CN110235348B - 无线电能传输系统 - Google Patents

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Abstract

本文所公开的是用于接收来自感应式电能传输系统中的接收器线圈的AC信号的整流器电路。该电路配置为以工作频率工作。该电路包括：E类整流器；AC信号供应器，该AC信号供应器配置为向整流器电路供应AC信号；以及具有电感器和电容器的谐振网络。谐振网络具有谐振频率，谐振频率与工作频率的比率在1.75至3的范围内。

Description

无线电能传输系统
技术领域
本公开涉及感应式电能传输，特别是涉及用于在感应式电能传输电路中使用的E类整流器。
背景技术
无线电能传输有许多工业应用，并且使用无线电能传输的设备(例如无线牙刷充电器、用于移动设备的无线充电垫，以及植入体内的无线充电医疗设备)继续日益受到欢迎。
感应式电能传输(Inductive Power Transfer，IPT)是无线电能传输(WirelessPower Transfer，WPT)的一个例子。在感应式电能传输系统的示例中，交流电流通过发射器线圈。这导致发射器线圈产生时变磁场。当接收器线圈放置在时变磁场中时，磁场在接收器线圈中感应出交流电流，然后该交流电流可以用于驱动负载。因此，电能通过时变磁场从发射器线圈无线传输到接收器线圈。
强耦合感应链路倾向于在数十至数百千赫兹(KHz)的范围内工作。相反，弱耦合感应链路倾向于在低兆赫兹(MHz)的范围内工作以增加它们的链路效率(ηlink)。感应链路的最佳链路效率(ηlink,opt)可以被描述为：
Figure GDA0003834659640000011
其中，参数k为形成链路的线圈之间的磁耦合，Qrx和Qtx分别为接收线圈(Lrx)和发射线圈(Ltx)的空载品质因数。线圈的空载品质因数可以定义为在特定频率下线圈的电抗与线圈的等效串联电阻的比率。
在具有空心线圈的感应链路中，耦合系数可以从大约1％变化到大约10％。当与在其线圈中使用铁氧体的感应链路相比时，这种耦合系数值相对较低。因此，弱耦合感应链路倾向于在低MHz的区域内工作，以便通过增加形成链路的线圈的空载品质因数而补偿低耦合系数，来增加弱耦合感应链路的最佳链路效率(ηlink,opt)。
当接收线圈在所产生的磁场的频率处调谐，并且AC负载电阻(Rac)与调谐电容器的电抗(Crx)的比率满足某一确定值(αopt)时，出现特定感应链路几何的最佳链路效率。αopt值在以下两个表达式中定义，并且取决于形成感应链路的线圈之间的耦合系数、两个线圈的空载品质因数以及Lrx(并联(图1a)或串联(图1b))的调谐方法。
Figure GDA0003834659640000021
Figure GDA0003834659640000022
当整流器被添加到感应链路时，例如当整流器被添加到图1a-1b中任意接收器侧的电路时，其输入电阻将是AC负载。相应地，应当根据最佳链路效率要求选择整流器。此外，应当选择整流器拓扑结构，使得整流器拓扑结构在工作的频率处有效；整流器拓扑结构与调谐的接收线圈的输出类型(无论是用于并联的调谐的接收线圈的电压输出(图1a)还是用于串联的调谐的线圈的电流输出(图1b))兼容；以及使得整流器拓扑结构的输入电抗被Crx吸收以使Lrx的调谐不受影响。
E类整流器由于其有效的软开关能力和由此允许的低电磁干扰(ElectromagneticInterference，EMI)工作，而被认为是多兆赫兹(MHz)应用集成的良好的可能候选。
发明内容
在独立权利要求中阐述了一发明。在从属权利要求中列出了可选的特征。
在此公开的是用于接收来自感应式电能传输系统中的接收器线圈的AC信号的整流器电路。该电路包括E类整流器，且该电路配置为以工作频率工作。该电路包括具有谐振频率的谐振网络，其中谐振频率与工作频率的比率在1.75至3的范围内。
根据第一方面，提供了用于接收来自感应式电能传输系统中的接收器线圈的AC信号的整流器电路。该电路包括E类整流器和配置为向整流器电路供应AC信号的AC信号供应器。该电路配置为以工作频率工作。该电路包括具有谐振频率的谐振网络。谐振网络是包括电感器和电容器的LC网络，并且谐振频率与工作频率的比率在1.75至3的范围内。
AC信号供应器可以与谐振网络分开和分离，并且反过来，谐振网络可以与AC信号供应器分开和分离。特别地，谐振网络的电感器和电容器可以与AC信号供应器分开和分离。在AC信号供应器是布置成接收AC信号并且将AC信号引入和/或供应至整流器电路的接收器线圈的实施例中，谐振网络及其组成部件可以与接收器线圈分开和分离。特别地，谐振网络的电感器可以在AC信号供应器的外部，并且特别地可以在接收器线圈的外部。因此，电感器可以包括在接收器线圈的外部，并且布置在整流器电路中，以提供除AC信号供应器的任何固有电感之外的电感。
可选地，谐振网络的电感器可以耦合到AC信号供应器。电感器可以直接耦合到AC信号供应器。
可选地，谐振网络的电感器可以与AC信号供应器串联布置。
可选地，该电路包括接收器线圈。换句话说，AC信号供应器包括接收器线圈。
可选地，接收器线圈是空心线圈。
可选地，工作频率由来自接收器线圈的AC信号确定。
可选地，整流器电路耦合到D类逆变器，并且工作频率由D类逆变器的输出频率确定。
可选地，整流器电路耦合到E类逆变器，并且工作频率由E类逆变器的输出频率确定。
可选地，整流器电路耦合到EF类逆变器，并且工作频率由EF类逆变器的输出频率确定。
换句话说，AC信号供应器可以是接收器线圈和/或逆变器。该逆变器可以是D类逆变器、E类逆变器、EF类逆变器或本文公开的任何逆变器。
可选地，逆变器布置为驱动负载电阻，并且包括开关器件，该开关器件布置在电源和地之间并布置为以开关频率切换。谐振网络与在电源和地之间的开关器件并联布置，谐振网络具有谐振频率，该谐振频率是开关频率的非整数倍，使得在工作中，基本上恒定的电流通过负载电阻。
可选地，工作频率由包括电感器和电容器的谐振回路电路的输出频率确定。
可选地，谐振频率与工作频率的比率在1.75至2的范围内，可选地在1.8至2的范围内，并且可选地在1.8至1.9的范围内。
可选地，整流器电路还包括二极管，并且可选地，其中跨二极管放置并联电容器。
可选地，AC信号是输入电压；谐振网络的电容器耦合到输入电压并具有电容Cs；并联电容器具有电容Cp，Cp与Cs的比率大于零。有利地，这种混合E类整流器可以仿真任何给定的DC电阻(Rdc)的任何输入AC电阻。
可选地，整流器是非同步整流器。
可选地，谐振频率与工作频率的比率在2至3的范围内。
可选地，整流器电路还包括晶体管。
可选地，整流器是同步整流器。
根据另一方面，提供了一种组合式逆变器-整流器电路，该逆变器-整流器电路包括与逆变器电路耦合的整流器电路。整流器电路如上和在此所述，并且逆变器适合“EF”类工作。逆变器布置为驱动负载电阻，并且逆变器包括布置在电源和地之间的开关器件，开关器件布置为以开关频率切换。逆变器还包括与在电源和地之间的开关器件并联布置的谐振网络，该谐振网络具有谐振频率，该谐振频率是开关频率的非整数倍，使得在工作中，基本上恒定的电流通过负载电阻。
