JPH0785665B2 - 定電流大電力用トランジスタ・インバータ - Google Patents
定電流大電力用トランジスタ・インバータInfo
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- JPH0785665B2 JPH0785665B2 JP61122103A JP12210386A JPH0785665B2 JP H0785665 B2 JPH0785665 B2 JP H0785665B2 JP 61122103 A JP61122103 A JP 61122103A JP 12210386 A JP12210386 A JP 12210386A JP H0785665 B2 JPH0785665 B2 JP H0785665B2
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- circuit current
- resonance circuit
- resonance
- switching
- inverter
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 (産業上の利用分野) 本発明は直列共振負荷にブリッジ型のトランジスタ・イ
ンバータ部から設定された共振回路電流の高周波電圧を
印加する定電流大電力用トランジスタ・インバータに関
するものである。
ンバータ部から設定された共振回路電流の高周波電圧を
印加する定電流大電力用トランジスタ・インバータに関
するものである。
(従来技術) 従来のこの種の定電流大電力用トランジスタ・インバー
タは、第5図或いは第6図に示すように、商用交流電圧
を直流電圧に変換する順変換部1と、この直流電圧を高
周波電圧に変換して直列共振負荷2に供給するブリッジ
型のトランジスタ・インバータ部3とで構成されてい
た。その出力の可変は、第5図のものは順変換部1を構
成するサイリスタ4の整流ブリッジの導通角を変えるこ
とにより行い、第6図のものは順変換部1をダイオード
4Aのブリッジ整流部5とトランジスタ6のチョッパー回
路7とにより形成して該チョッパー回路7にてその出力
を可変することにより行っていた。
タは、第5図或いは第6図に示すように、商用交流電圧
を直流電圧に変換する順変換部1と、この直流電圧を高
周波電圧に変換して直列共振負荷2に供給するブリッジ
型のトランジスタ・インバータ部3とで構成されてい
た。その出力の可変は、第5図のものは順変換部1を構
成するサイリスタ4の整流ブリッジの導通角を変えるこ
とにより行い、第6図のものは順変換部1をダイオード
4Aのブリッジ整流部5とトランジスタ6のチョッパー回
路7とにより形成して該チョッパー回路7にてその出力
を可変することにより行っていた。
このようなブリッジ型のトランジスタ・インバータ部3
を使用したインバータは、他のインバータ部に比べて効
率よく大電力出力が出せる利点がある。
を使用したインバータは、他のインバータ部に比べて効
率よく大電力出力が出せる利点がある。
なお図示したが、第5図及び第6図のいずれにおいて
も、直列共振負荷2の共振回路電流を検出して整流器で
整流し、この整流器の整流出力と共振回路電流設定器の
出力信号とを比較器で比較し、得られた差信号を可変ス
イッチングパルス発生器に入力し、該可変スイッチング
パルス発生器からのスイッングパルスを第5図の場合で
はサイリスタ4Aに入力し、第6図の場合ではトランジス
タ6に入力して、共振回路電流が共振回路電流設定器で
設定された定電流を維持するように制御される構造にな
っている。
も、直列共振負荷2の共振回路電流を検出して整流器で
整流し、この整流器の整流出力と共振回路電流設定器の
出力信号とを比較器で比較し、得られた差信号を可変ス
イッチングパルス発生器に入力し、該可変スイッチング
パルス発生器からのスイッングパルスを第5図の場合で
はサイリスタ4Aに入力し、第6図の場合ではトランジス
タ6に入力して、共振回路電流が共振回路電流設定器で
設定された定電流を維持するように制御される構造にな
っている。
(発明が解決しようとする問題点) しかしながら、従来のこの種の定電流大電力用トランジ
スタ・インバータは、出力の可変のために第5図のもの
はサイリスタ整流方式をとっているので、出力を下げて
いくと、電源力率が低下していく問題点等があり、第6
図のものはチョッパー方式をとっているので、交流入力
側にチョッパノイズが漏洩する問題点と装置が複雑化し
且つ大型化する問題点等があった。
スタ・インバータは、出力の可変のために第5図のもの
はサイリスタ整流方式をとっているので、出力を下げて
いくと、電源力率が低下していく問題点等があり、第6
図のものはチョッパー方式をとっているので、交流入力
側にチョッパノイズが漏洩する問題点と装置が複雑化し
且つ大型化する問題点等があった。
本発明の目的は、出力制御を構造を複雑化させないで簡
単に行うことができ、且つ高力率で低ノイズの定電流大
電力用トランジスタ・インバータを提供することにあ
る。
単に行うことができ、且つ高力率で低ノイズの定電流大
電力用トランジスタ・インバータを提供することにあ
る。
