CN203618197U - 非隔离实地带pfc的led驱动电路及其控制器 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供了一种非隔离实地带PFC的LED驱动电路及其控制器，该控制器包括：导通时间检测模块；运算模块；误差放大器；负压转正压模块，输入端连接反馈端口；采样保持电路，输入端连接负压转正压模块的输出端，输出端输出被乘信号；乘法器，第一输入端连接误差放大器的输出端，第二输入端接收被乘信号；电流感应比较器，第一输入端接收采样信号，第二输入端连接乘法器的输出端；跟随器，对乘法器产生的电流基准信号进行跟随；过零检测模块，对反馈端口的信号进行过零检测；触发器，根据电流感应比较器以及过零检测模块的输出信号产生驱动信号。本实用新型有利于降低系统方案的复杂度和成本，并且有利于提高效率。

Description

非隔离实地带PFC的LED驱动电路及其控制器

技术领域

本实用新型涉及一种LED驱动电路领域，尤其涉及一种非隔离实地带PFC的LED驱动电路及其控制器。

背景技术

目前，LED驱动电路根据外围拓扑的不同可以分为隔离模式和非隔离模式，图1是现有技术中一种非隔离实地带功率因数校正（PFC）的LED驱动电路的典型线路拓扑结构，主要包括：控制器10、整流桥11、输入电容Cin、第一二极管D1、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电容C1、电容C2、续流二极管Ds、输出电容Co、电感L、辅助绕组Na、开关管Q1、采样电阻Rs。其中，续流二极管Ds的阴极连接到负载LED的正极并接收输入电压Vin，续流二极管Ds的阳极连接到电感L的一端，电感L的另一端连接到负载LED的负极，开关管Q1连接于电感L和采样电阻Rs之间。

当开关管Q1导通时，电感L的电流线性增加，采样端CS的电压线性增加；当开关管Q1关断时，电感L的峰值电流为I_PK，电感L通过续流二极管Ds、负载LED放电，电流线性减小。

参考图2，图2所示是非隔离实地待PFC的LED驱动电路的波形示意图，从图2中，可以得到输出电流IOUT的表达式：

$I_{\mathrm{OUT}}=\frac{1}{2}\×I_{\mathrm{PK}}\×\frac{T_{\mathrm{ON}}+T_{\mathrm{OFF}1}}{T}---\left(1\right)$

其中T是开关周期，T_ON是开关管Q1的导通时间，T_OFF1是续流二极管Ds的续流时间。

参考图3，图3示出了现有技术中的一种非隔离实地带PFC的LED驱动电路的实现方式，主要包括：控制器10、整流桥11、输入电容Cin、电阻R3、电阻R4、电容C2、续流二极管Ds、输出电容Co、电感L、辅助绕组Na、开关管Q1、采样电阻Rs。其中控制器10包括：导通时间检测模块101、过零检测模块102、采样保持电路103、驱动模块104、误差放大器105、恒导通控制器106以及RS触发器107。

当开关管Q1导通的时候，开关S1闭合，开关S2打开；电容C3上的电压v1跟随采样电阻Rs两端的电压；当开关管Q1断开的时候，开关S1断开，电容C3上的电压v1将电感L的峰值电流I_PK保持住。在开关管Q1断开瞬间，开关S2闭合一段很短的时间（例如几百ns），然后打开。在开关S2闭合时候，电容C4将电容C3上的电压v1采样进来，并在开关S2关断的时候保持住，如此往复。

由上面的分析过程可以知道，电容C4上保持的电压v2是与前一个周期的峰值电流I_PK前相关的电压：V2=K*I_PK前，K是与电容C3和电容C4的比值相关的常数。

参考图4，图4所示是现有技术的非隔离实地带PFC的LED驱动电路的工作波形示意图。从图4中可以看出，在每个当前开关周期内，在开关管Q1导通时候，与导通时间T_ON相乘的是前一个周期的参数K*I_PK前，但是由于这种拓扑结构，为了实现功率因数校正，采用了恒导通控制方式，即在线电压半周期内，导通时间T_ON是恒定的。这样在线电压半周期内，前后I_PK的偏差会自动弥补，因此在线电压半周期内，图4中阴影部分的面积的积分等于：