在此公开的是一种组合式逆变器-整流器电路，该逆变器-整流器电路包括与逆变器电路耦合的整流器电路。整流器电路如上和在此所述，并且逆变器适合“EF”类工作。逆变器布置为驱动负载电阻，并且逆变器包括布置在电源和地之间的开关器件，开关器件布置为以开关频率切换。逆变器还包括与在电源和地之间的开关器件并联布置的谐振网络，该谐振网络具有谐振频率，该谐振频率是开关频率的非整数倍，使得在工作中，基本上恒定的电流通过负载电阻。
根据另一方面，提供了一种用于驱动感应式电能传输系统中的发射器线圈的E类逆变器电路。逆变器布置为驱动负载电阻并且包括布置为以开关频率切换的开关器件，以及与开关器件并联布置的谐振网络。电路布置为使得在开关器件被导通的时刻，开关器件两端的电压为零或大致为零且电压的时间导数为负；并且在开关器件被关断的时刻，开关器件两端的电压为零或大致为零。
根据另一方面，提供了切换在E类逆变器电路中的开关器件的方法。逆变器布置为驱动负载电阻，并且包括布置为以开关频率切换的开关器件，和与开关器件并联布置的谐振网络。该方法包括当开关器件两端的电压大致为零并且电压的时间导数为负时，将开关器件导通；当开关器件两端的电压大致为零时，将器件关断。
可选地，负载电阻包括至少一个接收器线圈的反射电阻。
可选地，负载电阻包括来自接收谐振回路电路的反射电阻。
可选地，逆变器耦合到权利要求1至16中任一项的整流器。
可选地，开关器件是晶体管。
可选地，逆变器电路包括与开关器件并联布置的电容器。
可选地，谐振网络包括彼此串联布置的电感器和电容器。
附图说明
现在参考附图描述特定实施例，其中：
图1a描述了包括并联的调谐的接收线圈的电路布置；
图1b描述了包括串联的调谐的接收线圈的电路布置；
图2a描述了包括E类零dv/dt整流器的电路布置，所描述的整流器是混合整流器；
图2b描述了包括E类零dv/dt整流器的电路布置，所描述的整流器是电流驱动的整流器；
图2c描述了包括E类零dv/dt整流器的电路布置，所示的布置是具有串联电容器的电压驱动整流器；
图2d描述了包括E类零dv/dt整流器的电路布置，所示的布置是具有串联电感器的电压驱动整流器；
图3a描述了如图2b所示的电流驱动整流器的设计变量的变化；
图3b描述了如图2c所示的电压驱动整流器的设计变量的变化；
图3c描述了如图2d所示的电压驱动整流器的设计变量的变化；
图4a描述了具有串联电感器的电压驱动整流器的负载Q的变化；
图4b描述了用于具有串联电容器的混合整流器、电流驱动整流器和电压驱动整流器的负载Q值的变化；
图5a示出了在恒定DC负载电阻下不同整流器设计的特性；
图5b示出了根据本发明(设计#4)的整流器在可变DC负载下的串联输入电阻和电抗；
图5c示出了根据本发明的另一整流器(设计#5)在可变DC负载下的串联输入电阻和电抗；
图5d示出了在可变DC负载下整流器(设计#2)的串联输入电阻和电抗；
图6a示出了实验数据，并且特别地示出了图5b中所示的实验数据，其映射到链路效率的等值线、发射线圈的反射电阻和发射线圈的反射电抗，从80％到95％，等值线以1％的步长出现，从95％到99％，等值线以0.5％的步长出现；
图6b示出了实验数据，并且特别地示出了图5c中所示的实验数据，其映射到链路效率的等值线、发射线圈的反射电阻和发射线圈的反射电抗，从0.1到1，等值线以0.1的步长和1的步长出现；
图6c示出了实验数据，并且特别地示出了图5d中所示的实验数据，其映射到链路效率的等值线、发射线圈的反射电阻和发射线圈的反射电抗，从0到0.1，等值线以0.02的步长出现，然后从0.1到0.2，等值线以0.1的步长出现，然后以0.2的步长出现；
图7描述了可以耦合到本公开的整流器布置的EF类逆变器的电路布置；
图8a描述了根据本公开的混合同步E类整流器；
图8b描述了根据本公开的电流驱动的同步E类整流器；
图8c描述了电压驱动的串联-C同步E类整流器；
图8d描述了根据本公开的电压驱动的串联-L同步E类整流器；
图9描述了可以耦合到本公开的整流器布置的E类逆变器；
图10描述了可以耦合到本公开的整流器布置的D类逆变器。
概要
先前已经认为，在E类零dv/dt整流器中，整流器表现电阻输入阻抗是必要的。由于需要在电路中增加另外的电感-电容网络以压缩在输出DC负载变化时由逆变器看到的负载，因此认为需要电阻性输入阻抗。
然而，现有的布置面临两个问题。第一，E类整流器的输入电抗随着系统的DC负载改变而变化。第二，已经证明先前系统的输出电压难以调节。
如下面将进一步详细讨论的，解决这些问题的现有方法必然涉及能量存储部件和/或额外的外部电路。然而，这些额外的部件消耗体积，占用PCB的面积，并且过度地增加系统的物理尺寸和重量。这些部件也增加了系统的成本。应当理解，这在商业WPT应用中并不理想。
变量Ar可以定义为E类整流器的LC网络的谐振频率(ωr)与工作频率(ω)的比率。由于本领域的普遍假设是E类整流器应当设计为呈现电阻性输入阻抗，因此从未考虑过Ar大于1.5的E类整流器电路，更不用说以前的设计过。考虑到这一普遍假设，现有技术中绝大多数E类整流器具有趋于0的Ar。再次考虑到这种普遍假设，在一些特定的布置中，Ar值可以等于1，或者尽可能接近1。
如下面将更详细讨论的，已经发现提供Ar在1.75-3之间的E类零dv/dt整流器以解决这些问题。特别地，设计有在1.75-2范围内的Ar的E类零dv/dt非同步整流器拓扑结构，以及设计有在2-3范围内的Ar的E类零dv/dt同步整流器拓扑结构，随着系统上的负载的改变整流器的输入电抗呈现低偏差，并且固有的输出电压随DC负载(Rdc)的变化而调节。
具体实施方式
图1a和图1b示出了感应链路电路配置，每个配置具有简单的发射器电路120和简单的接收器电路130。发射电路和接收电路中的每一个电路都具有线圈，发射器电路和接收器电路的线圈的磁耦合可以用k表示。电流源102将电流Iac引入发射侧电路。发射线圈104具有电感Ltx。
接收侧电路包括具有电感Lrx的接收器线圈106。在图1a中，具有电容Crx的电容器108a与具有电阻Rac,par的负载电阻110a并联布置。在图1b中，具有电容Crx的电容器108b与具有电阻Rac,ser的负载电阻110b串联布置。
贯穿图2a至图2d，相同的标号表示相同的部件。图2a至图2d示出了混合的和传统的E类半波零dv/dt整流器。图2a示出了混合整流器(Hybrid Voltage Driven Rectifier，HVDR)。图2b示出了电流驱动整流器(Current-Driven Rectifier，CDR)。图2c示出了具有串联电容器的电压驱动整流器(串联-C VDR)。图2d示出了具有串联电感器的电压驱动整流器(串联-L VDR)。技术人员将从附图中理解所描述的部件的布置。