(問題点を解決するための手段) 上記の目的を達成するための本発明の構成を、実施例に
対応する第1図を参照して説明すると、本発明は交流電
圧をダイオード・ブリッジ8で直流電圧に変換する順変
換部1と、前記直流電圧を高周波電圧に変換して直列共
振負荷2に供給するブリッジ型のトランジスタ・インバ
ータ3部とを備え、前記トランジスタ・インバータ部3
の各スイッチング・トランジスタTr1〜Tr4にはフライホ
イール・ダイオードD1〜D4がそれぞれ並列接続されてい
る定電流大電力用トランジスタ・インバータにおいて、 前記直列共振負荷に流れる共振回路電流のゼロクロス位
相に同期したゼロクロス・パルスを出力するゼロクロス
・コパレータ15と、前記共振回路電流を整流する共振回
路電流整流器16と、前記共振回路電流を設定するための
共振回路電流設定器18と、前記共振回路電流設定器18の
出力と前記共振回路電流整流器16の出力との差信号を形
成する比較器17と、インバータ出力周波数が前記直列共
振負荷2の共振周波数より高い方に偏移するようにスイ
ッチング・パルスを前記ゼロクロス・パルスの発生時に
立上り前記差信号の大きさに応じた位置で立下がらせて
形成し前記トランジスタ・インバータ部3の前記各スイ
ッチング・トランジスタTr1〜Tr4に所定の順序で与える
パルス幅制御形式のスイッチング・パルス発生器19とを
備えたことを特徴とする。
対応する第1図を参照して説明すると、本発明は交流電
圧をダイオード・ブリッジ8で直流電圧に変換する順変
換部1と、前記直流電圧を高周波電圧に変換して直列共
振負荷2に供給するブリッジ型のトランジスタ・インバ
ータ3部とを備え、前記トランジスタ・インバータ部3
の各スイッチング・トランジスタTr1〜Tr4にはフライホ
イール・ダイオードD1〜D4がそれぞれ並列接続されてい
る定電流大電力用トランジスタ・インバータにおいて、 前記直列共振負荷に流れる共振回路電流のゼロクロス位
相に同期したゼロクロス・パルスを出力するゼロクロス
・コパレータ15と、前記共振回路電流を整流する共振回
路電流整流器16と、前記共振回路電流を設定するための
共振回路電流設定器18と、前記共振回路電流設定器18の
出力と前記共振回路電流整流器16の出力との差信号を形
成する比較器17と、インバータ出力周波数が前記直列共
振負荷2の共振周波数より高い方に偏移するようにスイ
ッチング・パルスを前記ゼロクロス・パルスの発生時に
立上り前記差信号の大きさに応じた位置で立下がらせて
形成し前記トランジスタ・インバータ部3の前記各スイ
ッチング・トランジスタTr1〜Tr4に所定の順序で与える
パルス幅制御形式のスイッチング・パルス発生器19とを
備えたことを特徴とする。
(作用) このように共振回路電流のゼロクロス点を基準にトラン
ジスタ・インバータ部3の各スイッチング・トランジス
タTr1〜Tr4を導通させ、インバータ出力周波数が直列共
振負荷2に共振周波数より高い方に偏移するように各ス
イッチング・トランジスタTr1〜Tr4の導通を遮断させる
と、共振回路電流が時間に対して連続して流れ、共振回
路電流設定器18で設定された一定の共振回路電流を維持
するような制御を容易に行うことができる。この場合、
例えば負荷が低下し、共振回路電流が大きくなろうとす
ると、差信号が小さくなり、スイッチング・パルスのパ
ルス幅が狭くなり、スイッチング・トランジスタの導通
期間が狭くなって、インバータ出力周波数が高くなり、
離調により共振電流が一定に保たれる。
ジスタ・インバータ部3の各スイッチング・トランジス
タTr1〜Tr4を導通させ、インバータ出力周波数が直列共
振負荷2に共振周波数より高い方に偏移するように各ス
イッチング・トランジスタTr1〜Tr4の導通を遮断させる
と、共振回路電流が時間に対して連続して流れ、共振回
路電流設定器18で設定された一定の共振回路電流を維持
するような制御を容易に行うことができる。この場合、
例えば負荷が低下し、共振回路電流が大きくなろうとす
ると、差信号が小さくなり、スイッチング・パルスのパ
ルス幅が狭くなり、スイッチング・トランジスタの導通
期間が狭くなって、インバータ出力周波数が高くなり、
離調により共振電流が一定に保たれる。
特に、トランジスタ・インバータ部3のスイッチング・
トランジスタTr1〜Tr4を出力可変手段として利用する
と、構造が簡単になり、小型化が図れる。
トランジスタTr1〜Tr4を出力可変手段として利用する
と、構造が簡単になり、小型化が図れる。
また、スイッチング・トランジスタTr1〜Tr4の導通制御
は、スイッチング・パルスをインバータ出力周波数が直
列共振負荷の共振周波数より高い方に偏移させて行うの
で、スイッチング・トランジスタTr1〜Tr4に並列のフラ
イホイール・ダイオードD1〜D4からこれに直列のスイッ
チング・トランジスタTr1〜Tr4への切替え時に、フライ
ホイール・ダイオードD1〜D4の逆回復時間の間該フライ
ホイール・ダイオードD1〜D4が短絡状態になりスイッチ
ング・トランジスタTr1〜Tr4が破壊されるような動作状
態にならずに動作させることができる。
は、スイッチング・パルスをインバータ出力周波数が直
列共振負荷の共振周波数より高い方に偏移させて行うの