$K\×I_{\mathrm{PK}}\×\frac{T_{\mathrm{ON}}+T_{\mathrm{OFF}1}}{T}---\left(2\right)$

其中：K是与电容C3和电容C4比值相关的常数，T_ON是开关管Q1的导通时间，T_OFF1是续流二极管Ds的续流时间，T是开关周期。

通过环路控制，使得：

$K\×I_{\mathrm{PK}}\×\frac{T_{\mathrm{ON}}+T_{\mathrm{OFF}1}}{T}=\frac{V_{\mathrm{REF}}}{R_S}---\left(3\right)$

其中R_S为采样电阻Rs的电阻值，V_REF是误差放大器105输入的基准电压的电压值，这样就能得到输出电流：

$I_{\mathrm{OUT}}=\frac{1}{2}\×\frac{1}{K}\×\frac{V_{\mathrm{REF}}}{R_S}---\left(4\right)$

然而现有技术在实际电路中，由于采样保持模块103在采样与保持状态切换之间存在一定的延时时间，会造成原边电流峰值采样的误差，从而造成模拟出的副边电流与实际值存在偏差，并且该偏差值会随输入电压Vin和变压器激磁电感量变化，比较难以补偿，从而造成输出恒流会随输入电压Vin的不同、变压器激磁电感不同而变化，导致输出恒流精度较低。另外电容C3和电容C4的偏差还会导致输出恒流的一致性变差。再有虽然图3所示的驱动电路是恒导通时间控制，但是实际上在线电压半周期内，补偿端口COMP上的电压会有纹波，导致导通时间T_ON会有一定偏差，从而造成输出恒流精度降低。

现有技术中的另一种方案如图5所示，与之前采用恒导通实现PFC功能不同，该方案是采用乘法器来实现PFC功能。

进一步而言，图5所示的LED驱动电路主要包括控制器20以及与其耦合的非隔离结构的主电路，该主电路包括：整流桥21、第一电阻分压网络22、第二电阻分压网络23、输入电容Cin、续流二极管Ds、原边绕组Np、辅助绕组Na、开关管Q1、采样电阻Rs、输出电容Co以及补偿电容C2。其中，控制器20可以具有采样端口CS、反馈端口FB、驱动端口DR、被乘信号输入端口VAC以及补偿端口COMP。开关管Q1例如可以是功率MOS开关管，或者其他适当的开关器件。

其中，第一电阻分压网络22可以包括串联的电阻R5和电阻R6，其中电阻R5的第一端连接输入电容Cin的第一端，电阻R6的第一端连接电阻R5的第二端，电阻R6的第二端接地。第一电阻分压网络22对输入信号Vin进行分压后，得到与输入信号Vin相关联的被乘信号，该被乘信号传输至控制器20的被乘信号输入端口VAC。

控制器20可以包括：导通时间检测模块201、过零检测模块202、运算模块203、误差放大器204、乘法器205、跟随器206、电流感应比较器207、触发器208以及驱动模块209。

图5所示的LED驱动电路与现有技术中采用恒导通时间实现PFC功能不同，该LED驱动电路是采用乘法器205实现PFC功能。进一步而言，该LED驱动电路的输出恒流控制是一种自适应的负反馈闭环控制方式，即电流基准信号vmo受到误差放大信号vcomp的控制，而产生的电流基准信号vmo又会影响到脉冲信号iemu，从而影响到误差放大信号vcomp。当外部条件发生变化，例如输入电压改变或输出电压改变，误差放大信号vcomp也会发生改变，从而改变电流基准信号vmo的幅值，经过负反馈达到平衡之后，重新实现输出恒流；通过将原边电流对电流基准信号vmo进行跟随，可以实现高功率因数。

结合图5和图6，脉冲信号iemu的阴影部分的面积的积分等于：

$I_{\mathrm{PK}}\×\frac{T_{\mathrm{ON}}+T_{\mathrm{OFF}1}}{T}---\left(5\right)$

其中I_PK为原边绕组Np的峰值电流，也就是图6中电感电流的峰值；T_ON为开关管Q1的导通时间，T_OFF1为续流二极管Ds的续流时间，T为开关周期。

通过环路控制，使得：

$I_{\mathrm{PK}}\×\frac{T_{\mathrm{ON}}+T_{\mathrm{OFF}1}}{T}=\frac{V_{\mathrm{REF}}}{R_S}---\left(6\right)$

