CN113381622B - 一种用于无线输电高频e类整流器并联电路及控制方法 - Google Patents
一种用于无线输电高频e类整流器并联电路及控制方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开了一种用于无线输电高频E类整流器并联电路，包括两台并联连接的第一台E类整流器和第二台E类整流器，两台并联连接的E类整流器输入侧为高频的正弦交流电流源，正弦交流电流源一端连接谐振电容C0和谐振电感L0组成的串联谐振电路，正弦交流电流源另一端连接E类整流器。本发明还公开了一种用于无线输电高频E类整流器并联电路的控制方法，本发明实现接收线圈接收到的高频交流电经过两台E类整流器并联电路进行整流，同时实现它们的均流控制，解决一般的E类整流器电压利用率低和效率低的问题。
Description
技术领域
本发明属于高频开关电源技术领域，具体涉及一种用于无线输电高频E类整流器并联电路，本发明还涉及一种用于无线输电高频E类整流器并联电路的控制方法。
背景技术
目前，随着无线输电技术逐渐发展，在手机充电、电动汽车和工业运输车等场合获得了一定示范应用。无线输电系统的能量传输方式主要有磁感应式、磁耦合谐振式、微波、激光等。对于不同类型的无线输电方式，实现原理不尽相同，目前常用的主要有磁感应式和磁耦合谐振式的无线输电方式，对于这两种无线输电方式，其主要方法是通过逆变器将直流电转换为高频交流电，再将高频交流电通入发射线圈，从而产生磁场实现电能的传输。而对于接收线圈在接收到高频交流电后，需经过整流电路将该高频交流电转换成直流电，为直流负载供电。
常用的高频整流器有二极管桥式整流器、E类整流器、EF2类整流器、主动E类整流器等。对于达到兆赫兹频率的无线输电系统，为了提高整流器的工作效率常采用E类整流器。E类整流器的二极管开通和关断时都工作在软开关状态，软开关可以有效降低高频电路的开关损耗，提高电路的效率。但一般的E类整流器基本采用单个二极管进行半个周期的整流，导致电压利用率和效率都较低。为了解决一般的E类整流器存在的上述问题，本发明提出了一种无线输电高频E类整流器并联电路，并设计了该高频E类整流器的并联均流控制方法。
发明内容
本发明的目的是提供一种用于无线输电高频E类整流器并联电路，实现接收线圈接收到的高频交流电经过两台E类整流器并联电路进行整流，同时实现它们的均流控制，解决一般的E类整流器电压利用率低和效率低的问题。
本发明所采用的第一技术方案是，一种用于无线输电高频E类整流器并联电路，包括两台并联连接的第一台E类整流器和第二台E类整流器，两台并联连接的E类整流器输入侧为高频的正弦交流电流源，正弦交流电流源一端连接谐振电容C0和谐振电感L0组成的串联谐振电路，正弦交流电流源另一端连接E类整流器。
本发明第一技术方案的特点还在于，
第二台E类整流器具体结构为：包括依次并联连接的二极管Dr2、电容Cr2和高频场效应管SB2、滤波电容CO2，电容Cr2的一端和高频场效应管SB2之间还连接有滤波电感Lr2，高频场效应管SB2和滤波电容CO2之间还连接有二极管DB2，滤波电感Lr2的一端与高频场效应管SB2的漏极以及BOOST升压斩波电路的二极管DB2的阳极连接，二极管DB2的阴极与BOOST升压斩波电路滤波电容CO2的一端连接，滤波电容CO2两端与负载RL并联；负载电压的地线分别与二极管Dr2的阳极、电容Cr2的另一端、高频场效应管SB2的源极和滤波电容CO2的另一端连接。
第一台E类整流器具体结构为：包括依次并联连接的二极管Dr1、电容Cr1和高频场效应管SB1、滤波电容CO1，电容Cr1的一端和高频场效应管SB1之间还连接有滤波电感Lr1，高频场效应管SB1和滤波电容CO1之间还连接有二极管DB1，二极管Dr1的阴极连接谐振电感L0的一端，同时也连接滤波电感Lr1的一端，滤波电感Lr1的另一端连接高频场效应管SB1的漏极和BOOST升压斩波电路的二极管DB1的阳极，二极管DB1的阴极与BOOST升压斩波电路的滤波电容CO1的一端连接；滤波电容CO1两端与负载RL并联；负载电压的地线分别与二极管Dr1的阳极、电容Cr1的另一端、高频场效应管SB1的源极和滤波电容CO1的另一端连接。