で、スイッチング・トランジスタTr1〜Tr4に並列のフラ
イホイール・ダイオードD1〜D4からこれに直列のスイッ
チング・トランジスタTr1〜Tr4への切替え時に、フライ
ホイール・ダイオードD1〜D4の逆回復時間の間該フライ
ホイール・ダイオードD1〜D4が短絡状態になりスイッチ
ング・トランジスタTr1〜Tr4が破壊されるような動作状
態にならずに動作させることができる。
更に、順変換部1ではダイオード・ブリッジ8で全波整
流しているので、出力を下げても電源力率が低下しな
い。
流しているので、出力を下げても電源力率が低下しな
い。
かつまた、順変換部1ではスイッチングを行っていない
ので、交流入力側にチョッパノイズが漏洩しなくなる。
ので、交流入力側にチョッパノイズが漏洩しなくなる。
(実施例) 以下本発明に係る定電流大電力用トランジスタ・インバ
ータの一実施例を第1図を参照して詳細に説明する。な
お、前述した第5図及び第6図と対応する部分には同一
符号を付して示している。順変換部1は、ダイオード・
ブリッジ8の出力端間に平滑用リアクトル9と平滑用コ
ンデンサ10との直列回路を接続した構造になっている。
ブリッジ型のトランジスタ・インバータ部3は、スイッ
チング・トランジスタTr1波Tr4をブリッジ接続し、各ス
イッチング・トランジスタTr1〜Tr4には個々にフライホ
イール・ダイオードD1〜D4を並列接続した構造になって
いる。直列共振負荷2は、共振用コンデンサ11と、共振
用コイル12と、負荷抵抗13の直列回路により形成されて
いる。
ータの一実施例を第1図を参照して詳細に説明する。な
お、前述した第5図及び第6図と対応する部分には同一
符号を付して示している。順変換部1は、ダイオード・
ブリッジ8の出力端間に平滑用リアクトル9と平滑用コ
ンデンサ10との直列回路を接続した構造になっている。
ブリッジ型のトランジスタ・インバータ部3は、スイッ
チング・トランジスタTr1波Tr4をブリッジ接続し、各ス
イッチング・トランジスタTr1〜Tr4には個々にフライホ
イール・ダイオードD1〜D4を並列接続した構造になって
いる。直列共振負荷2は、共振用コンデンサ11と、共振
用コイル12と、負荷抵抗13の直列回路により形成されて
いる。
直列共振負荷2には、共振回路電流を検出するため共振
回路電流検出器14が設けられている。共振回路電流検出
器14の出力は、ゼロクロス・コンパレータ15と共振回路
電流整流器16とに印加されるようになっている。ゼロク
ロス・コンパレータ15は共振回路電流のゼロクロス位相
に同期したゼロクロス・パルスを出力するようになって
いる。共振回路電流整流器16は共振回路電流を整流して
出力するようになっている。共振回路電流整流器16の出
力信号は比較器17に与えらえるようになっている。この
比較器17には共振回路電流設定器18の出力信号も入力さ
れ、共振回路電流設定器18の出力信号と共振回路電流整
流器16の出力信号との差信号が形成されるようになって
いる。ゼロクロス・コンパレータ15のゼロクロス・パル
スと比較器17の差信号とは、パルス幅制御形成の可変ス
イッチング・パルス発生器19に入力されるようになって
いる。スイッチング・パルス発生器19は、インバータ出
力周波数が直列共振負荷2の共振周波数より高い方に偏
移するようにスイッチング・パルスをゼロクロス・パル
スの発生時に立上がり差信号の大きさに応じた位置で立
下がらせて形成するようになっている。形成されたスイ
ッチング・パルスは、トランジスタ・インバータ部3の
各スイッチング・トランジスタTr1〜Tr4のベースに所定
の順序で与えられるようになっている。なお、20は起動
時に使用する起動回路である。
回路電流検出器14が設けられている。共振回路電流検出
器14の出力は、ゼロクロス・コンパレータ15と共振回路
電流整流器16とに印加されるようになっている。ゼロク
ロス・コンパレータ15は共振回路電流のゼロクロス位相
に同期したゼロクロス・パルスを出力するようになって
いる。共振回路電流整流器16は共振回路電流を整流して
出力するようになっている。共振回路電流整流器16の出
力信号は比較器17に与えらえるようになっている。この
比較器17には共振回路電流設定器18の出力信号も入力さ
れ、共振回路電流設定器18の出力信号と共振回路電流整
流器16の出力信号との差信号が形成されるようになって
いる。ゼロクロス・コンパレータ15のゼロクロス・パル
スと比較器17の差信号とは、パルス幅制御形成の可変ス
イッチング・パルス発生器19に入力されるようになって
いる。スイッチング・パルス発生器19は、インバータ出
力周波数が直列共振負荷2の共振周波数より高い方に偏
移するようにスイッチング・パルスをゼロクロス・パル
スの発生時に立上がり差信号の大きさに応じた位置で立
下がらせて形成するようになっている。形成されたスイ
ッチング・パルスは、トランジスタ・インバータ部3の
各スイッチング・トランジスタTr1〜Tr4のベースに所定
の順序で与えられるようになっている。なお、20は起動
時に使用する起動回路である。
次に、このような定電流大電力用トランジスタ・インバ
ータの動作について説明する。トランジスタ・インバー