其中Rs为采样电阻Rs的电阻值，V_REF为参考电压V_REF的电压值。这样就可以得到输出电流：

$I_{\mathrm{OUT}}=\frac{1}{2}\×\frac{V_{\mathrm{REF}}}{R_S}---\left(7\right)$

结合图5和图6可以看出，乘法器205输出的电流基准信号vmo中包括每个周期的峰值电流I_PK信息，因此图5所示的方案不需要对采样电阻Rs上的峰值电流进行采样保持，因此不会像先前描述的方案那样存在采样偏差；也不需要将峰值电流I_PK保持到下一个周期，因此就不会有先前描述的技术方案中电容C3和电容C4的偏差造成输出恒流的一致性变差；图5所示的LED驱动电路的每个周期中，在导通时间T_ON内，与导通时间T_ON相乘的是本周期的峰值电流I_PK，而不是上个周期的峰值电流I_PK，因此不会有导通时间T_ON偏差导致的输出电流精度降低的问题。

但是，图5所示的LED驱动电路也有明显的缺点，就是需要增设被乘信号输入端口VAC以及外围主电路中的第一电阻分压网络22，用以检测输入电压Vin，这样会增加系统方案的复杂度和成本，并且会导致效率降低。

实用新型内容

本实用新型要解决的技术问题是提供一种非隔离实地带PFC的LED驱动电路及其控制器，有利于降低系统方案的复杂度和成本，并且有利于提高效率。

为解决上述技术问题，本实用新型提供了一种非隔离实地带PFC的LED驱动电路控制器，具有采样端口、反馈端口和驱动端口，该控制器包括：

导通时间检测模块，其输入端连接所述反馈端口以检测续流二极管导通时间；

运算模块，其第一输入端与所述导通时间检测模块的输出端相连，其第二输入端接收开关管导通时间；

误差放大器，其第一输入端连接所述运算模块的输出端，其第二输入端接收预设的参考电压；

负压转正压模块，其输入端与所述反馈端口相连，对所述反馈端口接收到的反馈信号进行极性转换；

采样保持电路，其输入端与所述负压转正压模块的输出端相连，其输出端输出与输入信号相关联的被乘信号；

乘法器，其第一输入端连接所述误差放大器的输出端，其第二输入端连接所述采样保持电路的输出端以接收所述被乘信号；

电流感应比较器，其第一输入端连接所述采样端口以接收采样信号，其第二输入端连接所述乘法器的输出端；

跟随器，其输入端与所述乘法器的输出端相连，其输出端与所述运算模块的第三输入端相连，所述跟随器对所述乘法器产生的电流基准信号进行跟随；

过零检测模块，其输入端与所述反馈端口相连，对所述反馈端口的信号进行过零检测以产生过零检测信号；

触发器，与所述电流感应比较器和过零检测模块的输出端相连，根据所述电流感应比较器的输出信号以及所述过零检测模块输出的过零检测信号产生驱动信号，该驱动信号经由所述驱动端口输出；

其中，所述运算模块将所述续流二极管导通时间与所述开关管导通时间相加后与所述跟随器跟随输出的电流基准信号相乘以产生脉冲信号，所述误差放大器将所述脉冲信号与预设的参考电压进行误差放大以产生误差放大信号，所述乘法器将所述误差放大信号与所述被乘信号相乘以产生所述电流基准信号。