图2a中所示的拓扑结构是新的拓扑结构：混合E类整流器。混合E类整流器组合了具有串联电容器的电压驱动E类整流器和电流驱动E类整流器的特性。然而，二极管的寄生效应会对电路的特性产生负面影响。通过跨二极管添加外部电容器Cp，实现了这种特性的有益组合，并且降低了二极管的寄生电容。电容器Cp吸收二极管的寄生电容，如在电流驱动整流器中，而在输入电压源和电路的其余部分之间具有串联电容(Cs)，如在具有串联电容器的电压驱动的E类整流器中。
在图2a中，所描述的整流器由AC输入电压202a供电。输入电压202a向整流器提供AC信号。在IPT实现中，输入电压可以由接收器线圈供应，该接收器线圈布置为接收来自发射器线圈的信号。在作为IPT系统的一部分的工作中，接收器线圈从发射器线圈接收电能，并因此充当整流器电路的AC电压源。
图2a中所示的布置还包括具有电感L的电感器210a和具有电阻Rdc的DC负载214a。Vdc表示DC负载214a两端的DC输出电压。具有电容Cf的滤波电容器212a跨输出电阻214a放置。
在图2a的HVDR中，第一电容器206a耦合到输入电压源202a，第二电容器204a跨二极管208a放置。第一电容器具有电容Cs。第二电容器具有电容Cp。因此，系统的电容C被分成Cs和Cp。由于外部电容器跨二极管208a放置，所以二极管208a的电容Cpn可以被Cp物理吸收。
混合E类整流器可以基于变量B仿真任何给定的DC电阻(Rdc)的任何输入AC电阻。变量B定义为Cp与Cs的比率。为了实现仿真，变量B应当大于0，并且可以达到无穷大。这种特性可以利用同步或非同步整流器来实现。
图2b中所示的布置是电流驱动整流器。该整流器在结构上类似于图2a中所描述的混合整流器，但是不存在电容器204a，并且输入电压被输入电流202b代替。
图2c中所示的布置是具有串联电容器206c的电压驱动整流器，其串联电容器206c具有电容C。该整流器在结构上类似于图2a中所描述的混合整流器。
图2d中所示的布置是具有串联电感器210d的电压驱动整流器。电感器210d耦合到输入电压202d。电感器210d还耦合到二极管208d。电容器216d跨二极管208d布置。所示的布置输出DC电压Vdc，该DC电压Vdc在输出电阻214d两端输出。具有电容Cf的滤波电容器212d跨输出电阻214d布置。
随着Ar增大到2以上，半导体中的电流必须能够在两个方向上流动。这是因为，由于整流器中的L-C网络(或混合整流器的L-Cs-Cp网络)的谐振频率大于这些布置中的工作频率，电流谐波(比工作频率更高频率的电流波形)的幅度可以大于当谐振频率小于工作频率两倍(即Ar<2)的情况。由于现在电流谐波的幅度更高，通过晶体管的电流具有将导致双向电流的振荡。这些振荡具有大约工作频率的1.5倍的频率。
因此，在以大于2的Ar工作的实施例中，晶体管可以代替二极管208a-208d。通常，当在电路中使用二极管时，整流器可以作为非同步整流器工作，并且可以使用在1.75至2范围内的Ar。当晶体管代替二极管时，整流器可以作为非同步整流器工作，并且可以使用在2至3范围内的Ar。然而，应当理解，在1.75至2的Ar范围内用二极管代替晶体管是可选的。
图8a至图8d分别示出了混合同步E类整流器、电流驱动同步E类整流器、电压驱动串联-C同步E类整流器和电压驱动串联-L同步E类整流器。如将理解的，这些电路布置类似于图2a至图2d中所示的电路布置，其中，二极管208被晶体管808代替。这些电路可在从1.75至3的Ar的全部范围内使用。在图2a至图2d和图8a至图8d中，相同的附图标号用于在结构上和/或功能上类似的电路部件。
如技术人员将理解的，当这些部件的半导体传导相同的电流时，晶体管中的传导损耗通常低于二极管中的传导损耗。这是由于二极管两端的正向电压降。晶体管不会经历这种类型的传导损耗，因为其电流传导能力由外部信号控制。外部信号可以例如由栅极驱动电路提供。栅极驱动电路通常包括能够向电源电路的晶体管的栅极电容提供所需电荷量的另外的晶体管。栅极驱动电路内的晶体管受例如可由微控制器提供的数字(即，小)信号控制。栅极驱动电路是商业上可获得的电路并且具有不同的封装，具有不同的充电能力(例如，特定电荷量的输送的速度)。
当在MHz范围工作时，外部信号可能消耗比正向偏置二极管所需的电能更高的电能。然而，现代晶体管技术实现了对控制信号的电能要求不高的MHz切换。
此外，由于晶体管可以由外部信号控制，同步整流的优点是电路通过改变外部控制信号的参数来调节输出电压或输出电流的能力。在同步E类整流器的示例中，这些参数包括晶体管在一个工作频率内导通的时间(即占空比)以及控制信号和整流器的输入源之间的相位(即相位角)。具有大于2的Ar的另一个优点是，占空比随输出负载变化的变化变得小于当Ar在1.75和2之间时占空比的变化。
当Ar大于2时，存在两种用于同步整流的工作模式，所述两种工作模式基于晶体管的控制信号和输入AC源之间的相位角来区分。在第一种工作模式中，相位角是可变的并且相位角改变使得在晶体管关断期间将会实现零电压和零导数切换。在非同步整流器的示例中，因为当在二极管两端的电压为负时不传导电流，所以相位角随输出负载固有地变化，并且零导数切换总是独立于负载发生。
在第二种且优选的工作模式中，整流器是同步整流器，其中相位角保持恒定在这样的值：在100％负载下，整流器将实现零电压和零电压导数切换。通过在输出负载改变时保持相位角恒定，可以保持零电压切换。随着DC负载降低至100％以下，零导数切换可能会丢失，然而因为在切换的点的电压仍然为零，所以与传导损耗相比，切换损耗仍然是无关紧要的。能够在同步整流器电路中保持相位角恒定是有益的，因为不再需要基于负载将相位角适应到正确值的外部电路。
随着Ar增大到2以上，固有电压调节和低输入电抗偏差的特性仍然保持，特别是在1.75<Ar<3的范围内保持。实际上，对于变化的和恒定的相位角工作，随着Ar增大到超过2，固有电压调节的误差降低到5％以下。
图2a至图2d中所示布置中的每个布置都设计为以工作频率工作。在IPT布置的示例中，工作频率可以由发射线圈处产生的磁场的频率确定。产生的磁场的频率由驱动发射线圈的逆变器确定。在任何逆变器的示例中，产生的磁场的频率等于在发射电路中的晶体管的开关频率。
如将理解的，图2a至图2d中所示的布置中的每个布置都具有谐振网络。谐振网络包括LC网络。在图2a至图2d中，谐振网络由电容C和电感L组成。在图2a中，电容C由电容器206a和电容器204a提供。电感由电感器210a提供。可以选择这些部件以给出不同的L和C，以便调谐网络的谐振频率ωr。
谐振频率定义为L和C将具有相同电抗的频率。L的电抗等于ωL，C的电抗等于1/(ωC)。谐振的物理意义是将存储在电感器磁场中的所有能量转换成存储为电容器中的电场的电能的现象。
在本公开的实施例中，电路被设计成使得E类整流器的谐振频率与电路的工作频率的比率优选地在1.75至3的范围内。
在IPT应用中，整流器电路的输入202a-202d可以是接收线圈。接收线圈可以是铁氧体磁芯线圈(ferrite core coil)或空心线圈(air core coil)。空心线圈可以描述为不依赖铁磁性材料而工作的任何电感器。IPT系统中的空心线圈可以被描述为“弱耦合”，因为与在其线圈中使用例如铁氧体的感应链路相比，线圈之间可实现的磁耦合相对较低。术语空心线圈可以描述具有例如由导线构成并且在导线匝内具有空气的导电线圈的电感器。具有空心线圈的感应链路对于线圈未对准更稳健，并且可以在比具有例如铁氧体磁芯线圈的链路更大的间隙下工作。此外，由于不使用铁氧体，空心线圈便宜且轻便。空心线圈因为没有铁氧体退化的影响也更可靠。然而，应当理解，本发明公开的布置对任何类型的线圈都是有益的。
