因となる。このため、トラ
ンス１次側の電流を制御対象とし、併せて偏磁防止回路
１４により偏磁防止制御を実施している。
御対象とすると、トランスの偏磁を検出できず、過電流
によるインバータの破損の要因となる。このため、トラ
ンス１次側の電流を制御対象とし、併せて偏磁防止回路
１４により偏磁防止制御を実施している。
【０００６】制御波形の一例を図８に示す。インバータ
回路４は基準クロック３１の立ち上がりエッジでゲート
をデブロックし、出力を開始する。３２はインバータの
極性信号である。
回路４は基準クロック３１の立ち上がりエッジでゲート
をデブロックし、出力を開始する。３２はインバータの
極性信号である。
【０００７】通電時の等価回路は図９のようなＬＲ回路
であるため、インバータのオン期間中に回路中のリアク
タンス分Ｌとインバータの直流電圧Ｖで決まる傾き（ｄ
ｉ／ｄｔ＝Ｖ／Ｌ）で出力電流波形３６が増加する。図
９において、Ｒ１はトランス１次側抵抗、Ｌ１はトラン
ス１次側漏れリアクタンス、Ｌ２はトランス２次側漏れ
リアクタンス、Ｒ２はトランス２次側抵抗、Ｒ３はトラ
ンス−負荷間配線抵抗、Ｌ３はトランス−負荷間配線リ
アクタンス、ＬＭはトランスの励磁リアクタンス、ＲＬ
は負荷抵抗である。
であるため、インバータのオン期間中に回路中のリアク
タンス分Ｌとインバータの直流電圧Ｖで決まる傾き（ｄ
ｉ／ｄｔ＝Ｖ／Ｌ）で出力電流波形３６が増加する。図
９において、Ｒ１はトランス１次側抵抗、Ｌ１はトラン
ス１次側漏れリアクタンス、Ｌ２はトランス２次側漏れ
リアクタンス、Ｒ２はトランス２次側抵抗、Ｒ３はトラ
ンス−負荷間配線抵抗、Ｌ３はトランス−負荷間配線リ
アクタンス、ＬＭはトランスの励磁リアクタンス、ＲＬ
は負荷抵抗である。
【０００８】インバータの出力電流波形３６は、検出器
９によって検出された後整流されフィードバック電流波
形３３ｂが得られ、これが図示しない電流基準発生回路
によって与えられる基準電流波形３３ａを超えた時点で
インバータゲートをブロックする。
９によって検出された後整流されフィードバック電流波
形３３ｂが得られ、これが図示しない電流基準発生回路
によって与えられる基準電流波形３３ａを超えた時点で
インバータゲートをブロックする。
【０００９】インバータオフの期間には、図１０のイン
バータオフ時の負荷電流経路４１でオン時に通電した電
流がトランスの励磁リアクタンスを介して通電し、負荷
に溶接のためのエネルギーを供給しつづけながら、電流
値は減少していく。このとき、１次側にも電流は流れる
が、この電流はインバータの直流部へ回生され、すみや
かに零となる。
バータオフ時の負荷電流経路４１でオン時に通電した電
流がトランスの励磁リアクタンスを介して通電し、負荷
に溶接のためのエネルギーを供給しつづけながら、電流
値は減少していく。このとき、１次側にも電流は流れる
が、この電流はインバータの直流部へ回生され、すみや
かに零となる。
【００１０】次に基準クロック３１の立ち上がりエッジ
によりインバータを逆極性でデブロックし、再び出力電
流が基準値を超えた時点でゲートブロックする。このよ
うにして得られた、ＰＷＭ波形３５ａ、３５ｂによりイ
ンバータ回路４を制御することにより、負荷溶接対象８
には、３７で示される負荷通電電流が流れることにな
る。ＰＷＭ波形３５ａ、３５ｂは、それぞれ極性が正、
負のときのＰＷＭ波形である。
によりインバータを逆極性でデブロックし、再び出力電
流が基準値を超えた時点でゲートブロックする。このよ
うにして得られた、ＰＷＭ波形３５ａ、３５ｂによりイ
ンバータ回路４を制御することにより、負荷溶接対象８
には、３７で示される負荷通電電流が流れることにな
る。ＰＷＭ波形３５ａ、３５ｂは、それぞれ極性が正、
負のときのＰＷＭ波形である。
【００１１】また、この制御と別に、偏磁防止回路によ
り、ゲートパルス幅に若干のオフセットをかけ、偏磁ぎ
みになった極性側のゲートパルスを絞り込む回路が追加
されている。
り、ゲートパルス幅に若干のオフセットをかけ、偏磁ぎ
みになった極性側のゲートパルスを絞り込む回路が追加
されている。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】従来の抵抗溶接機の制
御装置では、図９の経路４０のようにトランス２次側の
整流ダイオードが短絡故障をしている際でも、トランス
の１次側の電流はトランスのインピーダンス分により制
御可能である。
御装置では、図９の経路４０のようにトランス２次側の
整流ダイオードが短絡故障をしている際でも、トランス
の１次側の電流はトランスのインピーダンス分により制
御可能である。
【００１３】したがって、実際に負荷へは電流が流れて
いないにもかかわらず、インバータ自体の制御としては
異常なく、トランス２次側の整流器の異常の検出ができ
ないという問題点がある。
いないにもかかわらず、インバータ自体の制御としては
異常なく、トランス２次側の整流器の異常の検出ができ
ないという問題点がある。
【００１４】実際に２次側の異常を検出するためには負
荷電流そのものを検出する必要があり、直流大電流の検
出器が必要となる。また、この場合でも１次側電流が偏
磁防止制御のために必要であり、結局２つの電流を検出