本发明所采用的第二技术方案是，一种用于无线输电高频E类整流器并联电路的控制方法，基本用于无线输电高频E类整流器并联电路，具体按照以下步骤实施：
步骤1、分析第一台E类整流器数学模型，得到第一台E类整流器工作时电流和电压的变化情况；
步骤2、得到第一台E类整流器的输入电流和电压之间的相位角、开关占空比及输出电流；
步骤3、分析第二台E类整流器数学模型，得到第二台E类整流器工作时电流和电压的变化情况；
步骤4、得到第二台E类整流器的输入电流和电压之间的相位角、开关占空比及输出电流；
步骤5、根据分析两台E类整流器中BOOST升压斩波电路的工作电流、电压、相位角、开关占空比及输出电流的大小，对两台E类整流器进行并联均流控制，稳定电容Cr1和Cr2的电压。
本发明第二技术方案的特点还在于，
步骤1具体如下：
首先单独对第一台E类整流器进行数学模型分析，设在工作过程中，开关管SB1的占空比为0.5，输入侧正弦交流电流源的电流为
对于输入侧正弦交流电流源的正半周，在不同时间段内，第一台E类整流器的Cr1电容电流iCr1和电容电压uCr1、Dr1二极管电流iDr1分别满足式(1)～式(3)，
对式(1)～式(3)进行整理得到式(4)，
步骤2为具体如下：
设负载RL上的电流IRL1近似为直流电流，以及系统的输出电压为一稳定值，则第一台E类整流器中BOOST升压斩波电路的输入电压和输出电压即负载电压URL如式(5)所示，输入电流和输出电流即第一台E类整流器的输出电流IRL1如式(6)所示：
其中，为电容Cr1两端的平均电压，即第一台E类整流器中BOOST升压斩波电路的输入电压，/>为电感Lr1上的平均电流，即第一台E类整流器中BOOST升压斩波电路的输入电流，dB1为开关管SB1的占空比；
通过对式(4)进行化简求解出其近似解，于是得到在输入电流峰值A、负载电阻RL以及并联电容Cr1确定情况下的输入侧正弦交流电流和其输入电流和电压之间的相位角占空比dR1以及输出电流IRL1的大小，如式(7)所示。
步骤3具体如下：
对于输入侧正弦交流电流源的负半周，在不同时间段内工作的第二台E类整流器的Cr2电容电流iCr2和电容电压uCr2、Dr2二极管电流iDr2分别满足式(8)～式(10)，
对式(8)～式(10)进行整理后得到式(11)：
设负载RL上的电流IRL2近似为直流电流，以及系统的输出电压为一稳定值，则第二台E类整流器中BOOST升压斩波电路的输入电压和输出电压即负载电压URL如式(12)所示，输入电流和输出电流即第二台E类整流器的输出电流IRL2如式(13)所示：
其中，为电容Cr2两端的平均电压，即第二台E类整流器中BOOST升压斩波电路的输入电压，/>为电感Lr2上的平均电流，即第二台E类整流器中BOOST升压斩波电路的输入电流，dB2为开关管SB2的占空比。
步骤4具体如下：
通过对式(11)进行化简求解出其近似解，于是得到在输入电流峰值A、负载电阻RL以及并联电容Cr2确定情况下的输入侧正弦交流电流和其输入电流和电压之间的相位角占空比dR2以及输出电流IRL2的大小，如式(14)所示。由此可见，第二台E类整流器的参数均与第一台E类整流器的参数一致。
步骤5具体如下：