如图2a至图2d中所示的E类零dv/dt整流器，使用具有电容C的电容器或总电容C的电容网络，以在二极管反向偏置时实现在二极管两端电压的零变化率。当二极管正向偏置时，具有电感L的电感器用于DC负载电流的循环。可以根据变量Ar来描述E类整流器的工作，变量Ar被定义为LC网络的谐振频率(ωr)与工作频率(ω)的比率。工作频率是输入AC源的频率。其中，ωr等于ω，Ar等于1，并且因此整流器在谐振下工作。
在图2a至图2d的E类整流器中，电感器L用作滤波电感器，并且在工作中，在通过它的电流(iL)中具有大的谐波失真。当二极管正向偏置时，电感器的一端可以被钳位到地，导致Cf通过L的放电速率恒定。当二极管反向偏置时，iL具有叠加到输出DC电流的正弦分量。iL的AC分量的大小随着Ar而增加。当Ar在谐振之上的工作中接近零时，通过L的电流可以假设为DC。
如本领域技术人员所知，网络的源是提供或发射电能的网络的部分，而负载是消耗电能的网络的部分。在图2a至图2d所示的布置中，整流器的输入正弦源可以是谐振回路的输出。谐振回路可以是IPT系统的接收端(例如图1的Lrx-Crx)，或者可以是逆变器的输出网络的一部分。在后一种情况下，整流器将直接连接到逆变器，形成谐振DC到DC转换器。
先前的E类整流器已被设计为呈现电阻性输入阻抗，这是由于需要在电路中增加另外的电感器-电容器网络，以压缩在输出DC负载变化时由逆变器所看到的负载。电阻性输入阻抗被认为是必要的，因为设计具有电阻输入阻抗的电路意味着，对于完美调谐的线圈，将没有跨链路的无功功率的交换。无功功率的任何交换将导致对于输送到负载的相同的实际电能的线圈中的更高的电流，并因此导致更多损耗。
然而，在本公开的布置中，已经意识到输入阻抗不必是纯电阻性的。为了确保高效率，存在可以补偿的额外电抗，并且电路可以设计成使得额外电抗在可变负载下不会偏离，并且其偏离不会使IPT的接收线圈或谐振转换器中的谐振回路失谐。
在已知的电路的工作中的第一个问题是：E类整流器的输入阻抗随输出DC电阻的改变(例如，由于由整流器直接供电的电池的荷电状态的改变)而变化。
E类整流器的电阻性输入阻抗特性对于特定输出DC负载(Rdc)是有效的。由于输出DC负载改变，整流器的输入阻抗也可能被改变，使得整流器的输入阻抗是电阻性的。这影响系统的其他部分，例如逆变器或感应链路以及在IPT系统的情况下的发射端。在IPT和谐振电能转换器应用中，并入的谐振回路需要保持不受影响。在感应链路的示例中，这是特别重要的，因为接收端处的谐振回路必须总是在工作的频率下谐振，使得可以继续满足最佳链路效率的条件。在谐振转换器的情况下，谐振回路必需不能失谐，否则所使用的逆变器的最佳软开关条件丢失，从而导致系统效率受到负面影响。
试图解决输入电抗随DC负载变化的一种方法是在整流器后增加DC/DC转换器。外部DC/DC转换器为整流器提供恒定负载，并因此始终保持其输入阻抗恒定，从而始终保持其输入电抗恒定。然而，该方法不能令人满意，因为它需要在系统中增加额外电能转换模块。增加的DC/DC转换器的效率将降低整个系统的效率，同时增加系统的成本。
试图解决输入电抗随DC负载变化的问题的另一种方法是修改逆变器，使得整流器的电抗的变化不影响逆变器的软开关工作。然而，这种方法也不能令人满意，因为它需要增加外部电路，外部电路不仅会增加逆变器的成本和尺寸，而且还会降低系统的效率。
已知电路的工作中的第二个问题是系统的输出电压的调节。
通常，整流器电路将为特定负载(例如电池或旋转电动车辆的电动机的驱动器)提供电能。整流器通常需要调节供应给负载的电压、电流或功率的任何一者。由于整流器电路中的二极管不能由外部信号控制，因此控制的信号被施加到晶体管。在脉冲宽度调制(pulse-width-modulated，PWM)DC/DC转换器(例如降压转换器，升压转换器，正激转换器)中，在输出处的任何类型的调节都是通过改变定义电路中的晶体管的导通时间的脉冲的宽度来实现的，因此给出了这些转换器的名称。
然而，在使用软开关拓扑结构的谐振转换器中，例如E类逆变器/整流器，脉冲宽度调制并不常见，因为难以预测具有占空比的电路的行为。应用了更简单的控制方法，基本上基于输出电压值停止和启动从系统一端到另一端的电能传输。这种控制方法虽然简单，但在输出处需要能量存储部件，当没有电能传输到整流器时，该能量存储部件能够在输出处提供电能。能量存储部件的体积消耗大，因此增加了系统的物理尺寸和重量。
对于IPT系统中成功的E类整流器集成，拓扑结构的输入电阻应当基于感应链路的配置而设置为最佳值。在数学上方便地将电压驱动E类整流器的输入阻抗表示为电抗分量Xin,p和输入电阻Rin,p的并联连接。另一方面，在电流驱动拓扑结构中，通过在Xin；s和Rin；s之间的串联组合来表示输入阻抗更方便。当E类整流器设计为提供最佳链路效率的条件时，设计人员可以在满负载处选择占空比dr和变量Ar：
Figure GDA0003834659640000111
满负载时50％占空比的选择倾向于在E类整流器中提供最大电能输出能力(cpdc)。在HVDR的情况下(图2a)，在变量B的选择中引入了另一自由度，变量B定义为：
Figure GDA0003834659640000112
其中两个电容之和为：
C＝Cs+Cp (6)
然后评估电路中的无源部件，以使得满足指定的条件。
占空比取决于整流器的负载品质因数(Qr)，负载品质因数定义为：
Figure GDA0003834659640000113
其中Rdc是整流器的DC负载，X是电压驱动拓扑结构(L或C)或电流驱动拓扑结构中串联部件的电抗，X是电容器C的电抗。电压驱动整流器中DC电阻与输入电阻之间的关系(假设效率为100％)由下式给出：
Rdc＝2Mv 2Rin,p＝2Mv 2Rac,par (8)
其中MV是输出电压与AC输入电压峰值的比率(AC到DC电压增益)。在当前驱动拓扑结构中，Rdc由下式给出：
Figure GDA0003834659640000121
其中MI是输出电流与AC输入电流峰值的比率(AC到DC电流增益)。为了将输入AC电阻直接与所需的X值相关联，将(8)和(9)代入(7)，变量被重新整理，使得形成与AC电阻和所需X值的比率相关的表达式。该比率将被称为输入负载品质因数Qin，并且对于电压驱动的拓扑结构，Qin由以下表达式给出：
Figure GDA0003834659640000122
对于电流驱动的拓扑结构，Qin由以下表达式给出：：
Figure GDA0003834659640000123
使用变量Ar的定义，形成LC网络的电抗之间的关系由下式给出：
Figure GDA0003834659640000124