タ部3には、順変換部1から予め直流電圧を印加してお
く。起動回路20より始動パルスを可変スイッチング・パ
ルス発生器19を経由して各スイッチング・トランジスタ
Tr1,Tr4に供給すると、スイッチング・トランジスタTr
1,Tr4がオンとなる。こえにより端子A−スイッチング
・トランジスタTr1−コンデンサ11−コイル12−負荷抵
抗13−スイッチング・トランジスタTr4−端子Bなる経
路で負荷のコンデンサ11,コイル12によって決定される
共振回路電流が流れる。この場合、始動パルスのパルス
幅は、直列共振負荷2を流れる共振回路電流の周期より
短かめに設定されている。このため共振回路電流が零と
なる前にスイチング・トランジスタTr1,Tr4はオフとな
る。このとき、共振用コイル12に蓄えられたエネルギー
はダイオードD2,D3を介し電源側へ帰還される。
ータの動作について説明する。トランジスタ・インバー
タ部3には、順変換部1から予め直流電圧を印加してお
く。起動回路20より始動パルスを可変スイッチング・パ
ルス発生器19を経由して各スイッチング・トランジスタ
Tr1,Tr4に供給すると、スイッチング・トランジスタTr
1,Tr4がオンとなる。こえにより端子A−スイッチング
・トランジスタTr1−コンデンサ11−コイル12−負荷抵
抗13−スイッチング・トランジスタTr4−端子Bなる経
路で負荷のコンデンサ11,コイル12によって決定される
共振回路電流が流れる。この場合、始動パルスのパルス
幅は、直列共振負荷2を流れる共振回路電流の周期より
短かめに設定されている。このため共振回路電流が零と
なる前にスイチング・トランジスタTr1,Tr4はオフとな
る。このとき、共振用コイル12に蓄えられたエネルギー
はダイオードD2,D3を介し電源側へ帰還される。
直列共振負荷2に共振回路電流が流れると、これが共振
回路電流検出器14で第2図(イ)に示すように検出され
てゼロクロス・コンパレータ15と共振回路電流整流器16
とに与えられる。共振回路電流が与えられると、ゼロク
ロス・コンパレータ15は該共振回路電流のゼロクロス位
相に同期した第2図(ロ)に示す如きゼロクロス・パル
スが出力される。共振回路電流整流器16からは共振回路
電流を整流した直列電圧出力が出力される。比較器17で
は、共振回路電流設定器18で設定された出力と共振回路
電流整流器16の出力との差信号が形成され、パルス幅制
御形式の可変スイッチング・パルス発生器19に与えられ
る。可変スイッチング・パルス発生器19は、ゼロクロス
・コンパレータ15からのゼロクロス・パルスと比較器17
からの差信号を入力として、インバータ出力周波数が直
列共振負荷2の共振周波数より高い方に偏移するように
スイッチング・パルスをゼロクロス・パルスの発生時に
立上り差信号の大きさに応じた位置で立下がらせて形成
する。本実施例の場合、このようなスイッチング・パル
スは、第2図(ハ)に示すようにゼロクロス・パルスの
印加でコンデンサを放電してゼロレベルから充電を開始
させ、次のゼロクロス・パルスで充電電荷を放電させる
ようにして鋸歯状波を形成し、この鋸歯状波と、ゼロク
ロス・パルスと、差信号に比例した直流レベルとを用い
て形成する。即ち、スイッチング・トランジスタTr1,Tr
4のスイッチング・パルスは、第2図(ニ)に示すよう
に、共振回路電流の正の半サイクルの発生時に出力され
るゼロクロス・パルスで立上り、鋸歯状波のレベルが差
信号に比例した直流レベルまで上った時立下るようにし
て形成される。また、スイッチング・トランジスタTr
2、Tr4のスイッチング・パルスは、第2図(ホ)に示す
ように共振回路電流の負の半サイクルの発生時に出力さ
れるゼロクロス・パルスで立上り、鋸歯状波のレベルが
差信号に比例した直流レベルまで上った時立下るように
して形成される。第2図(ニ)に示すようなスイッチン
グ・パルスが印加されうと、スイッチング・トランジス
タTr1,Tr4には第2図(ヘ)に示すような電流が流れ、
また第2図(ホ)に示すようなスイッチング・パルスが
印加されると、スイッチング・トランジスタTr2,Tr3に
は第2図(ト)に示すような電流が流れる。なお、第2
図(ヘ)(ト)において、ハッチング部分はスイッチン
グ・トランジスタTr1,Tr4′とTr2,Tr3とがオフとなった
とき、切換わるダイオードD2,D3とD1,D4とに流れる電流
を示す。図から明らかなように、本発明によれば、フラ
イホイール・ダイオードからこれに直列のスイッチング
・トランジスタへの切替え時にフライホイール・ダイオ
ードの逆回復時間の間、該フライホイール・ダイオード
が短絡状態となり、このとき大きなスパイク電流が流れ
てスイッチング・トランジスタが破壊されるような事態
をまねかなくなる。
回路電流検出器14で第2図(イ)に示すように検出され
てゼロクロス・コンパレータ15と共振回路電流整流器16
とに与えられる。共振回路電流が与えられると、ゼロク
ロス・コンパレータ15は該共振回路電流のゼロクロス位
相に同期した第2図(ロ)に示す如きゼロクロス・パル
スが出力される。共振回路電流整流器16からは共振回路
電流を整流した直列電圧出力が出力される。比較器17で