根据分析第一台E类整流器中BOOST升压斩波电路和第二台E类整流器中BOOST升压斩波电路的工作电流、电压、相位角、开关占空比及输出电流的大小，得到两台E类整流器在不同工作时刻的工作状态，为了提高系统整体的功率，对两台整流进行并联控制，两台E类整流器并联运行时为了减小Lr1和Lr2的电感值，从而减小系统体积、重量，要求第一台E类整流器中BOOST升压斩波电路和第二台E类整流器中BOOST升压斩波电路的开关频率必须与输入侧正弦交流电流源的频率基本一致，否则，电容Cr1和Cr2的电压会产生不可抑制的波动；而且Cr1和Cr2电容上的峰值电压会对开关管SB1和SB2的耐压构成威胁，对E类整流器的并联需要进行均流控制，控制两台E类整流器的电感电流达到均流效果，从而稳定Cr1和Cr2的电压基本一致。
本发明的有益效果是，一种用于无线输电高频E类整流器并联电路，两台高频E类整流器并联，各有一个二极管分别工作在接收线圈接收到的高频交流电的正半周和负半周，因此可以解决一般的E类整流器只采用单个二极管实现正半周期的整流过程而导致电压利用率低的问题。通过两台高频E类整流器并联可以提高无线输电系统的电压利用率和效率。但两台高频E类整流器并联运行时会存在不均流而导致两台E类整流器输出功率不相等问题，通过控制两台E类整流器中的两个电感上的电流，既可以实现均流目的，也可以实现两个整流二极管具有相同的电压应力，保证整流器长期稳定运行。
附图说明
图1是本发明所述的两台E类整流器的并联电路图；
图2是本发明所述的两台E类整流器无电感电流控制时的电容电压和电感电流的波形；
图3是本发明所述的两台E类整流器的控制电路框图；
图4是本发明所述的两台E类整流器控制电路中的交错PWM产生电路；
图5是本发明所述的两台E类整流器电感电流交错控制时电容电压和电感电流的波形。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
本发明结构如图1所示，一种用于无线输电高频E类整流器并联电路，包括两台并联连接的第一台E类整流器和第二台E类整流器，两台并联连接的E类整流器输入侧为高频的正弦交流电流源，正弦交流电流源一端连接谐振电容C0和谐振电感L0组成的串联谐振电路，正弦交流电流源另一端连接E类整流器。
第二台E类整流器具体结构为：包括依次并联连接的二极管Dr2、电容Cr2和高频场效应管SB2、滤波电容CO2，电容Cr2的一端和高频场效应管SB2之间还连接有滤波电感Lr2，高频场效应管SB2和滤波电容CO2之间还连接有二极管DB2，滤波电感Lr2的一端与高频场效应管SB2的漏极以及BOOST升压斩波电路的二极管DB2的阳极连接，二极管DB2的阴极与的阴极与BOOST升压斩波电路的滤波电容CO2的一端连接，滤波电容CO2两端与负载RL并联；负载电压的地线分别与二极管Dr2的阳极、电容Cr2的另一端、高频场效应管SB2的源极和滤波电容CO2的另一端连接。
第一台E类整流器具体结构为：包括依次并联连接的二极管Dr1、电容Cr1和高频场效应管SB1、滤波电容CO1，电容Cr1的一端和高频场效应管SB1之间还连接有滤波电感Lr1，高频场效应管SB1和滤波电容CO1之间还连接有二极管DB1，二极管Dr1的阴极连接谐振电感L0的一端，同时也连接滤波电感Lr1的一端，滤波电感Lr1的另一端连接高频场效应管SB1的漏极和BOOST升压斩波电路的二极管DB1的阳极，二极管DB1的阴极与BOOST升压斩波电路的滤波电容CO1的一端连接；滤波电容CO1两端与负载RL并联；负载电压的地线分别与二极管Dr1的阳极、电容Cr1的另一端、高频场效应管SB1的源极和滤波电容CO1的另一端连接。
本发明一种用于无线输电高频E类整流器并联电路的控制方法，基于用于无线输电高频E类整流器并联电路，具体按照以下步骤实施：
步骤1、分析第一台E类整流器数学模型，得到第一台E类整流器工作时电流和电压的变化情况；
步骤1具体如下：
首先单独对第一台E类整流器进行数学模型分析，设在工作过程中，开关管SB1的占空比为0.5，输入侧正弦交流电流源的电流为
对于输入侧正弦交流电流源的正半周，在不同时间段内，第一台E类整流器的Cr1电容电流iCr1和电容电压uCr1、Dr1二极管电流iDr1分别满足式(1)～式(3)，