在HVDR的情况下，Cs和Cp从(5)、(6)和(12)评估。最后，输入电抗与X的比率由下式给出：
Figure GDA0003834659640000125
在每个整流器的数学分析中，二极管和无源部件被认为是理想的和无损耗的。
在(7)-(11)和(13)中用于E类拓扑结构的设计变量在图3a至图3c和图4中表示为从50％到10％以10％为步长的占空比值的Ar的函数。在图5中，设计变量表示为HVDR在50％占空比时对于几个B值的Ar的函数。负载品质因数(Qr)独立于变量B，因此负载品质因数(Qr)对于HVDR(图2a)和串联-C VDR(图2c)是相同的。而且，CDR(图2b)中的Qr与HVDR和串联-CVDR中的Qr相同，因为CDR形成串联-C VDR的诺顿等效电路。
CDR(图2b)是传统半波E类整流器中最常实现的拓扑结构。然而，在现有技术中已经丢失了拓扑结构的关键特性，因为从图3a中的Nin可以看到，1.75至2之间的Ar具有如下优点：当占空比由于Rdc增大而降低到50％以下时，保持拓扑的输入电抗Xin；s小于其初始值5％。因此，CDR将不会显著地使接收线圈失谐，因为与Lrx的电抗相比，随着Rdc的增大，CDR不会引入大的残余电抗。
在相同的Ar范围(1.75至2)内，与Xin；s不同的是，拓扑结构的输入电阻(Rin；s)将随占空比而改变。根据Qin的定义并通过考虑占空比随Rdc变化的行为，拓扑结构的输入电阻随着Rdc的增大而减小。Rin；s的这种行为提供了假定恒定输入电流的固有输出电压调节。通过MI和Qr相乘可以观察到固有输出电压调节。根据两个变量的定义，它们的乘积给出了输入电流和输出电压之间的直接关系：Vdc/(XC.iin)。通过对图3a中的曲线与图3中曲线的乘积进行评估，可以观察到，当占空比降低到50％以下时，与该乘积的初始值的偏差不显著。事实上，固有电压调节实际上发生在从1.6至2的Ar范围内。
在谐振工作中，可以在图3a的Qin中观察到拓扑结构的输入电阻的单调行为。Rin；s随Rdc增大而增大。通过保持接收器线圈中的感应电动势(induced emf)恒定，固有输出电压调节可以存在于谐振工作中。然而，在没有考虑为接收线圈的调谐而增加的外部电容器的值的情况下，更难以发现输出电压调节的误差，并且系统不如Ar在1.6和2之间的工作中那么好调节。
最后，当拓扑结构设计为Ar趋于零时，所得电感值(L)较大。这可以从图3a和(12)的Qin推导出来。高电感导致具有小AC分量的电感器电流(iL)。这个小的AC分量简化了输出滤波电容器(Cf)的实现。
转向串联-L VDR(图2d)，串联-L VDR通常会引入实现挑战，因为对于大多数实际的感应链路，所需的电感L需要在μH范围内。利用串联-L VDR中Qin的定义，可以看出当Ar大于0:5时，L与Lrx的比值将大于1。实现这些电感值需要磁芯，磁芯在MHz频率下的损耗将非常大。
转向具有串联电容器的电压驱动E类整流器(串联-C VDR)，这种拓扑结构(图2c)可以被认为是CDR(图2b)的电压驱动等效，因此该拓扑结构呈现与Ar相同的输入阻抗的行为。随着Ar趋向于零，设计变量导致了较大的L，简化了Cf的实现。在谐振工作(Ar为1)中，可以在图4b(中心)的Qin观察到拓扑结构的输入电阻(Rin；p)的单调行为。Rin；p随着Rdc的增大而减小，因此，如在CDR(图2b)中观察到的，当感应电动势恒定时，LRx所见的等效串联电阻随Rdc增大，导致固有输出电压调节。
从图3b中的Nin可以表明，低输入电抗(Xin；p)随Rdc的增大而偏离的特性发生在与CDR相同的Ar范围内(从1.75到2)。此外，可以在图3b的Mv中观察到在上述Ar范围内的固有输出电压调节。在1.75至2的Ar范围内，随着Rdc增大，Mv与其初始值的改变不显著。因此，通过保持整流器的输入端两端的电压恒定，可以调节输出电压。在IPT的情形下，整流器的输入电压是调谐电容器两端的电压，且该输入电压通过保持接收线圈中的电流恒定来保持恒定(如在CDR中)。Rin；p比Xin；p大一数量级以满足最佳链路效率的条件，因此在整流器输入端的电压的大小主要取决于Xin；p。由于Xin；p在此Ar范围内保持在其初始值的5％以内，在恒定的iLrx下，整流器输入端两端的电压保持恒定。
与其他整流器拓扑结构相比，串联-C VDR的工作高度依赖于输出电能水平，因为非恒定二极管结电容(Cpn)没有被吸收到大的固定电容器中。因此，HVDR(图2a)可以看作是对串联-C VDR的改进，因为Cpn可以被吸收到Cp中。因此，HVDR对输出电压的改变比串联-CVDR更稳健，并且在变量B的选择中引入了额外的设计自由度，这允许为期望的Ar提供最佳负载。
最后，转向混合E类整流器(HVDR)，在HVDR(图2a)和串联-C VDR(图2c)中，MV、Qin和Xin变量在Ar和dr上的行为是相同的，因此，这两种拓扑结构共享上一节中讨论的有利特性。然而，通过考虑AC到DC的增益(MV)，可以观察到HVDR(图2a)的额外的重要特性。在这种拓扑结构中，MV取决于两个变量，Ar和B。串联-C VDR没有这个特性，因为串联-C VDR不会将C拆分为两个分量。通过选择适当的Ar和B的组合，拓扑结构可用于将感应链路的最佳AC负载与要由IPT系统供电的Rdc的任何给定值相匹配。此外，不同的HVDR拓扑结构在具有相同的Rdc但具有不同的其他无源部件的值时可以呈现相同的AC负载。应注意，对于大于1:7的Ar，HVDR的输入电容可以变得大于Crx。
为了更好地说明目前的概念和发现，现在将讨论和呈现五种不同整流器设计的检测的结果。
·设计#1：HVDR在Ar小于1处工作，通过输出滤波电容提供低AC电流纹波。
·设计#2：HVDR在谐振(Ar＝1)下工作，并且其输入电阻中表现出随Rdc的变化的单调行为。
·设计#3：HVDR在图6的最大电能输出能力(CPdc)点(Ar＝1.52)工作。
·设计#4：HVDR在Ar等于1.75处工作，表现出低偏差输入电抗和输入电阻随Rdc变化的单调行为。
·设计#5：CDR具有与设计#4(Ar＝1.8)相同的输入阻抗特性。
利用Ar和B的不同组合来实现四种HVDR设计，以研究哪种LC网络部件的组合将为相同的Rdc提供最佳效率和所需输入电阻。除了设计#4之外，所有HVDR设计具有相同的Mv，因为必须评估B以产生小于Lrx的调谐电容的输入电容。对CDR(设计#5)中的Ar的选择也导致了Rdc等于其他整流器的值的电路。
对于每种设计，首先实现电感器(L)。基于其测量值，选择其他无源部件，使得Ar和B(或对于CDR仅Ar)的初始选择得到满足。所有电感器均利用用于射频(RF)应用的微金属铁粉芯实现。具体地，在设计#1中使用T106-3芯，在设计#2至设计#5中使用T106-2芯。所有电容均来自AVX高Q范围。利用是德科技(Keysight Technologies)阻抗分析仪进行部件阻抗测量。所有整流器都使用了单个沃尔夫斯基碳化硅肖特基(Wolfspeed SiC Schottky)二极管C3D10065A，其具有10A正向电流和650V阻塞电压能力。