することになる。
荷電流そのものを検出する必要があり、直流大電流の検
出器が必要となる。また、この場合でも１次側電流が偏
磁防止制御のために必要であり、結局２つの電流を検出
することになる。
【００１５】よって、本発明は、従来のインバータ装置
と同様に出力トランス１次側の検出のみを行い、２次側
整流器の異常を検出することができる抵抗溶接機の制御
装置を提供することを目的とする。
と同様に出力トランス１次側の検出のみを行い、２次側
整流器の異常を検出することができる抵抗溶接機の制御
装置を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の請求項１に係る抵抗溶接機の制御装置では、
カウンタ手段によりインバータ装置の正負の出力極性の
それぞれのパルス幅を測定し、演算手段でその正負の出
力極性のカウント値の差を演算する。そして、この演算
手段の出力が予め設定されたインバータ出力の正負極性
における負荷特性の差の許容値に対応する値を越えると
第２の整流器の異常と判断する。
に本発明の請求項１に係る抵抗溶接機の制御装置では、
カウンタ手段によりインバータ装置の正負の出力極性の
それぞれのパルス幅を測定し、演算手段でその正負の出
力極性のカウント値の差を演算する。そして、この演算
手段の出力が予め設定されたインバータ出力の正負極性
における負荷特性の差の許容値に対応する値を越えると
第２の整流器の異常と判断する。
【００１７】本発明の請求項２に係る抵抗溶接機の制御
装置では、微分手段によりインバータ装置の正負の出力
極性のそれぞれの出力電流の傾きを演算し、演算手段で
その正負の出力極性の出力電流の傾きの差を演算する。
そして、この演算手段の出力が予め設定されたインバー
タ出力の正負極性における負荷特性の差の許容値に対応
する値を越えると第２の整流器の異常と判断する。
装置では、微分手段によりインバータ装置の正負の出力
極性のそれぞれの出力電流の傾きを演算し、演算手段で
その正負の出力極性の出力電流の傾きの差を演算する。
そして、この演算手段の出力が予め設定されたインバー
タ出力の正負極性における負荷特性の差の許容値に対応
する値を越えると第２の整流器の異常と判断する。
【００１８】本発明の請求項３に係る抵抗溶接機の制御
装置では、実効値演算手段によりインバータ装置の正負
の出力極性のそれぞれの出力電流の実効値を演算し、演
算手段でその正負の出力極性の実効値の差を演算する。
そして、この演算手段の出力が予め設定されたインバー
タ出力の正負極性における負荷特性の差の許容値に対応
する値を越えると第２の整流器の異常と判断する。
装置では、実効値演算手段によりインバータ装置の正負
の出力極性のそれぞれの出力電流の実効値を演算し、演
算手段でその正負の出力極性の実効値の差を演算する。
そして、この演算手段の出力が予め設定されたインバー
タ出力の正負極性における負荷特性の差の許容値に対応
する値を越えると第２の整流器の異常と判断する。
【００１９】本発明の請求項４に係る抵抗溶接機の制御
装置では、カウンタ手段によりインバータ装置の正負の
出力極性のそれぞれのパルス幅を測定し、微分手段によ
りインバータ装置の正負の出力極性のそれぞれの出力電
流の傾きを演算する。負荷力率演算手段ではこのカウン
タ手段の出力と微分手段の出力とを基に正負の出力極性
のそれぞれの負荷力率を演算し、演算手段でその正負の
出力極性の負荷力率の差を演算する。そして、この演算
手段の出力が予め設定されたインバータ出力の正負極性
における負荷特性の差の許容値に対応する値を越えると
第２の整流器の異常と判断する。
装置では、カウンタ手段によりインバータ装置の正負の
出力極性のそれぞれのパルス幅を測定し、微分手段によ
りインバータ装置の正負の出力極性のそれぞれの出力電
流の傾きを演算する。負荷力率演算手段ではこのカウン
タ手段の出力と微分手段の出力とを基に正負の出力極性
のそれぞれの負荷力率を演算し、演算手段でその正負の
出力極性の負荷力率の差を演算する。そして、この演算
手段の出力が予め設定されたインバータ出力の正負極性
における負荷特性の差の許容値に対応する値を越えると
第２の整流器の異常と判断する。
【００２０】本発明の請求項５に係る抵抗溶接機の制御
装置では、カウンタ手段によりインバータ装置の正負の
出力極性のそれぞれのパルス幅を測定し、実効値演算手
段でインバータ装置の正負の出力極性のそれぞれの出力
電流の実効値を演算する。負荷インピーダンス演算手段
ではこのカウンタ手段の出力と実効値演算手段の出力と
を基に正負の出力極性のそれぞれの負荷インピーダンス
を演算する。そして、この負荷インピーダンス演算手段
の出力が予め設定されたインバータ出力の正負極性にお
ける負荷特性の許容範囲に対応する値を超えると第２の
整流器の異常と判断する。
装置では、カウンタ手段によりインバータ装置の正負の
出力極性のそれぞれのパルス幅を測定し、実効値演算手
段でインバータ装置の正負の出力極性のそれぞれの出力
電流の実効値を演算する。負荷インピーダンス演算手段
ではこのカウンタ手段の出力と実効値演算手段の出力と
を基に正負の出力極性のそれぞれの負荷インピーダンス
を演算する。そして、この負荷インピーダンス演算手段