对式(1)～式(3)进行整理得到式(4)，
步骤2、得到第一台E类整流器的输入电流和电压之间的相位角、开关占空比及输出电流；
步骤2为具体如下：
设负载RL上的电流IRL1近似为直流电流，以及系统的输出电压为一稳定值，则第一台E类整流器中BOOST升压斩波电路的输入电压和输出电压即负载电压URL如式(5)所示，输入电流和输出电流即第一台E类整流器的输出电流IRL1如式(6)所示：
其中，为电容Cr1两端的平均电压，即第一台E类整流器中BOOST升压斩波电路的输入电压，/>为电感Lr1上的平均电流，即第一台E类整流器中BOOST升压斩波电路的输入电流，dB1为开关管SB1的占空比；
通过对式(4)进行化简求解出其近似解，于是得到在输入电流峰值A、负载电阻RL以及并联电容Cr1确定情况下的输入侧正弦交流电流和其输入电流和电压之间的相位角占空比dR1以及输出电流IRL1的大小，如式(7)所示。
步骤3、分析第二台E类整流器数学模型，得到第二台E类整流器工作时电流和电压的变化情况；
步骤3具体如下：
对于输入侧正弦交流电流源的负半周，在不同时间段内工作的第二台E类整流器的Cr2电容电流iCr2和电容电压uCr2、Dr2二极管电流iDr2分别满足式(8)～式(10)，
对式(8)～式(10)进行整理后得到式(11)：
设负载RL上的电流IRL2近似为直流电流，以及系统的输出电压为一稳定值，则第二台E类整流器中BOOST升压斩波电路的输入电压和输出电压即负载电压URL如式(12)所示，输入电流和输出电流即第二台E类整流器的输出电流IRL2如式(13)所示：
其中，为电容Cr2两端的平均电压，即第二台E类整流器中BOOST升压斩波电路的输入电压，/>为电感Lr2上的平均电流，即第二台E类整流器中BOOST升压斩波电路的输入电流，dB2为开关管SB2的占空比。
步骤4、得到第二台E类整流器的输入电流和电压之间的相位角、开关占空比及输出电流；
步骤4具体如下：
通过对式(11)进行化简求解出其近似解，于是得到在输入电流峰值A、负载电阻RL以及并联电容Cr2确定情况下的输入侧正弦交流电流和其输入电流和电压之间的相位角占空比dR2以及输出电流IRL2的大小，如式(14)所示。由此可见，第二台E类整流器的参数均与第一台E类整流器的参数一致。
步骤5、根据分析两台E类整流器中BOOST升压斩波电路的工作电流、电压、相位角、开关占空比及输出电流的大小，对两台E类整流器进行并联均流控制，稳定电容Cr1和Cr2的电压。
步骤5具体如下：
根据分析第一台E类整流器中BOOST升压斩波电路和第二台E类整流器中BOOST升压斩波电路的工作电流、电压、相位角、开关占空比及输出电流的大小，得到两台E类整流器在不同工作时刻的工作状态，为了提高系统整体的功率，对两台整流进行并联控制，两台E类整流器并联运行时为了减小Lr1和Lr2的电感值，从而减小系统体积、重量，要求第一台E类整流器中BOOST升压斩波电路和第二台E类整流器中BOOST升压斩波电路的开关频率必须与输入侧正弦交流电流源的频率基本一致，否则，电容Cr1和Cr2的电压会产生不可抑制的波动；而且Cr1和Cr2电容上的峰值电压会对开关管SB1和SB2的耐压构成威胁，对E类整流器的并联需要进行均流控制，控制两台E类整流器的电感电流达到均流效果，从而稳定Cr1和Cr2的电压基本一致。
本发明中符号说明：