为了能够对整流器进行仔细地表征并避免感应链路及用于测试整流器的与感应链路相关联的仪器的需要，开发了一种测试装置，当在接收器处添加整流器时，该测试装置在调谐的Rx线圈中再现IPT条件。利用该测试装置，接收器的效率(ηRx)以及从逆变器的输出看到的在测试中的整流器的输入电阻的计算是可能的，而不影响IPT系统的任何其它部分。
对五种实现的整流器关于它们的效率和它们对感应链路的影响进行了比较。为了确保结果的可重复性，当输出功率从最小增加到最大并且当输出功率从最大减小到最小时，在每个实验中进行功率扫描并记录测量值两次。所呈现的结果是平均值。测试装置能够测量接收线圈、外部调谐电容器和被测整流器的组合阻抗。在谐振时，该阻抗等于整流器的等效串联输入电阻Rin；ser。在电流驱动的情况下，Rin；ser等于Rin；s，在电压驱动的情况下，Rin；ser等于Rin；p的串联变换。当整流器设计成反映最佳负载时，该Rin；ser值等于Rac；ser(在本情况的研究中等于10:6)，不依赖于串联或并联调谐。
图5a表示针对变化的功率(50W至200W)的测量的ηRx和Rin；ser。图5b、图5c和图5d示出了设计#2、设计#4和设计#5在10％至100％的DC负载范围内的可变Rdc实验的结果。在每个DC负载步骤中，计算了拓扑结构的Rin；ser和谐振回路中的残余电抗(Xin；res)。Xin；res是Rx线圈的电抗、外部调谐电容器和整流器的输入电抗之间的无补偿电抗。为了检查固有电压调节特征，在设计#4和设计#5中计算输出DC电压与接收线圈中的电流之间的比率(Vdc/iin)，在设计#2中计算输出DC电压与所呈现的电动势的幅度之间的比率(Vdc/vin)。将实验结果与时域SPICE仿真进行比较。
根据图5a中的曲线图，所有设计在整个输出功率范围内显示出低的效率偏差。在Pdc上效率偏差最差的情况是设计#2，效率偏差为4％。设计#2、#3和#5呈现出低于标称值的3％的Rin；ser的偏差，而设计#1和#4分别呈现出7:2％和9:4％的偏差。设计#1在所实现的整流器中具有最低的在二极管两端的电容，因此设计#1对pn结电容的变化更敏感。另一方面，设计#4虽然具有显著更高的Cp，但由于Ar的选择，设计#4对XC的变化比设计#1更敏感。当Ar大于1:6时，Ar的微小变化将导致Qin的大的变化，从而在Rin；p中也导致大的变化。虽然设计#5(电流驱动的拓扑结构)在与设计#4相同的Ar区域中工作，但设计#5的输出功率上的Rin.ser分布与设计#4的Rin；ser相比具有低得多的偏差。这是因为设计#5中二极管两端的电容是设计#4中相应电容的大小的两倍。
设计#5(CDR)具有最低的ηRx，因为在设计#5的L中的损耗是五种设计中最高的。由于除了设计#4之外的所有设计都具有相同的Rdc，因此设计#1至设计#3和设计#5中的电感器(L)在一个周期内经历相同的电压波形。因此，设计中的最高电感器电流出现在设计#5中，导致最高的损耗。比较HVDR电路(设计#1至#4)所呈现的Rin；ser越高，实现越高的接收端效率。通常，所有开发的整流器都在其Rin；ser中出现误差，该误差与Rdc的理论值和实验值之间的误差成比例。对于与跨二极管的外部电容相比二极管的寄生电容显著且Qin对Ar的灵敏度较大的解决方案，实验中的误差较大。因此，在设计#4和#5中观察到最大的误差。
图5b和5c示出了仿真和实验结果之间的良好一致性。在仿真中，将无源部件设置为与阻抗分析仪的测量值相等。设计#2、设计#4和设计#5按预期执行，在设计#4和设计#5中，Rin,ser随着Rdc减少，在设计#2中，Rin；ser随着Rdc增大。就输入电抗变化而言，设计#4和设计#5在接收端呈现残余电抗，残余电抗的大小小于接收线圈阻抗Xrx的1％。此外，在这两种设计中，当接收线圈中的电流保持恒定时，输出电压被固有地调节。输出电压分别在设计#4和设计#5中被调节在其初始值的3％和8％之内。设计#2还呈现一些固有的输出电压调节，具有对于恒定输入电压25％的偏差。
为了进一步研究所实现的整流器如何影响感应链路的效率和发射线圈处的反射阻抗，图5b和图5d的测量值被映射到图6的等值线图上。
图6a、6b和6c分别示出了感应链路效率(ηlink)、发射线圈处的反射电阻(Rref)和发射线圈处的反射电抗(Xref)的等值线。图6的所有等值线绘制为由接收线圈所见的归一化电阻(Rin；ser/Rac；ser)和谐振接收回路的归一化残余电抗(Xin；res/XM)的函数。注意，Rac；ser是提供最佳链路效率的接收端的AC电阻，XM是形成感应链路的线圈之间的磁化电感的阻抗(在工作的频率下为7.11Ω)。此外，ηlink和Rref的等值线归一化为它们各自的最佳值。最后，将Xref的等值线归一化为XM。
Rin；ser和Xin；res的归一化值的轨迹已被添加到图6的等值线图中。具体地，已经使用了设计#2和设计#4的实验数据，因为它们都呈现出对于可变DC负载的固有电压调节的期望特性，并且设计#4还呈现出随着DC负载的变化在输入电抗的低偏差。由于设计#5关于这些参数与设计#4的表现方式相同，因此在图6中仅绘制来自设计#4的数据。
如图6a所示，在100％DC负载下，所有测试的设计都在ηlink.opt等值线内。随着负载降低到50％，所有设计落入效率较低的等值线，但它们都在97％的ηlink.opt以内。虽然设计#2在低于100％的DC负载下使接收线圈失谐，但是对于相同的负载值，所得到的链路效率实际上略高于设计#4的链路效率。这是因为设计#2的Rin；ser从其初始值增大，而不是像设计#4的情况那样减小，其中链路效率更能容忍残余电抗的存在，如图6a的等值线所示。在低于20％的DC负载下，两种设计中的链路效率都降低到ηlink.opt的90％以下，然而，感应链路中的损耗将在大小上小于当在ηlink.opt传输最大功率时的损耗。
在图6b和图6c中，发射线圈处的反射阻抗与所使用的整流器的输入阻抗成反比。这是感应链路的基本属性。在设计#2中，Rref随着Rdc的增大而线性减小。另一方面，在设计#4中，Rref随着Rdc的增大而线性增大。就反射电抗(Xref)而言，在设计#2中，尽管接收线圈处的残余电抗达到XM的六倍，反射电抗也不会超过XM的0:15倍。将设计#2的Xref的大小与发射线圈的阻抗(XTx)进行比较，Xref始终低于XTx的1％，并且不会影响Tx线圈的调谐。相反，虽然设计#4没有引入大于XM的25％的Xin；res，但这种设计的Xref随着Rdc的增大而增大，并且几乎可以达到XM的大小的三倍。
固有的输出电压调节特征可以在设计#2和设计#4中实现。对于设计#2，Tx处的恒定输出电流将导致Rx线圈中的恒定感应电压，从而为输出电压调节特征提供条件。在设计#2中，发射谐振回路不受Rdc变化的影响。因此，由于Rref随Rdc减小，恒定输出电流EF类逆变器将是兼容的。在设计#4中，固有的输出电压调节与在Rx线圈中的恒定电流一起发生。这需要Rx线圈中的感应电压的大小的变化，并因此Tx线圈中的电流的变化。由于反射阻抗随Rdc增大，因此D类ZVS恒定输出电压逆变器将能够为固有的输出电压调节提供条件。