の出力が予め設定されたインバータ出力の正負極性にお
ける負荷特性の許容範囲に対応する値を超えると第２の
整流器の異常と判断する。
【００２１】本発明の請求項６に係る抵抗溶接機の制御
装置では、カウンタ手段によりインバータ装置の正負の
出力極性のそれぞれのパルス幅を測定し、微分手段によ
りインバータ装置の正負の出力極性のそれぞれの出力電
流の傾きを演算する。負荷力率演算手段ではこのカウン
タ手段の出力と微分手段の出力とを基に正負の出力極性
のそれぞれの負荷力率を演算する。そして、この負荷力
率演算手段の出力が予め設定されたインバータ出力の正
負極性における負荷特性の許容範囲に対応する値を超え
ると第２の整流器の異常と判断する。
装置では、カウンタ手段によりインバータ装置の正負の
出力極性のそれぞれのパルス幅を測定し、微分手段によ
りインバータ装置の正負の出力極性のそれぞれの出力電
流の傾きを演算する。負荷力率演算手段ではこのカウン
タ手段の出力と微分手段の出力とを基に正負の出力極性
のそれぞれの負荷力率を演算する。そして、この負荷力
率演算手段の出力が予め設定されたインバータ出力の正
負極性における負荷特性の許容範囲に対応する値を超え
ると第２の整流器の異常と判断する。
【００２２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施
の形態の抵抗溶接機の制御装置の構成図で、図７と同一
要素については同一の符号を付し、その説明は省略す
る。
て図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施
の形態の抵抗溶接機の制御装置の構成図で、図７と同一
要素については同一の符号を付し、その説明は省略す
る。
【００２３】図１において、新たに追加された回路は、
ゲート制御装置１１から出力されるゲート信号により正
負各極性でのパルス幅をカウントするカウンタ１５ａ，
１５ｂと、カウンタ１５ａ，１５ｂの両カウント値の差
の絶対値を演算する演算回路１６と、インバータ出力の
正負ｄｕｔｙ（正負極性における負荷特性）の差の許容
値に対応する値を設定する判定値設定回路１８と、演算
回路１６の出力と判定値設定回路１８の出力と比較する
比較器１７である。また、カウンタ１５ａ，１５ｂへの
入力は、基準クロックを分周回路１９によって２分周し
た極性信号によりスイッチ２０によって切り替えられ
る。
ゲート制御装置１１から出力されるゲート信号により正
負各極性でのパルス幅をカウントするカウンタ１５ａ，
１５ｂと、カウンタ１５ａ，１５ｂの両カウント値の差
の絶対値を演算する演算回路１６と、インバータ出力の
正負ｄｕｔｙ（正負極性における負荷特性）の差の許容
値に対応する値を設定する判定値設定回路１８と、演算
回路１６の出力と判定値設定回路１８の出力と比較する
比較器１７である。また、カウンタ１５ａ，１５ｂへの
入力は、基準クロックを分周回路１９によって２分周し
た極性信号によりスイッチ２０によって切り替えられ
る。
【００２４】このような構成により、各カウンタ１５
ａ，１５ｂによりインバータ出力のパルス幅を正負極性
それぞれの場合にカウントし、その値を比較することに
よって、正負極性におけるインバータ負荷回路の特性の
差を推定することができ、その値が極性によって大きく
異なることをもって、トランスの２次側の第２の整流器
６に使用されるダイオードの短絡を検出することができ
る。
ａ，１５ｂによりインバータ出力のパルス幅を正負極性
それぞれの場合にカウントし、その値を比較することに
よって、正負極性におけるインバータ負荷回路の特性の
差を推定することができ、その値が極性によって大きく
異なることをもって、トランスの２次側の第２の整流器
６に使用されるダイオードの短絡を検出することができ
る。
【００２５】次に本発明の第２の実施の形態について説
明する。図２は本発明の第２の実施の形態の抵抗溶接機
の制御装置の構成図であり、図７と同一要素については
同一符号を付し、説明を省略する。
明する。図２は本発明の第２の実施の形態の抵抗溶接機
の制御装置の構成図であり、図７と同一要素については
同一符号を付し、説明を省略する。
【００２６】図２において、新たに追加された回路は、
検出器９により検出されたインバータの出力電流を微分
する微分回路２１と、微分回路２１の正負各極性の出力
を保持するサンプルホールド回路２２ａ，２２ｂと、サ
ンプルホールド回路２２ａ，２２ｂの両出力値の差の絶
対値を演算する演算回路１６と、インバータ出力の正負
ｄｕｔｙ（正負極性における負荷特性）の差の許容値に
対応する値を設定する判定値設定回路１８と、演算回路
１６の出力と判定値設定回路１８の出力と比較する比較
器１７である。また、サンプルホールド回路２２ａ，２
２ｂへの入力は、基準クロックを分周回路１９によって
２分周した極性信号によりスイッチ２０によって切り替
えられる。
検出器９により検出されたインバータの出力電流を微分
する微分回路２１と、微分回路２１の正負各極性の出力
を保持するサンプルホールド回路２２ａ，２２ｂと、サ
ンプルホールド回路２２ａ，２２ｂの両出力値の差の絶
対値を演算する演算回路１６と、インバータ出力の正負
ｄｕｔｙ（正負極性における負荷特性）の差の許容値に