iIN为E类整流器的输入电流；A为输入电流的峰值，ω为电流频率，为输入侧正弦交流电流和其电压之间的相位角；dR1为第一台E类整流器二极管的占空比；dR2为第二台E类整流器二极管的占空比；dB1为开关管SB1的占空比；dB2为开关管SB1的占空比；TON为二极管关断的时间段；TOFF为二极管开通的时间段；C0为整流器的输入谐振电容；L0为整流器的输入谐振电感；RL为整流器的电阻负载；URL为负载两端电压；Dr1、Dr2分别为两台E类整流器的整流二极管；Cr1、Cr2分别为与Dr1、Dr2并联的电容；UCr1、UCr2分别为电容Cr1、Cr2上的电压；分别为电容Cr1、Cr2两端的平均电压；Lr1、Lr2分别为两台E类整流器的滤波电感；iL1、iL2分别为电感Lr1、Lr2上的电流；/>分别为电感Lr1、Lr2上的平均电流；SB1、SB2分别为两个BOOST升压斩波电路的高频场效应管；DB1、DB2分别为两个BOOST升压斩波电路的续流二极管；CO1、CO2分别为两个BOOST升压斩波电路的滤波电容；SB1、DB1、CO1及Lr1共同构成第一台E类整流器中的BOOST升压斩波电路；SB2、DB2、CO2及Lr2共同构成第二台E类整流器中的BOOST升压斩波电路；m1、m2分别为两台E类整流器的调制系数；IRL1、IRL2分别为两台E类整流器的负载电流；UDC_ref为负载两端的参考电压；G1、G2分别为两个场效应管SB1、SB2的PWM信号；R1～R16均为电阻；C1～C2均为电容；U1、U6、U7均为电压比较器；U2为施密特触发器；U3为反向施密特触发器；U4、U5均为运算放大器；V ref 为接入电压比较器的高频方波参考电压。
图2是本发明所述的两台E类整流器在没有电感电流控制时的电容电压和电感电流的波形。由图2可知，两台E类整流器的电容Cr1和Cr2的电压相位相差180°，但是它们的大小不相等；两台E类整流器的电感Lr1和Lr2的电流大小也不相等。这是由于两台E类整流器的开关管通断时刻的差异引起的，即使两台E类整流器具有相同的电路参数仍会使电感上的电流和电容上的电压出现差异。针对上述问题，解决办法是通过均流控制使电感电流实现均流，同时也会实现电容电压(即开关管两端电压)相等。
图3是本发明所述的两台E类整流器的控制电路框图。针对电感电流的不均流问题，本发明提出的均流控制方案为交错并联的控制方法。输出负载电压参考值Uref与反馈负载电压URL之差通过比例积分(PI)控制得到电感电流的总参考值ILref，取其一半作为两台E类整流器的电感电流参考值。电感电流参考值分别与Lr1和Lr2电感电流反馈值iL1和iL2作差，通过各自的PI控制得到调制系数m1和m2。调制系数m1直接与三角载波信号(其频率等于输入侧正弦交流电流源的频率)进行比较得到第一台E类整流器高频场效应管SB1的脉冲宽度调制(PWM)信号G1。三角载波信号延迟180°后再与调制系数m2进行比较得到第一台E类整流器高频场效应管SB2的PWM信号G2。
图4是本发明所述的两台E类整流器控制电路中的交错脉冲宽度调制(PWM)信号产生电路。交错PWM产生电路的具体实现需要波形发生子电路和三角波发生及PWM产生电路。其中，对于波形发生子电路，通过采集输入侧正弦交流电流源的电流经过电阻R1、R2分压得到正弦电压参考信号，再通过电阻R3、R4将正弦电压参考信号进行电压抬升到0V以上，它再与设置的电压V ref 经过电压比较器U1进行比较，便可以产生占空比可调的高频方波信号。对于三角波发生及PWM产生电路，上述高频方波信号分为两路，一路经过电阻R6连接施密特触发器U2，U2的输出经过电阻R8和电容C2产生三角波，经过R10、R12进行电压抬升后，输入到电压跟随器U4，电压跟随器U4的输出即为三角载波。三角载波经过电阻R14接入比较器U6的反相输入端，比较器U6的同相输入端连接调制系数m1，比较器U6的输出经过R16得到PWM信号G1。G1信号通过专用驱动电路来驱动第一台E类整流器的开关管SB1进行开关动作。
另一路高频方波信号经过电阻R5连接反向施密特触发器U3，U3的输出经过R7和C1产生三角波，经过R9、R11进行电压抬升后，输入到电压跟随器U5，电压跟随器U5的输出即为滞后180°的三角载波。该滞后的三角载波经过电阻R13接入比较器U7的反相输入端，比较器U7的同相输入端连接调制系数m2，比较器U7的输出经过R15得到PWM信号G2。G2信号通过专用驱动电路来驱动第二台E类整流器的开关管SB2进行开关动作。
