CN101171741A - 功率变换装置和功率变换方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种在PWM脉冲变窄的场合也能减小输出电压和输出电流的畸变，运算处理简单、廉价且高性能的功率变换装置和功率变换方法。在由双向开关来连接交流电源的各相和输出侧的各相，对交流电源电压进行PWM控制的功率变换装置中，具备1相固定转换模式和全相转换模式，具备从全相转换模式切换到1相固定转换模式的模式切换部。还有，具备从六角形空间矢量图中选择与瞬时电压矢量相同的电压矢量，运算瞬时电压矢量的矢量成分的矢量成分运算器(13)和运算矢量成分的输出时间的时间运算器(14)。

Description

功率变换装置和功率变换方法
技术领域
本发明涉及可从交流电源向任意频率输出变换的功率变换装置，特别是涉及利用脉冲宽度调制(PWM)控制、直接转矩控制的功率变换装置和功率变换方法。
背景技术
直接式交流功率变换装置是以具有自我消弧能力的双向开关的电路构成在交流电源的各相和输出侧的各个相之间进行连接，可把交流电源直接变换成任意电压·频率。可是为了强制地转换(スイツチング)开关中流动的电流，需要独自的转换次序。以后把该转换次序称为换流次序。专利文献1、专利文献2中披露了PWM周期变换器的转换次序。
作为换流次序的作成方法，可以列举利用判定转换元件的两端电压的极性的电路，基于由此获得的开关间电压极性信号来作成的方法，以及基于由判定从转换元件流出的输出电流的方向的输出电流方向检出电路获得的输出电流方向信号来作成的方法等(例如专利文献3、专利文献4)。换流次序大多是基于输出的PWM信号而在逻辑电路中作成，考虑到转换元件的转换时间，需要花一定时间来进行。因此，在本来应该输出的输出电压的电压指令值和实际输出的输出电压之间会产生误差。该误差依赖于电源的基准电压的状态、成为换流次序的信息源的转换元件的两端电压极性、输出电压的方向等而发生。再有，电流在双向开关中流动的话，半导体元件的特性上的电压降就会发生，输出电压的误差就会产生。对于这样的问题，在专利文献5中是通过预先指令中进行补正来避免这样的误差，在专利文献6中是通过采用不发生误差的换流次序来避免这样的误差。还有，在直接式交流功率变换装置中，为了降低转换损失，一般做成停止一相转换的PWM脉冲(非专利文献1的图2及非专利文献2的图8)。还有，在非专利文献3中披露了采用直接转矩控制的矩阵变换器。
专利文献1：特开平11-341 807
专利文献2：特开2000-139076
专利文献3：特开2000-2724
专利文献4：特开2001-165966
专利文献5：特开2003-309975(图6，图7)
专利文献6：EP1306964(Fig.5)
非专利文献1：直接形交流電力变换回路とその関連技衡の現状と課题マトリツクスコンバ一タ(PWM制御サイクロコンバ一タ)平成16年電気学会着産業応用部門大会1-S3-2
非专利文献2：直接形交流電力变换回路とその関連技術の現状と課题直流リンク付ま直接形交流電力变换回路平成16年電気学会産業応用部門大会1-S3-3
非专利文献3：「The Use of Matrix Converters in Direct TorqueContrl of Induction Machines」Domenico Casadei 等，IEEETRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS，VOL.48，NO.6，DECEMBER 2001
发明内容
发明打算解决的课题
在现有直接式交流功率变换装置中，是停止一相转换的PWM脉冲，而且PWM脉冲的图形会随输入电源的状态而改变。图9及图10表示输入电源的状态不同的PWM脉冲例。图9是输入电源的中间电压EM接近EN的场合的PWM脉冲使U相的转换停止，图10是输入电源的中间电压EM接近EP的场合的PWM脉冲使W相的转换停止。这些转换停止的相由输入电源的状态来决定，不依赖于输出电压指令。
输出电压由PWM的脉冲宽度来决定，因而例如U相成为P、V相成为N、W相成为N的状态的脉冲宽度变得非常窄的话，则在图9的PWM脉冲中，该脉冲只随V相的转换而发生，由于V相的换流次序所需的时间幅度、转换的迟滞等的影响而不会输出U相成为P、V相成为N、W相成为N的状态的脉冲，这是其问题。不过，在图10的PWM脉冲中，U相成为P、V相成为N、W相成为N的状态的脉冲宽度作为U相和V相的脉冲的差分被输出，因而该问题不发生，但对于U相成为P、V相成为P、W相成为N的状态的脉冲宽度，该问题产生。再有，在按为补正换流次序、半导体元件的特性上的电压降的方式构成的场合，不能对上述窄的脉冲宽度进行补正，因而也不能补正输出电压及输出电流的畸变，这是其问题。
还有，在现有直接式交流功率变换装置的PWM脉冲图形运算方法中，进行输入电流的控制并进行输出电压控制，而且同时进行输出PWM脉冲、输出电压矢量的决定，因而不能把输入电流控制和输出电压矢量的关联分开，这是其问题。还有，在如非专利文献3那样假想地分为AC/DC变换+DC/AC变换装置，在控制上把AC/DC变换装置的输入电流矢量和DC/AC变换装置的输出电压矢量分开考虑的控制方法中，想法复杂，而且不能排出把输入的交流电源的各相全部分别与输出的各相连接的矢量状态，这是其问题，在该方式下，输出电压的畸变大，这也是其问题。