対応する値を設定する判定値設定回路１８と、演算回路
１６の出力と判定値設定回路１８の出力と比較する比較
器１７である。また、サンプルホールド回路２２ａ，２
２ｂへの入力は、基準クロックを分周回路１９によって
２分周した極性信号によりスイッチ２０によって切り替
えられる。
【００２７】このような構成により、それぞれの出力極
性で、微分回路２１及びサンプルホールド回路２２ａ，
２２ｂにより、電流の傾きを取得し、演算回路１６にて
その差分の絶対値を取得することで、正負極性における
インバータ負荷回路の特性の差を推定することができ、
その値が極性によって大きく異なることをもって、トラ
ンスの２次側の第２の整流器６に使用されるダイオード
の短絡を検出することができる。
性で、微分回路２１及びサンプルホールド回路２２ａ，
２２ｂにより、電流の傾きを取得し、演算回路１６にて
その差分の絶対値を取得することで、正負極性における
インバータ負荷回路の特性の差を推定することができ、
その値が極性によって大きく異なることをもって、トラ
ンスの２次側の第２の整流器６に使用されるダイオード
の短絡を検出することができる。
【００２８】次に本発明の第３の実施の形態について説
明する。図３は本発明の第３の実施の形態の抵抗溶接機
の制御装置の構成図であり、図７と同一要素については
同一符号を付し、説明を省略する。
明する。図３は本発明の第３の実施の形態の抵抗溶接機
の制御装置の構成図であり、図７と同一要素については
同一符号を付し、説明を省略する。
【００２９】図３において、新たに追加された回路は、
検出器９により検出されたインバータの出力電流により
実効値を演算する実効値回路２３ａ，２３ｂと、実効値
回路２３ａ，２３ｂの両出力値の差の絶対値を演算する
演算回路１６と、インバータ出力の正負ｄｕｔｙ（正負
極性における負荷特性）の差の許容値に対応する値を設
定する判定値設定回路１８と、演算回路１６の出力と判
定値設定回路１８の出力と比較する比較器１７である。
また、実効値回路２３ａ，２３ｂへの入力は、基準クロ
ックを分周回路１９によって２分周した極性信号により
スイッチ２０によって切り替えられる。
検出器９により検出されたインバータの出力電流により
実効値を演算する実効値回路２３ａ，２３ｂと、実効値
回路２３ａ，２３ｂの両出力値の差の絶対値を演算する
演算回路１６と、インバータ出力の正負ｄｕｔｙ（正負
極性における負荷特性）の差の許容値に対応する値を設
定する判定値設定回路１８と、演算回路１６の出力と判
定値設定回路１８の出力と比較する比較器１７である。
また、実効値回路２３ａ，２３ｂへの入力は、基準クロ
ックを分周回路１９によって２分周した極性信号により
スイッチ２０によって切り替えられる。
【００３０】このような構成により、各実効値回路２３
ａ，２３ｂによりインバータ出力の実効値を正負極性そ
れぞれの場合に算出し、その値を比較することによっ
て、正負極性におけるインバータ負荷回路の特性の差を
推定することができ、その値が極性によって大きく異な
ることをもって、トランスの２次側の第２の整流器６に
使用されるダイオードの短絡を検出することができる。
ａ，２３ｂによりインバータ出力の実効値を正負極性そ
れぞれの場合に算出し、その値を比較することによっ
て、正負極性におけるインバータ負荷回路の特性の差を
推定することができ、その値が極性によって大きく異な
ることをもって、トランスの２次側の第２の整流器６に
使用されるダイオードの短絡を検出することができる。
【００３１】次に本発明の第４の実施の形態について説
明する。図４は本発明の第４の実施の形態の抵抗溶接機
の制御装置の構成図であり、図７と同一要素については
同一符号を付し、説明を省略する。
明する。図４は本発明の第４の実施の形態の抵抗溶接機
の制御装置の構成図であり、図７と同一要素については
同一符号を付し、説明を省略する。
【００３２】図４において、新たに追加された回路は、
ゲート制御装置１１から出力されるゲート信号により正
負各極性でのパルス幅をカウントするカウンタ１５ａ，
１５ｂと、検出器９により検出されたインバータの出力
電流を微分する微分回路２１と、微分回路２１の正負各
極性の出力を保持するサンプルホールド回路２２ａ，２
２ｂと、カウンタ１５ａ，１５ｂの出力とサンプルホー
ルド回路２２ａ，２２ｂの出力とを基に負荷力率を演算
する負荷力率演算回路２４ａ，２４ｂと、負荷力率演算
回路２４ａ，２４ｂの両出力値の差の絶対値を演算する
演算回路１６と、インバータ出力の正負ｄｕｔｙ（正負
極性における負荷特性）の差の許容値に対応する値を設
定する判定値設定回路１８と、演算回路１６の出力と判
定値設定回路１８の出力と比較する比較器１７である。
また、カウンタ１５ａ，１５ｂとサンプルホールド回路
２２ａ，２２ｂへの入力は、基準クロックを分周回路１
９によって２分周した極性信号によりスイッチ２０ａ，
２０ｂによって切り替えられる。負荷力率演算回路２４
による負荷力率の演算方法は、以下の通りである。イン
バータオフ時の回路方程式は次式のようになる。
ゲート制御装置１１から出力されるゲート信号により正
負各極性でのパルス幅をカウントするカウンタ１５ａ，