图5是本发明所述的两台E类整流器在电感电流交错控制时电容电压和电感电流的波形。可以看出当采用电感电流交错控制后，两台E类整流器分别工作半个周期，电容Cr1和Cr2的电压相位相差180°，且基本达到一致；电感Lr1和Lr2的电流也趋于一致。两台E类整流器的开关管和二极管上的电压和电流应力相同，解决了两台E类整流器并联过程中的电流不均问题，使整流器均能实现长期稳定的运行。
Claims (7)
1.一种用于无线输电高频E类整流器并联电路，其特征在于，包括两台并联连接的第一台E类整流器和第二台E类整流器，两台并联连接的E类整流器输入侧为高频的正弦交流电流源，正弦交流电流源一端连接谐振电容C0和谐振电感L0组成的串联谐振电路，正弦交流电流源另一端连接E类整流器，所述第二台E类整流器具体结构为：包括依次并联连接的二极管Dr2、电容Cr2和高频场效应管SB2、滤波电容CO2，电容Cr2的一端和高频场效应管SB2之间还连接有滤波电感Lr2，高频场效应管SB2和滤波电容CO2之间还连接有二极管DB2，滤波电感Lr2的一端与高频场效应管SB2的漏极以及BOOST升压斩波电路的二极管DB2的阳极连接，二极管DB2的阴极与BOOST升压斩波电路的滤波电容CO2的一端连接，滤波电容CO2两端与负载RL并联；负载电压的地线分别与二极管Dr2的阳极、电容Cr2的另一端、高频场效应管SB2的源极和滤波电容CO2的另一端连接，所述第一台E类整流器具体结构为：包括依次并联连接的二极管Dr1、电容Cr1和高频场效应管SB1、滤波电容CO1，电容Cr1的一端和高频场效应管SB1之间还连接有滤波电感Lr1，高频场效应管SB1和滤波电容CO1之间还连接有二极管DB1，二极管Dr1的阴极连接谐振电感L0的一端，同时也连接滤波电感Lr1的一端，滤波电感Lr1的另一端连接高频场效应管SB1的漏极和BOOST升压斩波电路的二极管DB1的阳极，二极管DB1的阴极与BOOST升压斩波电路的滤波电容CO1的一端连接；滤波电容CO1两端与负载RL并联；负载电压的地线分别与二极管Dr1的阳极、电容Cr1的另一端、高频场效应管SB1的源极和滤波电容CO1的另一端连接。
2.一种用于无线输电高频E类整流器并联电路的控制方法，基于权利要求1所述的一种用于无线输电高频E类整流器并联电路，具体按照以下步骤实施：
步骤1、分析第一台E类整流器数学模型，得到第一台E类整流器工作时电流和电压的变化情况；
步骤2、得到第一台E类整流器的输入电流和电压之间的相位角、开关占空比及输出电流；
步骤3、分析第二台E类整流器数学模型，得到第二台E类整流器工作时电流和电压的变化情况；
步骤4、得到第二台E类整流器的输入电流和电压之间的相位角、开关占空比及输出电流；
步骤5、根据分析两台E类整流器中BOOST升压斩波电路的工作电流、电压、相位角、开关占空比及输出电流的大小，对两台E类整流器进行并联均流控制，稳定电容Cr1和Cr2的电压。
3.根据权利要求2所述的一种用于无线输电高频E类整流器并联电路的控制方法，其特征在于，所述步骤1具体如下：
首先单独对第一台E类整流器进行数学模型分析，设在工作过程中，开关管SB1的占空比为0.5，输入侧正弦交流电流源的电流为
对于输入侧正弦交流电流源的正半周，在不同时间段内，第一台E类整流器的Cr1电容电流iCr1和电容电压uCr1、Dr1二极管电流iDr1分别满足式(1)～式(3)，
对式(1)～式(3)进行整理得到式(4)，
4.根据权利要求3所述的一种用于无线输电高频E类整流器并联电路的控制方法，其特征在于，所述步骤2为具体如下：
设负载RL上的电流IRL1近似为直流电流，以及系统的输出电压为一稳定值，则第一台E类整流器中BOOST升压斩波电路的输入电压和输出电压即负载电压URL如式(5)所示，输入电流和输出电流即第一台E类整流器的输出电流IRL1如式(6)所示：