は、共振回路電流設定器18で設定された出力と共振回路
電流整流器16の出力との差信号が形成され、パルス幅制
御形式の可変スイッチング・パルス発生器19に与えられ
る。可変スイッチング・パルス発生器19は、ゼロクロス
・コンパレータ15からのゼロクロス・パルスと比較器17
からの差信号を入力として、インバータ出力周波数が直
列共振負荷2の共振周波数より高い方に偏移するように
スイッチング・パルスをゼロクロス・パルスの発生時に
立上り差信号の大きさに応じた位置で立下がらせて形成
する。本実施例の場合、このようなスイッチング・パル
スは、第2図(ハ)に示すようにゼロクロス・パルスの
印加でコンデンサを放電してゼロレベルから充電を開始
させ、次のゼロクロス・パルスで充電電荷を放電させる
ようにして鋸歯状波を形成し、この鋸歯状波と、ゼロク
ロス・パルスと、差信号に比例した直流レベルとを用い
て形成する。即ち、スイッチング・トランジスタTr1,Tr
4のスイッチング・パルスは、第2図(ニ)に示すよう
に、共振回路電流の正の半サイクルの発生時に出力され
るゼロクロス・パルスで立上り、鋸歯状波のレベルが差
信号に比例した直流レベルまで上った時立下るようにし
て形成される。また、スイッチング・トランジスタTr
2、Tr4のスイッチング・パルスは、第2図(ホ)に示す
ように共振回路電流の負の半サイクルの発生時に出力さ
れるゼロクロス・パルスで立上り、鋸歯状波のレベルが
差信号に比例した直流レベルまで上った時立下るように
して形成される。第2図(ニ)に示すようなスイッチン
グ・パルスが印加されうと、スイッチング・トランジス
タTr1,Tr4には第2図(ヘ)に示すような電流が流れ、
また第2図(ホ)に示すようなスイッチング・パルスが
印加されると、スイッチング・トランジスタTr2,Tr3に
は第2図(ト)に示すような電流が流れる。なお、第2
図(ヘ)(ト)において、ハッチング部分はスイッチン
グ・トランジスタTr1,Tr4′とTr2,Tr3とがオフとなった
とき、切換わるダイオードD2,D3とD1,D4とに流れる電流
を示す。図から明らかなように、本発明によれば、フラ
イホイール・ダイオードからこれに直列のスイッチング
・トランジスタへの切替え時にフライホイール・ダイオ
ードの逆回復時間の間、該フライホイール・ダイオード
が短絡状態となり、このとき大きなスパイク電流が流れ
てスイッチング・トランジスタが破壊されるような事態
をまねかなくなる。
スイッチング・トランジスタTr1〜Tr4を流れる電流のパ
ルス幅は共振回路電流設定器18により制御される。今、
インバータ負荷が軽負荷(負荷抵抗が減少)になると、
共振回路電流が増加しようとするが、この時比較器17の
差信号が小さくなり、従って、可変スイッチング・パル
ス発生器19の制御によってスイッチング・パルスのパル
ス幅が狭くなり、インバータ出力周波数が高くなり、離
調により共振回路電流が一定に保たれる。一方、インバ
ータ負荷が重負荷(負荷抵抗が増大)になると、スイッ
チング・パルスのパルス幅が広くなり、インバータ出力
周波数が低くなり、離調により共振回路電流が一定にな
るように制御される。また、商用電源の変動や共振用の
コネンサ11及びコイル12の変化に対しても共振回路電流
は一定に制御される。このインバータでは、パルス幅を
狭くしていく程、インバータ出力周波数が共振周波数よ
り高くなっていく。
ルス幅は共振回路電流設定器18により制御される。今、
インバータ負荷が軽負荷(負荷抵抗が減少)になると、
共振回路電流が増加しようとするが、この時比較器17の
差信号が小さくなり、従って、可変スイッチング・パル
ス発生器19の制御によってスイッチング・パルスのパル
ス幅が狭くなり、インバータ出力周波数が高くなり、離
調により共振回路電流が一定に保たれる。一方、インバ
ータ負荷が重負荷(負荷抵抗が増大)になると、スイッ
チング・パルスのパルス幅が広くなり、インバータ出力
周波数が低くなり、離調により共振回路電流が一定にな
るように制御される。また、商用電源の変動や共振用の
コネンサ11及びコイル12の変化に対しても共振回路電流
は一定に制御される。このインバータでは、パルス幅を
狭くしていく程、インバータ出力周波数が共振周波数よ
り高くなっていく。
以上の様子を数式で示すと次のようになる。
なお、Z:共振回路のインピーダンスの大きさ r:共振回路の負荷抵抗 ω:共振周波数 C:共振用コンデンサの容量 L:共振用コイルのインダクタンス である。また、添字1は変動前、添字2は変動後、添字
なしは変動のないものとする。
なしは変動のないものとする。
まず、負荷抵抗13のみ変動した場合は Z1={r1 2+(ω1L−1/ω1C)2}1/2 Z2={r2 2+(ω2L−1/ω2C)2}1/2 であり、定電流動作によりZ1=Z2となるように共振周波
数がω2に変化する。
数がω2に変化する。
即ち、 r1 2+(ω1L−1/ω1C)2=r2 2+(ω2L−1/ω2C)2 これより、変動後の共振周波数は ω2=[CX+{(CX)2+4LC}1/2]/2LC ここで、X={r1 2−r2 2+(ω1L−1/ω1C)2}1/
2 となる。
2 となる。