１５ｂと、検出器９により検出されたインバータの出力
電流を微分する微分回路２１と、微分回路２１の正負各
極性の出力を保持するサンプルホールド回路２２ａ，２
２ｂと、カウンタ１５ａ，１５ｂの出力とサンプルホー
ルド回路２２ａ，２２ｂの出力とを基に負荷力率を演算
する負荷力率演算回路２４ａ，２４ｂと、負荷力率演算
回路２４ａ，２４ｂの両出力値の差の絶対値を演算する
演算回路１６と、インバータ出力の正負ｄｕｔｙ（正負
極性における負荷特性）の差の許容値に対応する値を設
定する判定値設定回路１８と、演算回路１６の出力と判
定値設定回路１８の出力と比較する比較器１７である。
また、カウンタ１５ａ，１５ｂとサンプルホールド回路
２２ａ，２２ｂへの入力は、基準クロックを分周回路１
９によって２分周した極性信号によりスイッチ２０ａ，
２０ｂによって切り替えられる。負荷力率演算回路２４
による負荷力率の演算方法は、以下の通りである。イン
バータオフ時の回路方程式は次式のようになる。
【００３３】
【数１】Ｒｉ＋Ｌ×ｄｉ／ｄｔ＝０ ここで、オフ期間をΔｔ、その間の電流の変化量をΔｉ
とし、Δｉ＜ｉ、ｉはほぼ一定とすると、
とし、Δｉ＜ｉ、ｉはほぼ一定とすると、
【００３４】
【数２】Ｌ／Ｒ＝−ｉ（Δｉ／Δｔ） となる。実際の演算にはｉの代わりに制御指令値ｉ＊を
使用する。また、Δｔはスイッチング周期２Ｔとパルス
幅検出値ｔｐより、Δｔ＝Ｔ−ｔｐであたえられ、更
に、Δｉは定常状態ではインバータオン期間の変化幅と
等しいため、オン期間の電流傾きｄｉ／ｄｔとパルス幅
ｔｐより、Δｉ＝ｔｐ×ｄｉ／ｄｔで与えられる。従っ
て、最終的な回路定数Ｌ／Ｒの計算方法は下式となる。
使用する。また、Δｔはスイッチング周期２Ｔとパルス
幅検出値ｔｐより、Δｔ＝Ｔ−ｔｐであたえられ、更
に、Δｉは定常状態ではインバータオン期間の変化幅と
等しいため、オン期間の電流傾きｄｉ／ｄｔとパルス幅
ｔｐより、Δｉ＝ｔｐ×ｄｉ／ｄｔで与えられる。従っ
て、最終的な回路定数Ｌ／Ｒの計算方法は下式となる。
【００３５】
【数３】 Ｌ／Ｒ＝ｉ＊×ｔｐ×（ｄｉ／ｄｔ）／（Ｔ−ｔｐ） このような構成により、各負荷力率演算回路２４ａ，２
４ｂにより負荷力率を正負極性それぞれの場合に算出
し、その値を比較することによって、正負極性における
インバータ負荷回路の特性の差を推定することができ、
その値が極性によって大きく異なることをもって、トラ
ンスの２次側の第２の整流器６に使用されるダイオード
の短絡を検出することができる。
４ｂにより負荷力率を正負極性それぞれの場合に算出
し、その値を比較することによって、正負極性における
インバータ負荷回路の特性の差を推定することができ、
その値が極性によって大きく異なることをもって、トラ
ンスの２次側の第２の整流器６に使用されるダイオード
の短絡を検出することができる。
【００３６】次に本発明の第５の実施の形態について説
明する。図５は本発明の第５の実施の形態の抵抗溶接機
の制御装置の構成図であり、図７と同一要素については
同一符号を付し、説明を省略する。
明する。図５は本発明の第５の実施の形態の抵抗溶接機
の制御装置の構成図であり、図７と同一要素については
同一符号を付し、説明を省略する。
【００３７】図５において、新たに追加された回路は、
ゲート制御装置１１から出力されるゲート信号により正
負各極性でのパルス幅をカウントするカウンタ１５ａ，
１５ｂと、検出器９により検出されたインバータの出力
電流により実効値を演算する実効値回路２３ａ，２３ｂ
と、カウンタ１５ａ，１５ｂの出力と実効値回路２３
ａ，２３ｂの出力とを基に負荷インピーダンスを演算す
る負荷インピーダンス演算回路２５ａ，２５ｂと、イン
バータ出力の正負ｄｕｔｙ（正負極性における負荷特
性）の許容値に対応する上限値、下限値を設定する判定
値設定回路１８ａ，１８ｂと、負荷インピーダンス演算
回路２５ａ，２５ｂの出力と判定値設定回路１８ａ，１
８ｂの出力と比較する比較器１７ａ，１７ｂと、比較器
１７ａ，１７ｂの出力の論理和を取るＯＲ回路２６であ
る。また、カウンタ１５ａ，１５ｂと実効値回路２３
ａ，２３ｂと比較器１７ａ，１７ｂへの入力は、基準ク
ロックを分周回路１９によって２分周した極性信号によ
りスイッチ２０ａ，２０ｂ，２０ｃによって切り替えら
れる。
ゲート制御装置１１から出力されるゲート信号により正
負各極性でのパルス幅をカウントするカウンタ１５ａ，
１５ｂと、検出器９により検出されたインバータの出力
電流により実効値を演算する実効値回路２３ａ，２３ｂ
と、カウンタ１５ａ，１５ｂの出力と実効値回路２３
ａ，２３ｂの出力とを基に負荷インピーダンスを演算す
る負荷インピーダンス演算回路２５ａ，２５ｂと、イン
バータ出力の正負ｄｕｔｙ（正負極性における負荷特
性）の許容値に対応する上限値、下限値を設定する判定
値設定回路１８ａ，１８ｂと、負荷インピーダンス演算
回路２５ａ，２５ｂの出力と判定値設定回路１８ａ，１
８ｂの出力と比較する比較器１７ａ，１７ｂと、比較器
１７ａ，１７ｂの出力の論理和を取るＯＲ回路２６であ
る。また、カウンタ１５ａ，１５ｂと実効値回路２３
ａ，２３ｂと比較器１７ａ，１７ｂへの入力は、基準ク
ロックを分周回路１９によって２分周した極性信号によ
りスイッチ２０ａ，２０ｂ，２０ｃによって切り替えら