其中，为电容Cr1两端的平均电压，即第一台E类整流器中BOOST升压斩波电路的输入电压，/>为电感Lr1上的平均电流，即第一台E类整流器中BOOST升压斩波电路的输入电流，dB1为开关管SB1的占空比；
通过对式(4)进行化简求解出其近似解，于是得到在输入电流峰值A、负载电阻RL以及并联电容Cr1确定情况下的输入侧正弦交流电流和其输入电流和电压之间的相位角占空比dR1以及输出电流IRL1的大小，如式(7)所示：
5.根据权利要求3所述的一种用于无线输电高频E类整流器并联电路的控制方法，其特征在于，所述步骤3具体如下：
对于输入侧正弦交流电流源的负半周，在不同时间段内工作的第二台E类整流器的Cr2电容电流iCr2和电容电压uCr2、Dr2二极管电流iDr2分别满足式(8)～式(10)，
对式(8)～式(10)进行整理后得到式(11)：
设负载RL上的电流IRL2近似为直流电流，以及系统的输出电压为一稳定值，则第二台E类整流器中BOOST升压斩波电路的输入电压和输出电压即负载电压URL如式(12)所示，输入电流和输出电流即第二台E类整流器的输出电流IRL2如式(13)所示：
其中，为电容Cr2两端的平均电压，即第二台E类整流器中BOOST升压斩波电路的输入电压，/>为电感Lr2上的平均电流，即第二台E类整流器中BOOST升压斩波电路的输入电流，dB2为开关管SB2的占空比。
6.根据权利要求5所述的一种用于无线输电高频E类整流器并联电路的控制方法，其特征在于，所述步骤4具体如下：
通过对式(11)进行化简求解出其近似解，于是得到在输入电流峰值A、负载电阻RL以及并联电容Cr2确定情况下的输入侧正弦交流电流和其输入电流和电压之间的相位角占空比dR2以及输出电流IRL2的大小，如式(14)所示，由此可见，第二台E类整流器的参数均与第一台E类整流器的参数一致：
7.根据权利要求6所述的一种用于无线输电高频E类整流器并联电路的控制方法，其特征在于，所述步骤5具体如下：
根据分析第一台E类整流器中BOOST升压斩波电路和第二台E类整流器中BOOST升压斩波电路的工作电流、电压、相位角、开关占空比及输出电流的大小，得到两台E类整流器在不同工作时刻的工作状态，对两台整流进行并联控制，两台E类整流器并联运行时为了减小Lr1和Lr2的电感值，从而减小系统体积、重量，要求第一台E类整流器中BOOST升压斩波电路和第二台E类整流器中BOOST升压斩波电路的开关频率必须与输入侧正弦交流电流源的频率一致，否则，电容Cr1和Cr2的电压会产生不可抑制的波动；而且Cr1和Cr2电容上的峰值电压会对开关管SB1和SB2的耐压构成威胁，对E类整流器的并联需要进行均流控制，控制两台E类整流器的电感电流达到均流效果，从而稳定Cr1和Cr2的电压一致。
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Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN201708976U (zh) * | 2009-12-28 | 2011-01-12 | 英飞特电子（杭州）有限公司 | 一种实现两路或偶数多路或奇数多路led精确恒流的驱动电路 |
| CN104868611A (zh) * | 2015-05-25 | 2015-08-26 | 华南理工大学 | 一种基于双e类功放的谐振式无线电能传输系统 |
| CN109787371A (zh) * | 2019-02-15 | 2019-05-21 | 福建工程学院 | 用于无线电能传输系统的磁集成差分e类整流器 |
| CN110235348A (zh) * | 2016-11-29 | 2019-09-13 | 帝国科技及医学学院 | 无线电能传输系统 |