次に、L,Cのみ変動した場合は、 Z1={r2+(ω1L−1/ω1C1)2}1/2 Z2={r2+(ω2L−1/ω2C2)2}1/2 Z1=Z2より ω1L1−1/ω1C1=ω2L2−1/ω2C2 これより ω2=[(ω1L1−1/ω1C1)C2+{(ω1L1−1/ω1C1)
2C2 2+4L2C2}]/2L2C2となる。
2C2 2+4L2C2}]/2L2C2となる。
次に、インバータ出力周波数が直列共振負荷の共振周波
数より高い方に偏移する理由について第3図(a)〜
(c)及び第4図(a)′〜(c)″を参照して説明す
る。
数より高い方に偏移する理由について第3図(a)〜
(c)及び第4図(a)′〜(c)″を参照して説明す
る。
第3図(a)〜(c)は、トランジスタ・インバータ部
3の各スイチング・トランジスタTr1〜Tr4が直列共振負
荷2における共振周波数の各半サイクル毎に駆動されて
いる場合の動作波形を示したものである。
3の各スイチング・トランジスタTr1〜Tr4が直列共振負
荷2における共振周波数の各半サイクル毎に駆動されて
いる場合の動作波形を示したものである。
スイチング・トランジスタTr1は、第3図(a)に示す
ように共振周波数の正の半サイクルの期間オンとなり、
このオンの期間にスイッチング・トランジスタTr1には
第3図(b)に示すように正の半サイクルの電流が流れ
る。
ように共振周波数の正の半サイクルの期間オンとなり、
このオンの期間にスイッチング・トランジスタTr1には
第3図(b)に示すように正の半サイクルの電流が流れ
る。
同様に、スイッチング・トランジスタTr2は共振周波数
の負の半サイクルの期間オンとなり、このオンの期間に
スイッチング・トランジスタTr2には負の半サイクルの
電流が流れる。
の負の半サイクルの期間オンとなり、このオンの期間に
スイッチング・トランジスタTr2には負の半サイクルの
電流が流れる。
従って、直列共振負荷2には、第3図(c)に示すよう
な共振回路電流が流れる。
な共振回路電流が流れる。
この場合、各スイッチング・トランジスタTr1〜Tr4には
各半サイクルの間、電流が流れるので、これらに並列の
フライホイール・ダイオードD1〜D4には電流は流れな
い。
各半サイクルの間、電流が流れるので、これらに並列の
フライホイール・ダイオードD1〜D4には電流は流れな
い。
この状態よりスイッチング・トランジスタTr1の導通期
間を短くしていくと、第4図(a)′〜(c)″に示す
ような動作状態に変わる。
間を短くしていくと、第4図(a)′〜(c)″に示す
ような動作状態に変わる。
第4図(a)′〜(c)″は、トランジスタ・インバー
タ部3の各スイッチング・トランジスタTr1〜Tr4が直列
共振負荷2における共振周波数の各半サイクルより短い
期間だけ、それぞれ駆動されている場合の動作波形を示
したものである。
タ部3の各スイッチング・トランジスタTr1〜Tr4が直列
共振負荷2における共振周波数の各半サイクルより短い
期間だけ、それぞれ駆動されている場合の動作波形を示
したものである。
スイッチング・トランジスタTr1は、第4図(a)′に
示すように共振周波数の正の半サイクルより短い期間オ
ンとなり、このオンの期間にスイッチング・トランジス
タTr1には第4図(b)′に示すように正の半サイクル
より短いサイクルの電流が流れる。
示すように共振周波数の正の半サイクルより短い期間オ
ンとなり、このオンの期間にスイッチング・トランジス
タTr1には第4図(b)′に示すように正の半サイクル
より短いサイクルの電流が流れる。
スイッチング・トランジスタTr1が途中でオフになる
と、第4図(b)″に示すようにフライホイール・ダイ
オードD2に短い期間電流が流れる。
と、第4図(b)″に示すようにフライホイール・ダイ
オードD2に短い期間電流が流れる。
このとき直列共振負荷2に流れる共振回路電流を第4図
(c)′に示す。この場合、フライホイール・ダイオー
ドD2に流れる電流の期間が短いため、共振回路電流の半
サイクルは、第3図(c)に示す共振周波数駆動の場合
よりも短くなっている。
(c)′に示す。この場合、フライホイール・ダイオー
ドD2に流れる電流の期間が短いため、共振回路電流の半
サイクルは、第3図(c)に示す共振周波数駆動の場合
よりも短くなっている。
この共振回路電流のゼロクロス点が共振回路電流検出器
14で検出され、ゼロクロス・コンパレータ15と共振回路
電流整流器16と共振回路電流設定器18と比較器17と可変
スイッチング・パルス発生器19との作用で第4図(d)
に示すようにスイッチング・トランジスタTr2が共振周
波数の負の半サイクルより短い期間オンとなり、このオ
ンの期間にスイッチング・トランジスタTr2には第4図
(e)に示すように負の半サイクルより短いサイクルの
電流が流れる。
14で検出され、ゼロクロス・コンパレータ15と共振回路
電流整流器16と共振回路電流設定器18と比較器17と可変
スイッチング・パルス発生器19との作用で第4図(d)
に示すようにスイッチング・トランジスタTr2が共振周
波数の負の半サイクルより短い期間オンとなり、このオ
ンの期間にスイッチング・トランジスタTr2には第4図
(e)に示すように負の半サイクルより短いサイクルの
電流が流れる。