应当理解的是，特定实施例的以上描述仅是示例性的，并不旨在限制本发明的范围。设想了所述实施例(其中一些实施例是现在描述的)的许多修改，并且旨在落入本发明的范围内。
本文所述类型的E类整流器可用于使用谐振回路的任何类型的电路，例如包括那些利用感应式电能传输的无线电能应用，以及射频(RF)应用。本文所述类型的整流器也可用在谐振功率DC/DC转换器中，这意味着它们实际上可用在任何DC/DC转换器应用中。
在IPT系统的情况下，当发射线圈由D类逆变器(特别是用于最大效率的零电压D类逆变器)驱动时，将实现功率吞吐量控制和固有电压调节，因为对发射线圈的阻抗随着负载电阻的增大而增大。D类逆变器如图10所示。由于在发射线圈处反射的负载随着整流器的输出DC负载(Rdc)而增大，因而需要恒定的输出电压逆变器，使得整流器的输入源的大小保持恒定。在IPT的情况下，整流器的输入源的大小取决于接收线圈中的电流。利用用于整流器的恒定幅度源，可以应用上述整流器的特性。
在谐振DC-DC转换器应用的情况中，当整流器设计为Ar在1.75-2之间时，如果与负载无关的EF类逆变器与图2a至图2d的任一E类整流器组合使用，将实现固有输出电压调节。由于逆变器具有恒定电流输出，整流器的输入源的大小将保持恒定，并且根据E类整流器的低输入电抗偏差和单调输入电阻特性，电压调节将是可能的。
合适的逆变器的电路原理图如图7所示。逆变器700基于E类逆变器，更具体地基于EF类逆变器。在工作中，逆变器100将来自电源702的直流电流(direct current，DC)转换为交流电流(alternating current，AC)。
逆变器700包括晶体管706。晶体管706可以是本领域已知的金属氧化物半导体场效应晶体管706(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)。图1示出了n沟道MOSFET。晶体管706耦合到具有第一电感L1的第一电感器704。第一电感器704经由第一晶体管节点耦合到晶体管706，该第一晶体管节点在如图1中的n沟道MOSFET的情况下将是“驱动”节点。第一电感器704依次耦合到电源702，电源702布置成向逆变器700提供DC输入信号。晶体管706还经由第二节点耦合到地708，该第二节点在晶体管706是n沟道MOSFET的情况下将是“源极”节点。最后，晶体管706经由第三晶体管节点导通/关断，该第三晶体管节点在晶体管706是n沟道MOSFET的情况下将是“栅极”节点。可以通过施加来自例如信号发生器(未图示)的输入来导通/关断晶体管706。通常，信号发生器产生方波输入信号。
具有第一电容C1的第一电容器716在第一电感器704和地708之间与晶体管706并联连接。应当理解，电容器C1允许逆变器106以ZVS模式工作。C1上的电压每个周期自然地降至零两次，这两个事件是晶体管改变状态的点。因此，正是整个电路(所有部件一起工作)的功能产生了这些零电压的实例。电容器C1的存在意味着晶体管两端的电压有有限的变化率，从而为晶体管改变状态提供了有限的时间。
谐振电路710也并联连接在第一电感器704和地708之间。谐振电路710具有第二电感器712和第二电容器714，第二电感器712具有电感L2，第二电容器714具有第二电容C2。谐振电路710具有谐振频率FT，如本领域技术人员将理解的，谐振频率FT取决于C2和L2的值。
在本公开的实施例中，谐振电路710被设计为具有谐振频率Ft，谐振频率Ft是晶体管1206的开关频率Fsw的非整数倍。优选地，该非整数倍是在1和2之间，更优选地是在1.5和1.65之间，并且甚至更优选地等于1.5。
具有第三电容C3的第三电容器718、具有第三电感L3的第三电感器718和发射器线圈(未图示)也与晶体管706和第一电容器716并联连接。发射线圈的电阻形成逆变器100的电阻负载722的一部分。在工作中，逆变器700的电阻性负载722也根据IPT系统内的任何接收器线圈的相应的电阻性负载而增大。如本领域技术人员将理解的，当IPT系统工作时，这些相应的接收器负载被“反射”到发射器线圈。负载的值可以取决于匝数比和耦合因数，并且可以认为包括接收器线圈的损耗电阻。因此可以理解，逆变器700经历的电阻性负载722可以随着接收器线圈的数量、方向、尺寸或距发射器线圈的距离的改变而变化。
在图1的电路中，Iin是稳定的输入电流。期望是具有小电流纹波的显着DC分量。Io是在发射器线圈中流动的正弦输出电流。
在工作中，电源702向逆变器提供DC输入信号。晶体管706在开关频率Fsw处导通/关断。这具有产生通过负载的AC输出信号的效果。当AC电流通过发射器线圈时，产生时变磁场。
如本领域技术人员将理解的，根据公知的等式P＝IV(其中P是每秒晶体管106中的能量损失，I是通过晶体管706的电流，V是晶体管706两端的电压)，在非零电流或电压通过晶体管706时导通或关断晶体管706引起通过晶体管706的开关损耗。
如在下面更详细的描述，谐振频率是开关频率的非整数倍的谐振电路710用于保持流过发射器线圈的电流恒定。
应当理解，其他类型的逆变器可以与本文所述的E类整流器一起使用，例如D类逆变器和E类逆变器。
图10示出了D类逆变器1300。该逆变器包括电压源1002。该D类逆变器包括半桥配置。半桥电路由上开关和下开关(例如两个MOSFET开关1006a、1006b)组成。如本领域技术人员所理解的，开关1006a和开关1006b可以由外部信号驱动。半桥配置与串联的调谐的电感器-电容器网络1010连接，该电感器-电容器网络1010包括具有电容C的电容器1014和具有电感L的电感器1012。D类逆变器1000还包括AC负载电阻1022。在谐振转换器的情况下，AC负载电阻1022由整流器的输入端子(加上整流器的输入电抗)表示，在感应式电能传输系统的情况下，AC负载是来自接收谐振回路的反射电阻。
D类逆变器1000的传统工作需要逆变器的谐振网络(例如在逆变器输出端处的电感器1012和电容器1014)在工作的频率下谐振。换句话说，先前的D类电路总是被设计成使得工作频率/开关频率是工作的频率的整数倍。
然而，通过改变电感器-电容器网络1010的谐振频率使得谐振频率远离工作频率，逆变器可以在工作频率下输出恒幅电流。换句话说，谐振网络被设计成使得它具有开关频率/工作频率的非整数倍的谐振频率。这允许逆变器以通过负载电阻的基本恒定的电流工作，即便负载变化。为了以这种方式实现恒定的输出电流，AC负载电阻也应该小于在工作的频率下电感器-电容器网络1010的残余电抗。
当远离谐振工作时，在工作的频率下从电感器-电容器网络获得电感残余电抗是有益的，因为电感残余电抗有助于消除半桥的晶体管的导通损耗，而晶体管的关断损耗可以根据电抗的大小来调整。
如果电路被调谐使得逆变器1300在工作频率下驱动残余电感，则D类逆变器1000可以被设计成在整流器负载电阻增大时给出恒定电流。这可以使用具有在1.75和3之间的Ar值的E类整流器来实现。