根据本实用新型的一个实施例，所述负压转正压模块包括：

第一三极管，其集电极连接电流源的输出端，其发射极接地；

第二三极管，其基极连接所述第一三极管的基极，其发射极连接所述反馈端口；

电流镜，其输入端连接所述第二三极管的集电极，其输出端经由电阻接地，所述电流镜的输出端作为所述负压转正压模块的输出端。

根据本实用新型的一个实施例，所述采样保持电路包括：

采样开关，其第一端连接所述负压转正压模块的输出端，其控制端接收所述驱动信号；

保持电容，其第一端连接所述采样开关的第二端，其第二端接地，所述保持电容的第二端作为所述采样保持电路的输出端。

根据本实用新型的一个实施例，所述LED驱动电路控制器还具有补偿端口，所述补偿端口与所述误差放大器的输出端相连，并配置为经由补偿电容接地。

根据本实用新型的一个实施例，所述触发器为RS触发器，其复位输入端连接所述电流感应比较器的输出端，其置位输入端连接所述过零检测模块的输出端，其输出端输出所述驱动信号。

根据本实用新型的一个实施例，当外部条件改变时，所述误差放大信号发生改变，从而影响所述电流基准信号的幅值，所述电流基准信号的幅值的改变影响所述误差放大信号，经过负反馈达到平衡之后重新实现输出恒流。

本实用新型还提供了一种非隔离实地带PFC的LED驱动电路，包括：

上述任一项所述的控制器；

与所述控制器耦合的主电路，所述主电路为非隔离结构。

根据本实用新型的一个实施例，所述主电路包括：

续流二极管，其阴极连接所述第一电阻分压网络的输入端；

原边绕组，其异名端连接所述续流二极管的阳极；

开关管，其第一端连接所述续流二极管的阳极，其第二端经由采样电阻接地，其控制端连接所述控制器的驱动端口；

第二电阻分压网络，其输入端连接辅助绕组的同名端，其输出端连接所述控制器的反馈端口，所述辅助绕组与原边绕组耦合，所述辅助绕组的异名端接地；

其中，所述续流二极管的阴极和所述原边绕组的同名端作为负载接入端。

根据本实用新型的一个实施例，该主电路还包括：输出负载，该输出负载的第一端连接所述续流二极管的阴极，该输出负载的第二端连接所述原边绕组的同名端，该输出负载为输出电容、LED负载或者输出电容与LED负载的并联其中任意一种。

根据本实用新型的一个实施例，所述主电路还包括：

整流桥，对交流信号整流得到所述输入信号；

输入电容，其第一端连接所述整流桥的正输出端，其第二端连接所述整流桥的负输出端。

与现有技术相比，本实用新型具有以下优点：

本实用新型实施例的LED驱动电路控制器中，采用乘法器来实现PFC功能，乘法器产生的电流基准信号包括每个周期的峰值电流I_PK的信息，无需对采样电阻上的峰值电流进行采样保持，因此不会像现有技术中那样存在采样偏差，也不需要将峰值电流I_PK保持到下一个周期，因此也就不会由于背景技术中所述的电容C3和电容C4的偏差造成输出恒流一致性变差。更加详细而言，本实用新型实施例中，在导通时间T_ON内，与导通时间T_ON相乘的是本周期的峰值电流I_PK，而非前一周期的峰值电流I_PK前，因此不会有背景技术中提到的导通时间T_ON偏差导致的输出电流精度降低的问题。

而且，本实用新型实施例中的LED驱动电路通过负压转正压模块和采样保持电路来得到与输入信号关联的被乘信号，使得控制器无需设置被乘信号输入端口，同时LED驱动电路中也无需设置第一电阻分压网络，有利于降低系统方案的复杂度和成本，并且有利于提高效率。

附图说明

图1是现有技术中一种非隔离实地LED驱动电路的线路拓扑结构示意图；

图2是图1所示LED驱动电路的工作波形示意图；

图3是现有技术中一种非隔离实地带PFC的LED驱动电路的电路结构示意图；

图4是图3所示LED驱动电路的工作波形示意图；

图5是现有技术中另一种非隔离实地带PFC的LED驱动电路的电路结构示意图；

图6是图5所示LED驱动电路的工作波形示意图；

图7是本实用新型实施例的非隔离实地带PFC的LED驱动电路的电路结构示意图；

图8是图7所示LED驱动电路的工作波形示意图；

图9是本实用新型实施例中的负压转正压模块以及采样保持电路的电路结构示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施例和附图对本实用新型作进一步说明，但不应以此限制本实用新型的保护范围。