れる。
【００３８】負荷インピーダンス演算回路による負荷イ
ンピーダンスの演算方法は以下の通りである。インバー
タの直流電圧をＶＤ、パルス幅をｔｐ、インバータスイ
ッチング周期を２Ｔとすれば、インバータオン期間にお
ける出力電圧は、
ンピーダンスの演算方法は以下の通りである。インバー
タの直流電圧をＶＤ、パルス幅をｔｐ、インバータスイ
ッチング周期を２Ｔとすれば、インバータオン期間にお
ける出力電圧は、
【００３９】
【数４】ＶＤ×ｔｐ／Ｔ となる。従って、等価的な負荷インピーダンス分Ｚは、
電流実効値をｉｒｍｓとすれば、
電流実効値をｉｒｍｓとすれば、
【００４０】
【数５】Ｚ＝（ＶＤ×ｔｐ／Ｔ）／ｉｒｍｓ となる。このような構成により、各負荷インピーダンス
演算回路２５ａ，２５ｂにより負荷インピーダンスを正
負極性それぞれの場合に算出し、その値と判定値設定回
路１８ａ，１８ｂで設定された負荷インピーダンスの許
容範囲の上限値／下限値とを比較し、負荷インピーダン
スが上限値または下限値のいずれかを越えたことをもっ
て、トランスの２次側の第２の整流器６に使用される１
個又は２個のダイオードの短絡を検出することができ
る。
演算回路２５ａ，２５ｂにより負荷インピーダンスを正
負極性それぞれの場合に算出し、その値と判定値設定回
路１８ａ，１８ｂで設定された負荷インピーダンスの許
容範囲の上限値／下限値とを比較し、負荷インピーダン
スが上限値または下限値のいずれかを越えたことをもっ
て、トランスの２次側の第２の整流器６に使用される１
個又は２個のダイオードの短絡を検出することができ
る。
【００４１】次に本発明の第６の実施の形態について説
明する。図６は本発明の第６の実施の形態の抵抗溶接機
の制御装置の構成図であり、図７と同一要素については
同一符号を付し、説明を省略する。
明する。図６は本発明の第６の実施の形態の抵抗溶接機
の制御装置の構成図であり、図７と同一要素については
同一符号を付し、説明を省略する。
【００４２】図６において、新たに追加された回路は、
ゲート制御装置１１から出力されるゲート信号により正
負各極性でのパルス幅をカウントするカウンタ１５ａ，
１５ｂと、検出器９により検出されたインバータの出力
電流を微分する微分回路２１と、微分回路２１の正負各
極性の出力を保持するサンプルホールド回路２２ａ，２
２ｂと、カウンタ１５ａ，１５ｂの出力とサンプルホー
ルド回路２２ａ，２２ｂの出力とを基に負荷力率を演算
する負荷力率演算回路２４ａ，２４ｂと、インバータ出
力の正負ｄｕｔｙ（正負極性における負荷特性）の許容
値に対応する上限値、下限値を設定する判定値設定回路
１８ａ，１８ｂと、負荷力率演算回路２４ａ，２４ｂの
出力と判定値設定回路１８ａ，１８ｂの出力と比較する
比較器１７ａ，１７ｂと、比較器１７ａ，１７ｂの出力
の論理和を取るＯＲ回路２６である。また、カウンタ１
５ａ，１５ｂとサンプルホールド回路２２ａ，２２ｂへ
の入力は、基準クロックを分周回路１９によって２分周
した極性信号によりスイッチ２０ａ，２０ｂ，２０ｃに
よって切り替えられる。
ゲート制御装置１１から出力されるゲート信号により正
負各極性でのパルス幅をカウントするカウンタ１５ａ，
１５ｂと、検出器９により検出されたインバータの出力
電流を微分する微分回路２１と、微分回路２１の正負各
極性の出力を保持するサンプルホールド回路２２ａ，２
２ｂと、カウンタ１５ａ，１５ｂの出力とサンプルホー
ルド回路２２ａ，２２ｂの出力とを基に負荷力率を演算
する負荷力率演算回路２４ａ，２４ｂと、インバータ出
力の正負ｄｕｔｙ（正負極性における負荷特性）の許容
値に対応する上限値、下限値を設定する判定値設定回路
１８ａ，１８ｂと、負荷力率演算回路２４ａ，２４ｂの
出力と判定値設定回路１８ａ，１８ｂの出力と比較する
比較器１７ａ，１７ｂと、比較器１７ａ，１７ｂの出力
の論理和を取るＯＲ回路２６である。また、カウンタ１
５ａ，１５ｂとサンプルホールド回路２２ａ，２２ｂへ
の入力は、基準クロックを分周回路１９によって２分周
した極性信号によりスイッチ２０ａ，２０ｂ，２０ｃに
よって切り替えられる。
【００４３】このような構成により、各負荷力率演算回
路２４ａ，２４ｂにより負荷力率を正負極性それぞれの
場合に算出し、その値と判定値設定回路１８ａ，１８ｂ
で設定された負荷インピーダンスの許容範囲の上限値／
下限値とを比較し、負荷インピーダンスが上限値または
下限値のいずれかを越えたことをもって、トランスの２
次側の第２の整流器６に使用される１個又は２個のダイ
オードの短絡を検出することができる。
路２４ａ，２４ｂにより負荷力率を正負極性それぞれの
場合に算出し、その値と判定値設定回路１８ａ，１８ｂ
で設定された負荷インピーダンスの許容範囲の上限値／
下限値とを比較し、負荷インピーダンスが上限値または
下限値のいずれかを越えたことをもって、トランスの２
次側の第２の整流器６に使用される１個又は２個のダイ
オードの短絡を検出することができる。
【００４４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
溶接用トランスの２次側に整流器を持つインバータ式抵
抗溶接機において、２次側の電流を検出することなく、