图9示出了E类逆变器900。该E类逆变器900包括开关器件，例如晶体管906。晶体管906与电容器914a和输出负载网络并联连接。晶体管可以通过外部信号导通和关断。外部信号可以例如由栅极驱动电路提供。栅极驱动电路通常包括另外的晶体管，该另外的晶体管能够向电源电路的晶体管的栅极电容提供所需量的电荷。栅极驱动电路内的晶体管由数字(即，小)信号控制，该信号可以例如由微控制器提供。输出负载网络由电感器912a和电容器914b以及AC负载电阻922的串联组合形成。逆变器900具有由电压源902和电感器912b的串联连接提供的电流输入。AC负载电阻922由谐振电能转换器应用中的整流器的输入端子或由感应式电能传输系统中的接收器的反射电阻表示。
在E类逆变器900的常规工作中，评估电路的无源部件，使得晶体管906在其导通和关断(ZVS)时经历零电压，并且在其导通时经历零电压导数(ZDS)。然而，令人惊讶的是，已经发现通过在保持ZVS的同时放宽零电压导数的最后约束，并且将逆变器900设计成使得当晶体管906导通时晶体管906两端的电压的导数是负的，当输出AC电阻从其初始值减小时，在输出负载网络(电感器-电容器912a、914b和AC负载电阻器922的串联组合)中的电流的振幅具有小的偏差。导数是时间导数，并且可以认为是电压的变化率。晶体管电压导数的大小越大，通过输出负载网络的电流的大小的偏差越小。换句话说，E类逆变器可以设计成通过放宽零导数切换的条件来给出近似恒定的电流。
现在将讨论目前公开的整流器和逆变器布置的进一步的优点。
具有低偏差输入电抗和变化的输出负载对于IPT和谐振转换器应用是有利的，因为系统中的谐振回路(例如，IPT的接收端或谐振转换器中的逆变器的输出)将总是经历来自整流器的输入端的相同的电抗。这是因为当整流器被添加到感应链路时，整流器将在链路的接收端向谐振回路引入一些电抗。谐振回路由接收线圈和调谐电容器组成。调谐电容器的值将考虑整流器所呈现的电抗。接收线圈、调谐电容器的电抗以及整流器的电抗的和应等于零，即在工作的频率下谐振。当整流器的DC负载改变时，目前公开的布置确保输入电抗将不显著地偏离，使得电抗的和将保持为零。消除接收线圈(或调谐线圈)的电抗意味着可以实现高链路效率。
除了低输入电抗偏差的特性之外，在1.75至3之间的Ar范围内，如果输入源的大小保持恒定，则本公开的拓扑结构呈现出随Rdc变化的固有电压调节。因此，可以移除用于电压调节的额外的控制电路，提高端到端的效率并降低PCB的面积的要求。
当输出DC电阻增加时，本公开的E类工作模式不会使系统的谐振回路失谐。此外，在该工作模式下，通过整流器实现固有电压调节，使得电路独立于控制和能量存储部件。这是显著改善IPT系统和谐振电能转换器的实际特性的两项特征。
如上所述，先前的布置遇到了E类整流器的输入电抗随着系统的DC负载的改变而变化的问题。设计有Ar在1.75至3范围内的E类整流器压缩其输入电抗随占空比减小的变化。虽然它会引入一些电抗至将要连接的电路，但是这个电抗可以在为整流器提供正弦输入的谐振回路(例如，感应链路的接收端或谐振DC/DC转换器中的逆变器的输出)中被吸收。由于当占空比改变时，E类整流器的输入电抗的偏差将是低的，所以谐振回路因为已经补偿了相同的电抗将不会受到影响。在不同Ar值下的E类整流器设计将呈现出其大小取决于占空比的电抗，并且由于回路只能补偿特定的电抗，因此将影响用于为整流器提供正弦输入的谐振回路。
如上所述，已经证明在先前系统中难以调节系统的输出电压。当占空比由于输出负载(Rdc)的增加而减小时，设计有Ar在1.75至3范围内的E类整流器的输入电阻具有单调行为。这种单调输入电阻行为连同输入电抗的低偏差一起导致当Rdc增大时由输入源提取的功率减小；假设源的大小保持恒定。这种来自源的提取功率的减小导致传递到输出负载(Rdc)的电流与Rdc的大小成比例。因此，随着输出DC负载的增加，输出电压被固有地调节。

Claims (19)

1.整流器电路，用于接收来自感应式电能传输系统中的接收器线圈的AC信号，所述整流器电路配置为以由来自所述接收器线圈的所述AC信号确定的工作频率工作，所述整流器电路包括：
E类整流器；以及
AC信号供应器，其包括所述接收器线圈并且配置为向所述整流器电路供应AC信号；
其中，所述E类整流器包括具有电感器和电容器的谐振网络，其中所述谐振网络具有谐振频率，并且其中所述谐振频率与所述工作频率的比率在1.75至3的范围内。
2.根据权利要求1所述的整流器电路，其特征在于，所述谐振网络的所述电感器耦合到所述AC信号供应器。
3.根据权利要求1所述的整流器电路，其特征在于，所述接收器线圈是空心线圈。
4.根据权利要求1所述的整流器电路，其特征在于，所述谐振频率与所述工作频率的比率在1.75至2的范围内。
5.根据权利要求1所述的整流器电路，其特征在于，所述谐振频率与所述工作频率的比率在1.8至2的范围内。
6.根据权利要求1所述的整流器电路，其特征在于，所述谐振频率与所述工作频率的比率在1.8至1.9的范围。
7.根据权利要求1所述的整流器电路，其特征在于，所述整流器电路还包括二极管。
8.根据权利要求7所述的整流器电路，其特征在于，跨所述二极管放置并联电容器。
9.根据权利要求8所述的整流器电路，其特征在于：
所述AC信号是输入电压；
所述谐振网络的所述电容器耦合到所述输入电压并具有电容Cs；
并且其中所述并联电容器具有电容Cp，Cp与Cs的比率大于零。
10.根据权利要求7所述的整流器电路，其特征在于，所述整流器是非同步整流器。
11.根据权利要求1所述的整流器电路，其特征在于，所述谐振频率与所述工作频率的比率在2至3的范围内。
12.根据权利要求1所述的整流器电路，其特征在于，所述整流器电路还包括晶体管。
13.根据权利要求1所述的整流器电路，其特征在于，所述整流器是同步整流器。
14.组合式逆变器-整流器电路，包括与逆变器电路耦合的整流器电路，其中所述整流器电路是如权利要求1至13中任一项所述的整流器电路，并且所述逆变器适合于以EF类逆变器的工作方式工作，所述逆变器布置为驱动负载电阻，并且所述逆变器包括：
开关器件，其布置在电源和地之间，所述开关器件布置为以开关频率切换；以及
谐振网络，其与在所述电源和所述地之间的所述开关器件并联布置，所述谐振网络的谐振频率是所述开关频率的非整数倍，使得在工作中，基本上恒定的电流通过所述负载电阻。
15.根据权利要求14所述的组合式逆变器-整流器电路，其特征在于，所述负载电阻包括至少一个接收器线圈的反射电阻。
16.根据权利要求14所述的组合式逆变器-整流器电路，其特征在于，所述负载电阻包括来自接收谐振回路电路的反射电阻。
17.根据权利要求14所述的组合式逆变器-整流器电路，其特征在于，所述开关器件是晶体管。
18.根据权利要求14所述的组合式逆变器-整流器电路，包括电容器，该电容器与所述开关器件并联布置。
19.根据权利要求14至18中任一项所述的组合式逆变器-整流器电路，其特征在于，所述谐振网络包括谐振网络电感器和谐振网络电容器，所述谐振网络电感器和所述谐振网络电容器彼此串联布置。
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