参考图7，图7示出了本实施例的LED驱动电路的电路结构，主要包括控制器20以及与其耦合的非隔离结构的主电路，该主电路包括：整流桥21、第二电阻分压网络23、输入电容Cin、续流二极管Ds、原边绕组Np、辅助绕组Na、开关管Q1、采样电阻Rs、输出电容Co以及补偿电容C2。其中，控制器20可以具有采样端口CS、反馈端口FB、驱动端口DR以及补偿端口COMP。开关管Q1例如可以是功率MOS开关管，或者其他适当的开关器件。

整流桥21对交流信号AC整流得到输入信号Vin；输入电容Cin的第一端连接整流桥21的正输出端，输入电容Cin的第二端连接整流桥21的负输出端；续流二极管Ds的阴极连接第一电阻分压网络22的输入端；原边绕组Np的异名端连接续流二极管Ds的阳极；开关管Q1的第一端连接续流二极管Ds的阳极，其第二端经由采样电阻Rs接地，其控制端连接控制器20的驱动端口DR；第二电阻分压网络23的输入端连接辅助绕组Na的同名端，第二电阻分压网络23的输出端连接控制器20的反馈端口FB，辅助绕组Na与原边绕组Np耦合，辅助绕组Na的异名端接地；输出电容Co的第一端连接续流二极管Ds的阴极，输出电容Co的第二端连接原边绕组Np的同名端，输出电容Co配置为与LED负载并联。其中，输出电容Co和LED负载的并联可以合称为输出负载，当然，输出负载也可以仅包含输出电容Co或者LED负载。

作为一个非限制性的例子，第二电阻分压网络23可以包括串联的电阻R3和电阻R4，其中电阻R3的第一端连接辅助绕组Na的同名端，电阻R4的第一端连接电阻R3的第二端，电阻R4的第二端接地。第二电阻分压网络23对辅助绕组Na上的电压信号Va进行分压，得到反馈信号，该反馈信号被传输至控制器20的反馈端口FB。

开关管Q1的控制端连接控制器20的驱动端口DR，在驱动端口DR输出的驱动信号控制下导通或关断。另外，控制器20的补偿端口COMP经由补偿电容C2接地。

进一步而言，控制器20可以包括：导通时间检测模块201、过零检测模块202、运算模块203、误差放大器204、乘法器205、跟随器206、电流感应比较器207、触发器208、驱动模块209、负压转正压模块210以及采样保持电路211。

其中，导通时间检测模块201的输入端连接反馈端口FB，用于检测续流二极管Ds的导通时间，进一步而言，通过检测反馈端口FB上的反馈信号来获得续流二极管Ds的导通时间。

运算模块203的第一输入端与导通时间检测模块201的输出端相连，运算模块203的第二输入端接收开关管导通时间T_ON，运算模块203的第三输入端连接跟随器206的输出端以接收跟随器206跟随输出的电流基准信号vmo。该运算模块203将续流二极管Ds的导通时间与开关管导通时间T_ON相加后再与跟随器206跟随输出的电流基准信号vmo相乘，从而得到脉冲信号iemu。

误差放大器204的第一输入端连接运算模块203的输出端，其第二输入端接收预设的参考电压V_REF，误差放大器204对脉冲信号iemu和参考电压VREF进行误差放大以产生误差放大信号vcomp。另外，误差放大器204的输出端还可以与补偿端口COMP相连。

负压转正压模块210的输入端与反馈端口FB相连，用以对反馈端口接收到的反馈信号进行极性转换；采样保持电路211的输入端与负压转正压模块210的输出端相连，其输出端输出被乘信号并将其传输至乘法器205的第二输入端。

乘法器205的第一输入端连接误差放大器204的输出端，其第二输入端连接采样保持电路211的输出端以接收被乘信号，乘法器205将误差放大信号vcomp与被乘信号相乘以产生该电流基准信号vmo。该电流基准信号vmo经由跟随器206跟随后传输至运算模块203。