２次側整流器の異常を検出することができる。
溶接用トランスの２次側に整流器を持つインバータ式抵
抗溶接機において、２次側の電流を検出することなく、
２次側整流器の異常を検出することができる。
【図１】 本発明の第１の実施の形態の抵抗溶接機の制
御装置の構成図。
御装置の構成図。
【図２】 本発明の第２の実施の形態の抵抗溶接機の制
御装置の構成図。
御装置の構成図。
【図３】 本発明の第３の実施の形態の抵抗溶接機の制
御装置の構成図。
御装置の構成図。
【図４】 本発明の第４の実施の形態の抵抗溶接機の制
御装置の構成図。
御装置の構成図。
【図５】 本発明の第５の実施の形態の抵抗溶接機の制
御装置の構成図。
御装置の構成図。
【図６】 本発明の第６の実施の形態の抵抗溶接機の制
御装置の構成図。
御装置の構成図。
【図７】 従来の抵抗溶接機の制御装置の構成図。
【図８】 従来の抵抗溶接機の制御を説明する波形図。
【図９】 抵抗溶接機の通電時の等価回路図。
【図１０】 抵抗溶接機のインバータオフ時の負荷電流
経路図。
経路図。
１・・・交流電源 ２・・・第１の整流器 ３・・・直流コンデンサ ４・・・インバータ回路 ５・・・降圧トランス ６・・・第２の整流器 ７・・・溶接用端子 ８・・・溶接対象 ９・・・電流検出器 １０・・・比較器 １１・・・ゲート制御装置 １２・・・基準クロック発生回路 １３・・・電流基準発生回路 １４・・・偏磁防止回路 １５ａ，１５ｂ・・・パルス幅カウンタ １６・・・絶対値演算回路 １７，１７ａ，１７ｂ・・・比較器 １８，１８ａ，１８ｂ・・・判定値設定回路 １９・・・分周回路 ２０，２０ａ，２０ｂ，２０ｃ・・・切替回路 ２１・・・微分回路 ２２ａ，２２ｂ・・・サンプルホールド回路 ２３ａ，２３ｂ・・・実効値演算回路 ２４ａ，２４ｂ・・・負荷力率演算回路 ２５ａ，２５ｂ・・・負荷インピーダンス演算回路 ２６・・・ＯＲ回路
Claims (6)
- 【請求項１】 交流を直流に整流する第１の整流器と、
直流を安定化するコンデンサと、直流をパルス幅制御に
よって電流制御された高周波の交流に変換するインバー
タ装置と、インバータ装置の出力に接続される降圧トラ
ンスと、トランスの２次側に発生する交流を整流する第
２の整流器を有する抵抗溶接機の制御装置において、前
記インバータ装置の正負の出力極性のそれぞれにおいて
パルス幅を測定するカウンタ手段と、前記カウンタ手段
の正負の出力極性のカウント値の差を演算する演算手段
と、前記演算手段の出力が所定値を越えると前記第２の
整流器の異常と判断する比較手段とを具備したことを特
徴とする抵抗溶接機の制御回路。 - 【請求項２】 交流を直流に整流する第１の整流器と、
直流を安定化するコンデンサと、直流をパルス幅制御に
よって電流制御された高周波の交流に変換するインバー
タ装置と、インバータ装置の出力に接続される降圧トラ
ンスと、トランスの２次側に発生する交流を整流する第
２の整流器を有する抵抗溶接機の制御装置において、前
記インバータ装置の正負の出力極性のそれぞれにおいて
出力電流の傾きを演算する微分手段と、前記微分手段の
正負の出力極性の出力電流の傾きの差を演算する演算手
段と、前記演算手段の出力が所定値を越えると前記第２
の整流器の異常と判断する比較手段とを具備したことを
特徴とする抵抗溶接機の制御回路。 - 【請求項３】 交流を直流に整流する第１の整流器と、
直流を安定化するコンデンサと、直流をパルス幅制御に
よって電流制御された高周波の交流に変換するインバー
タ装置と、インバータ装置の出力に接続される降圧トラ
ンスと、トランスの２次側に発生する交流を整流する第
２の整流器を有する抵抗溶接機の制御装置において、前
記インバータ装置の正負の出力極性のそれぞれにおいて
出力電流の実効値を演算する実効値演算手段と、前記実
効値演算の正負の出力極性の実効値の差を演算する演算
手段と、前記演算手段の出力が所定値を越えると前記第
２の整流器の異常と判断する比較手段とを具備したこと
を特徴とする抵抗溶接機の制御回路。 - 【請求項４】 交流を直流に整流する第１の整流器と、
直流を安定化するコンデンサと、直流をパルス幅制御に
よって電流制御された高周波の交流に変換するインバー
タ装置と、インバータ装置の出力に接続される降圧トラ
ンスと、トランスの２次側に発生する交流を整流する第
２の整流器を有する抵抗溶接機の制御装置において、前
記インバータ装置の正負の出力極性のそれぞれにおいて
パルス幅を測定するカウンタ手段と、前記インバータ装
置の正負の出力極性のそれぞれにおいて出力電流の傾き
を演算する微分手段と、前記カウンタ手段の出力と前記
微分手段の出力とを基に正負の出力極性のそれぞれにお
ける負荷力率を演算する負荷力率演算手段と、前記負荷
力率演算手段の正負の出力極性の負荷力率の差を演算す
る演算手段と、前記演算手段の出力が所定値を越えると
前記第２の整流器の異常と判断する比較手段とを具備し
たことを特徴とする抵抗溶接機の制御回路。 - 【請求項５】 交流を直流に整流する第１の整流器と、
直流を安定化するコンデンサと、直流をパルス幅制御に
よって電流制御された高周波の交流に変換するインバー
タ装置と、インバータ装置の出力に接続される降圧トラ