スイッチング・トランジスタTr2が途中でオフになる
と、第4図(f)に示すようにフライホイール・ダイオ
ードD1に短い期間電流が流れる。
と、第4図(f)に示すようにフライホイール・ダイオ
ードD1に短い期間電流が流れる。
このときに直列共振負荷2に流れる共振回路電流を第4
図(c)″に示す。この場合も、フライホイール・ダイ
オードD1′に流れる電流の期間が短いため、共振回路電
流の半サイクルは、第3図(c)に示す共振周波数駆動
の場合よりも短くなっている。
図(c)″に示す。この場合も、フライホイール・ダイ
オードD1′に流れる電流の期間が短いため、共振回路電
流の半サイクルは、第3図(c)に示す共振周波数駆動
の場合よりも短くなっている。
従って、共振回路電流の周波数は、第3図(c)に示す
共振周波数駆動の場合の共振回路電流の周波数より高い
方に偏移している。
共振周波数駆動の場合の共振回路電流の周波数より高い
方に偏移している。
(発明の効果) 以上説明したように本発明に係る定電流大電力用トラン
ジスタ・インバータによれば、下記のような優れた効果
を得ることができる。
ジスタ・インバータによれば、下記のような優れた効果
を得ることができる。
(イ)共振回路電流のゼロクロス点を基準にトランジス
タ・インバータ部の各スイッチング・トランジスタを導
通させ、インバータ出力周波数が直列共振負荷の共振周
波数より高い方に偏移するように各スイッチング・トラ
ンジスタの導通を遮断させるので、共振回路電流が時間
に対して連続して流れ、共振回路電流設定器で設定され
た一定の共振回路電流を維持するような制御を容易に行
うことができる。
タ・インバータ部の各スイッチング・トランジスタを導
通させ、インバータ出力周波数が直列共振負荷の共振周
波数より高い方に偏移するように各スイッチング・トラ
ンジスタの導通を遮断させるので、共振回路電流が時間
に対して連続して流れ、共振回路電流設定器で設定され
た一定の共振回路電流を維持するような制御を容易に行
うことができる。
(ロ)トランジスタ・インバーバ部のスイチッチング・
トランジスタを出力可変手段として利用しているので、
構造が簡単になり、小型化を図ることができる。
トランジスタを出力可変手段として利用しているので、
構造が簡単になり、小型化を図ることができる。
(ハ)特に、本発明では、スイッチング・トランジスタ
導通制御は、スイッチング・パルスをインバータ出力周
波数を直列共振負荷の共振周波数より高い方に偏移させ
て行うので、スイッチング・トランジスタに並列のフラ
イホイール・ダイオードからこれに直列の他のスイッチ
ング・トランジスタへの切替え時に、フライホイール・
ダイオードの逆回復時間の間該フライホイール・ダイオ
ードが短絡状態になりスイッチング・トランジスタが破
壊されるような動作状態になるのを回避して運転するこ
とができる。
導通制御は、スイッチング・パルスをインバータ出力周
波数を直列共振負荷の共振周波数より高い方に偏移させ
て行うので、スイッチング・トランジスタに並列のフラ
イホイール・ダイオードからこれに直列の他のスイッチ
ング・トランジスタへの切替え時に、フライホイール・
ダイオードの逆回復時間の間該フライホイール・ダイオ
ードが短絡状態になりスイッチング・トランジスタが破
壊されるような動作状態になるのを回避して運転するこ
とができる。
(ニ)本発明の順変換部では、ダイオード・ブリッジで
全波整流しているので、出力を下げても電源力率が低下
せず、出力低下時の電源力率を改善することができる。
全波整流しているので、出力を下げても電源力率が低下
せず、出力低下時の電源力率を改善することができる。
(ホ)本発明の順変換部ではスイチッチングを行ってい
ないので、商用電源等交流電源側にチョッパノイズが漏
洩しない利点がある。
ないので、商用電源等交流電源側にチョッパノイズが漏
洩しない利点がある。
第1図は本発明に係る定電流大電力用トランジスタ・イ
ンバータの一実施例の回路図、第2図は第1図の各部の
動作の波形図、第3図(a)〜(c)は本実施例の定電
流大電力用トランジスタ・インバータの共振周波数駆動
時の動作波形図、第4図は本実施例の定電流大電力用ト
ランジスタ・インバータの共振周波数からずれた状態で
の駆動時の動作波形図、第5図及び第6図は従来のトラ
ンジスタ・インバータの2種の例を示すブロック図であ
る。 1……順変換部、2……直列共振負荷、3……トランジ
スタ・インバータ部、Tr1〜Tr4……スイッチング・トラ
ンジスタ、D1〜D4……フライホイール・ダイオード、11
……共振用コンデンサ、12……共振用コイル、13……負
荷抵抗、14……共振回路電流検出器、15……ゼロクロス
・コンパレータ、16……共振回路電流整流器、17……比
較器、18……共振回路電流設定器、19……可変スイッチ
ング・パルス発生器。
ンバータの一実施例の回路図、第2図は第1図の各部の
動作の波形図、第3図(a)〜(c)は本実施例の定電
流大電力用トランジスタ・インバータの共振周波数駆動
時の動作波形図、第4図は本実施例の定電流大電力用ト
ランジスタ・インバータの共振周波数からずれた状態で
の駆動時の動作波形図、第5図及び第6図は従来のトラ
ンジスタ・インバータの2種の例を示すブロック図であ