电流感应比较器207的第一输入端连接采样端口CS以接收采样信号，其第二输入端连接乘法器205的输出端以接收电流基准信号vmo。

过零检测模块202的输入端连接反馈端口FB，对反馈端口FB上的反馈信号进行过零检测以产生过零检测信号。

触发器208与电流感应比较器207和过零检测模块202的输出端相连，根据电流感应比较器207的输出信号以及过零检测模块202输出的过零检测信号产生驱动信号，该驱动信号经由驱动端口DR输出至开关管Q1的控制端。作为一个非限制性的例子，该驱动信号可以经由驱动模块209传输至驱动端口DR。

作为一个非限制性的例子，触发器208可以是RS触发器，其复位输入端R连接电流感应比较器207的输出端，其置位输入端S连接过零检测模块202的输出端，其输出端输出驱动信号。

图7所示的LED驱动电路采用乘法器205实现PFC功能。进一步而言，该LED驱动电路的输出恒流控制是一种自适应的负反馈闭环控制方式，即电流基准信号vmo受到误差放大信号vcomp的控制，而产生的电流基准信号vmo又会影响到脉冲信号iemu，从而影响到误差放大信号vcomp。当外部条件发生变化，例如输入电压改变或输出电压改变，误差放大信号vcomp也会发生改变，从而改变电流基准信号vmo的幅值，经过负反馈达到平衡之后，重新实现输出恒流；通过将原边电流对电流基准信号vmo进行跟随，可以实现高功率因数。

由于乘法器205输出的电流基准信号vmo中包括每个周期的峰值电流I_PK信息，因此本实施例不需要对采样电阻Rs上的峰值电流进行采样保持，因此不会像现有技术中那样存在采样偏差；也不需要将峰值电流I_PK保持到下一个周期，因此就不会有背景技术中电容C3和电容C4的偏差造成输出恒流的一致性变差；本实施例的每个周期中，在导通时间T_ON内，与导通时间T_ON相乘的是本周期的峰值电流I_PK，而不是上个周期的峰值电流I_PK，因此不会有现有技术中导通时间T_ON偏差导致的输出电流精度降低的问题。

另外，本实施例的主电路省略了第一电阻分压网络，第二实施例的控制器20省略了被乘信号输入端口，并增加了负压转正压模块210和采样保持电路211，通过负压转正压模块210和采样保持电路211来得到与输入信号Vin关联的被乘信号，有利于降低系统方案的复杂度和成本，并且有利于提高效率。

结合图7和图8，由于能够自动消除偏差，图8中脉冲信号iemu的阴影部分在线电压半周期内的面积与先前图6中脉冲信号iemu引用部分在线电压半周期内的面积相等，因此，从实现恒流角度而言，二者是等效的，都适用于前述公式（7）。

参考图9，在一个非限制性的例子中，负压转正压模块可以包括：第一三极管M1，其集电极连接电流源I1的输出端，其发射极接地；第二三极管M2，其基极连接第一三极管M1的基极，其发射极连接反馈端口FB；电流镜，其输入端连接第二三极管M2的集电极，其输出端经由电阻R1接地，该电流镜的输出端作为负压转正压模块的输出端。该电流镜的镜像比例例如可以是n:1。

采样保持电路可以包括：采样开关S1，其第一端连接负压转正压模块的输出端，其控制端连接驱动端口DR以接收驱动信号；保持电容C1，其第一端连接采样开关S1的第二端，其第二端接地，保持电容C1的第二端作为采样保持电路的输出端。

图9所示的负压转正压模块以及采样保持电路仅是一个优选的实施例，本领域技术人员应当理解，在实际应用中还可以采用其他任何适当的电路结构。

以上所述，仅是本实用新型的较佳实施例而已，并非对本实用新型作任何形式上的限制。因此，凡是未脱离本实用新型技术方案的内容，只是依据本实用新型的技术实质对以上实施例所做的任何简单的修改、等同的变换，均仍属于本实用新型技术方案的保护范围内。

Claims (9)