ンスと、トランスの２次側に発生する交流を整流する第
２の整流器を有する抵抗溶接機の制御装置において、前
記インバータ装置の正負の出力極性のそれぞれにおいて
パルス幅を測定するカウンタ手段と、前記インバータ装
置の正負の出力極性のそれぞれにおいて出力電流の実効
値を演算する実効値演算手段と、前記カウンタ手段の出
力と前記実効値演算手段の出力とを基に正負の出力極性
のそれぞれにおける負荷インピーダンスを演算する負荷
インピーダンス演算手段と、前記負荷インピーダンス演
算手段の正負の出力極性の負荷インピーダンスが所定範
囲を越えると前記第２の整流器の異常と判断する比較手
段とを具備したことを特徴とする抵抗溶接機の制御回
路。 - 【請求項６】 交流を直流に整流する第１の整流器と、
直流を安定化するコンデンサと、直流をパルス幅制御に
よって電流制御された高周波の交流に変換するインバー
タ装置と、インバータ装置の出力に接続される降圧トラ
ンスと、トランスの２次側に発生する交流を整流する第
２の整流器を有する抵抗溶接機の制御装置において、前
記インバータ装置の正負の出力極性のそれぞれにおいて
パルス幅を測定するカウンタ手段と、前記インバータ装
置の正負の出力極性のそれぞれにおいて出力電流の傾き
を演算する微分手段と、前記カウンタ手段の出力と前記
微分手段の出力とを基に正負の出力極性のそれぞれにお
ける負荷力率を演算する負荷力率演算手段と、前記負荷
力率演算手段の正負の出力極性の負荷力率が所定範囲を
越えると前記第２の整流器の異常と判断する比較手段と
を具備したことを特徴とする抵抗溶接機の制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10207449A JP2000042751A (ja) | 1998-07-23 | 1998-07-23 | 抵抗溶接機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10207449A JP2000042751A (ja) | 1998-07-23 | 1998-07-23 | 抵抗溶接機の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000042751A true JP2000042751A (ja) | 2000-02-15 |
Family
ID=16539966
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10207449A Pending JP2000042751A (ja) | 1998-07-23 | 1998-07-23 | 抵抗溶接機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000042751A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100460123C (zh) * | 2007-08-27 | 2009-02-11 | 北京航空航天大学 | 超快变换方波复合脉冲电流变极性弧焊电源装置 |
| CN100460122C (zh) * | 2007-08-27 | 2009-02-11 | 北京航空航天大学 | 超快变换变极性方波电流弧焊电源装置 |
| JP2020071215A (ja) * | 2018-10-31 | 2020-05-07 | 電元社トーア株式会社 | 整流素子劣化測定装置および整流素子劣化測定方法 |
| WO2020095501A1 (ja) | 2018-11-07 | 2020-05-14 | 電元社トーア株式会社 | インバータ電源装置 |
-
1998
- 1998-07-23 JP JP10207449A patent/JP2000042751A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100460123C (zh) * | 2007-08-27 | 2009-02-11 | 北京航空航天大学 | 超快变换方波复合脉冲电流变极性弧焊电源装置 |
| CN100460122C (zh) * | 2007-08-27 | 2009-02-11 | 北京航空航天大学 | 超快变换变极性方波电流弧焊电源装置 |
| JP2020071215A (ja) * | 2018-10-31 | 2020-05-07 | 電元社トーア株式会社 | 整流素子劣化測定装置および整流素子劣化測定方法 |
| WO2020152894A1 (ja) * | 2018-10-31 | 2020-07-30 | 電元社トーア株式会社 | 整流素子劣化測定装置および整流素子劣化測定方法 |
| WO2020095501A1 (ja) | 2018-11-07 | 2020-05-14 | 電元社トーア株式会社 | インバータ電源装置 |
| US11545911B2 (en) | 2018-11-07 | 2023-01-03 | Dengensha Toa Co., Ltd. | Inverter power supply |
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