| CN110601566A (zh) * | 2019-08-18 | 2019-12-20 | 南京博兰得电子科技有限公司 | 一种适配器电源及其控制方法 |
| CN110971012A (zh) * | 2019-12-02 | 2020-04-07 | 广东工业大学 | 一种e类无线电能传输装置及启动控制方法 |
| WO2020194007A1 (ja) * | 2019-03-22 | 2020-10-01 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置の制御方法及び電力変換装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2015087396A1 (ja) * | 2013-12-10 | 2015-06-18 | 三菱電機エンジニアリング株式会社 | 高周波電源用整流回路 |
-
2021
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Patent Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN201708976U (zh) * | 2009-12-28 | 2011-01-12 | 英飞特电子（杭州）有限公司 | 一种实现两路或偶数多路或奇数多路led精确恒流的驱动电路 |
| CN104868611A (zh) * | 2015-05-25 | 2015-08-26 | 华南理工大学 | 一种基于双e类功放的谐振式无线电能传输系统 |
| CN110235348A (zh) * | 2016-11-29 | 2019-09-13 | 帝国科技及医学学院 | 无线电能传输系统 |
| CN109787371A (zh) * | 2019-02-15 | 2019-05-21 | 福建工程学院 | 用于无线电能传输系统的磁集成差分e类整流器 |
| WO2020194007A1 (ja) * | 2019-03-22 | 2020-10-01 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置の制御方法及び電力変換装置 |
| CN110601566A (zh) * | 2019-08-18 | 2019-12-20 | 南京博兰得电子科技有限公司 | 一种适配器电源及其控制方法 |
| CN110971012A (zh) * | 2019-12-02 | 2020-04-07 | 广东工业大学 | 一种e类无线电能传输装置及启动控制方法 |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| H. Li,etal..Design of a Wireless Power Transfer System Based on Dual-Class E Self-Resonant Synchronous Rectifier.2019 22nd International Conference on Electrical Machines and Systems (ICEMS).2019,第1-6页. * |
| 磁集成E类变换器及其在无线电能传输应用中的研究;孔毅鹏;中国优秀硕士学位论文全文数据库（工程科技Ⅱ辑）;第2021卷(第2期);第C042-965页 * |
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| Publication number | Publication date |
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