1.一种非隔离实地带PFC的LED驱动电路控制器，具有采样端口、反馈端口和驱动端口，其特征在于，包括：

导通时间检测模块，其输入端连接所述反馈端口以检测续流二极管导通时间；

运算模块，其第一输入端与所述导通时间检测模块的输出端相连，其第二输入端接收开关管导通时间；

误差放大器，其第一输入端连接所述运算模块的输出端，其第二输入端接收预设的参考电压；

负压转正压模块，其输入端与所述反馈端口相连，对所述反馈端口接收到的反馈信号进行极性转换；

采样保持电路，其输入端与所述负压转正压模块的输出端相连，其输出端输出与输入信号相关联的被乘信号；

乘法器，其第一输入端连接所述误差放大器的输出端，其第二输入端连接所述采样保持电路的输出端以接收所述被乘信号；

电流感应比较器，其第一输入端连接所述采样端口以接收采样信号，其第二输入端连接所述乘法器的输出端；

跟随器，其输入端与所述乘法器的输出端相连，其输出端与所述运算模块的第三输入端相连，所述跟随器对所述乘法器产生的电流基准信号进行跟随；

过零检测模块，其输入端与所述反馈端口相连，对所述反馈端口的信号进行过零检测以产生过零检测信号；

触发器，与所述电流感应比较器和过零检测模块的输出端相连，根据所述电流感应比较器的输出信号以及所述过零检测模块输出的过零检测信号产生驱动信号，该驱动信号经由所述驱动端口输出；

其中，所述运算模块将所述续流二极管导通时间与所述开关管导通时间相加后与所述跟随器跟随输出的电流基准信号相乘以产生脉冲信号，所述误差放大器将所述脉冲信号与预设的参考电压进行误差放大以产生误差放大信号，所述乘法器将所述误差放大信号与所述被乘信号相乘以产生所述电流基准信号。

2.根据权利要求1所述的非隔离实地带PFC的LED驱动电路控制器，其特征在于，所述负压转正压模块包括：

第一三极管，其集电极连接电流源的输出端，其发射极接地；

第二三极管，其基极连接所述第一三极管的基极，其发射极连接所述反馈端口；

电流镜，其输入端连接所述第二三极管的集电极，其输出端经由电阻接地，所述电流镜的输出端作为所述负压转正压模块的输出端。

3.根据权利要求1所述的非隔离实地带PFC的LED驱动电路控制器，其特征在于，所述采样保持电路包括：

采样开关，其第一端连接所述负压转正压模块的输出端，其控制端接收所述驱动信号；

保持电容，其第一端连接所述采样开关的第二端，其第二端接地，所述保持电容的第二端作为所述采样保持电路的输出端。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的非隔离实地带PFC的LED驱动电路控制器，其特征在于，所述LED驱动电路控制器还具有补偿端口，所述补偿端口与所述误差放大器的输出端相连，并配置为经由补偿电容接地。

5.根据权利要求1至3中任一项所述的非隔离实地带PFC的LED驱动电路控制器，其特征在于，所述触发器为RS触发器，其复位输入端连接所述电流感应比较器的输出端，其置位输入端连接所述过零检测模块的输出端，其输出端输出所述驱动信号。

6.一种非隔离实地带PFC的LED驱动电路，其特征在于，包括：

权利要求1至5中任一项所述的控制器；

与所述控制器耦合的主电路，所述主电路为非隔离结构。

7.根据权利要求6所述的LED驱动电路，其特征在于，所述主电路包括：

续流二极管，其阴极连接所述第一电阻分压网络的输入端；

原边绕组，其异名端连接所述续流二极管的阳极；

开关管，其第一端连接所述续流二极管的阳极，其第二端经由采样电阻接地，其控制端连接所述控制器的驱动端口；

第二电阻分压网络，其输入端连接辅助绕组的同名端，其输出端连接所述控制器的反馈端口，所述辅助绕组与原边绕组耦合，所述辅助绕组的异名端接地；

其中，所述续流二极管的阴极和所述原边绕组的同名端作为负载接入端。

8.根据权利要求7所述的LED驱动电路，其特征在于，所述主电路还包括：输出负载，该输出负载的第一端连接所述续流二极管的阴极，该输出负载的第二端连接所述原边绕组的同名端，该输出负载为输出电容、LED负载或者输出电容与LED负载的并联其中任意一种。

9.根据权利要求7所述的LED驱动电路，其特征在于，所述主电路还包括：

整流桥，对交流信号整流得到所述输入信号；

输入电容，其第一端连接所述整流桥的正输出端，其第二端连接所述整流桥的负输出端。

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