る。 1……順変換部、2……直列共振負荷、3……トランジ
スタ・インバータ部、Tr1〜Tr4……スイッチング・トラ
ンジスタ、D1〜D4……フライホイール・ダイオード、11
……共振用コンデンサ、12……共振用コイル、13……負
荷抵抗、14……共振回路電流検出器、15……ゼロクロス
・コンパレータ、16……共振回路電流整流器、17……比
較器、18……共振回路電流設定器、19……可変スイッチ
ング・パルス発生器。
Claims (1)
- 【請求項1】交流電圧をダイオード・ブリッジで直流電
圧に変換する順変換部と、前記直流電圧を高周波電圧に
変換して直列共振負荷に供給するブリッジ型のトランジ
スタ・インバータ部とを備え、前記トランジスタ・イン
バータ部の各スイッチング・トランジスタにはフライホ
イール・ダイオードがそれぞれ並列接続されている定電
流大電力用トランジスタ・インバータにおいて、 前記直列共振負荷に流れる共振回路電流のゼロクロス位
相に同期したゼロクロス・パルスを出力するゼロクロス
・コンパレータと、前記共振回路電流を整流する共振回
路電流整流器と、前記共振回路電流を設定するための共
振回路電流設定器と、前記共振回路電流設定器の出力と
前記共振回路電流整流器の出力との差信号を形成する比
較器と、インバータ出力周波数が前記直列共振負荷の共
振周波数より高い方に偏移するようにスイッチング・パ
ルスを前記ゼロクロス・パルスの発生時に立上り前記差
信号の大きさに応じた位置で立下がらせて形成し前記ト
ランジスタ・インバータ部の前記各スイッチング・トラ
ンジスタに所定の順序で与えるパルス幅制御形式のスイ
ッチング・パルス発生器とを備えたことを特徴とする定
電流大電力用トランジスタ・インバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61122103A JPH0785665B2 (ja) | 1986-05-29 | 1986-05-29 | 定電流大電力用トランジスタ・インバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61122103A JPH0785665B2 (ja) | 1986-05-29 | 1986-05-29 | 定電流大電力用トランジスタ・インバータ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62281769A JPS62281769A (ja) | 1987-12-07 |
JPH0785665B2 true JPH0785665B2 (ja) | 1995-09-13 |
Family
ID=14827716
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61122103A Expired - Lifetime JPH0785665B2 (ja) | 1986-05-29 | 1986-05-29 | 定電流大電力用トランジスタ・インバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0785665B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63290168A (ja) * | 1987-05-20 | 1988-11-28 | Shimadzu Corp | 自己スイ−プ型インバ−タ |
JP4383576B2 (ja) * | 1999-04-20 | 2009-12-16 | 株式会社東芝 | 電気掃除機およびインバータ装置 |
JP6959432B2 (ja) * | 2018-03-15 | 2021-11-02 | 島田理化工業株式会社 | インバータ装置およびインバータ装置の制御方法 |
JP6832402B1 (ja) * | 2019-09-02 | 2021-02-24 | 島田理化工業株式会社 | インバータ装置およびインバータ装置の制御方法 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6035966A (ja) * | 1983-05-16 | 1985-02-23 | ゼネラル・エレクトリツク・カンパニイ | 共振型インバータ回路の負荷電圧制御装置 |
-
1986
- 1986-05-29 JP JP61122103A patent/JPH0785665B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6035966A (ja) * | 1983-05-16 | 1985-02-23 | ゼネラル・エレクトリツク・カンパニイ | 共振型インバータ回路の負荷電圧制御装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS62281769A (ja) | 1987-12-07 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
EXPY | Cancellation because of completion of term |