本发明是鉴于这样的问题而提出的，其目的在于提供在PWM脉冲变窄的场合也能减小输出电压和输出电流的畸变的功率变换装置和功率变换方法。
再有，本发明的目的在于提供利用空间矢量的设想，适用把输出电压矢量作为基本的设想，运算确实、容易，能减少输出电压的脉冲畸变和输入电流畸变，小型、低成本的功率变换装置。
用于解决课题的方案
为了解决上述问题，本发明构成如下。
第1项记载的发明是一种功率变换装置，由具有自我消弧能力的双向开关来连接交流电源的各相和输出侧的各相，对交流电源电压进行PWM控制，从而输出任意电压，其特征在于，具备：在PWM周期中对输出相的1相不进行转换，而是以给定的状态将其固定，对其他相进行转换的1相固定转换模式；以及在PWM周期中全相进行转换的全相转换模式，具有切换上述全相转换模式和上述1相固定转换模式的模式切换部。
还有，第2项记载的发明是第1项记载的功率变换装置，其特征在于，上述模式切换部在输出脉冲宽度为给定值以下的场合从上述1相固定转换模式切换到上述全相转换模式。
第3项记载的发明是第1项记载的功率变换装置，其特征在于，上述模式切换部在输出电压相位为给定范围的场合，从上述1相固定转换模式切换到上述全相转换模式。
第4项记载的发明是第1项记载的功率变换装置，其特征在于，上述模式切换部在上述交流电源电压相位为给定范围，且输出电压相位为给定范围的场合，从上述1相固定转换模式切换到上述全相转换模式。
第5项记载的发明是第1项记载的功率变换装置，其特征在于，上述模式切换部在上述交流电源电压为给定范围的场合，且输出电压相位为给定范围的场合，从上述1相固定转换模式切换到上述全相转换模式。
第6项记载的发明是第1项记载的功率变换装置，其特征在于，上述模式切换部在输出电压为给定范围的场合，从上述1相固定转换模式切换到上述全相转换模式。
第7项记载的发明是一种功率变换方法，由具有自我消弧能力的双向开关来连接3相交流电源的各相和3相输出侧的各相，对上述3相交流电源的电压进行PWM控制，从而输出任意电压，其特征在于，具备：检出上述3交流电源的3相电源电压的步骤；把上述3相电源电压分配为从假想中性点电压看去的最大电压、中间电压和最小电压的步骤；按每个控制采样周期，根据输出电压指令和上述3相电源电压，决定是在PWM周期中对输出相的1相不进行转换，而是以给定的状态将其固定，对其他相进行转换的1相固定转换模式，还是在PWM周期中全相进行转换的全相转换模式的步骤；根据选择了的转换模式、上述输出电压指令和上述3相电源电压，决定双向开关的接通切断图形的步骤；以及基于上述接通切断图形而使双向开关接通切断的步骤。
第8项记载的发明是一种功率变换装置，由具有自我消弧能力的双向开关来连接交流电源的各相和输出侧的各相，对交流电源电压按上述开关的接通切断状态进行控制，从而输出任意电压，其特征在于，具备：基于从交流电源的中性点看去的各相的电压值，按具有交流电源的最高电压值的P相、具有中间电压值的M相和具有最低电压值的N相进行分类，使由输出侧的相和交流电源的连接状态决定的电压矢量与六角形空间矢量图对应，根据上述六角形空间矢量图来选择与应该输出的瞬时电压矢量相同的电压矢量，运算上述瞬时电压矢量的矢量成分的矢量成分运算器；以及根据上述矢量成分来运算电压矢量的输出时间的输出时间运算器，基于上述时间运算器的运算结果，对功率变换装置的开关进行接通切断控制。
第9项记载的发明是第8项记载的功率变换装置，其特征在于，上述矢量成分运算器及上述输出时间运算器按每个一定周期重复进行运算。
第10项记载的发明是第8项记载的功率变换装置，其特征在于，在具有相同矢量成分的电压矢量有多个存在的场合，按每个给定的时间依次选择多个电压矢量，使交流电源的输入电流成为正弦波。
第11项记载的发明是第8项记载的功率变换装置，其特征在于，具备：对输出通过把3相交流输出的各相与3相交流电源的P相、N相、M相电连接而获得的cm矢量的PWM脉冲图形和不输出它的PWM脉冲图形进行切换的PWM脉冲图形切换器。
第12项记载的发明是第11项记载的功率变换装置，其特征在于，上述PWM脉冲图形切换器基于输入电流的相位和输出电压的相位而动作。
第13项记载的发明是第8项记载的功率变换装置，其特征在于，只使用把3相交流输出的各相与3相交流电源的M相及P相或N相的任意一方连接的ap、an、bp、bn矢量和零矢量的PWM脉冲图形。
第14项记载的发明是第8项记载的功率变换装置，其特征在于，在输出电压是取输入电源的线间电压最大值的1/3的程度以下的值的第1设定值以下时，只使用把3相交流输出的各相与3相交流电源的M相及P相或N相的任意一方连接的ap、an、bp、bn矢量和零矢量的PWM脉冲图形。
发明效果
根据第1及2项记载的发明，具备：对输出相的1相不进行转换，而是以给定的状态将其固定，对其他相进行转换的1相固定转换模式；以及在PWM周期中全相进行转换的全相转换模式，因而在PWM脉冲宽度变窄的场合，能消除窄的PWM脉冲宽度，能降低输出电压及输出电流的畸变，能确实进行换流次序、半导体元件的特性上的电压降的补正。
还有，根据第3项、第4项记载的发明，基于前期交流电源电压的相位或电压、所输出的电压的相位，从1相固定转换模式切换到全相转换模式，因而不进行PWM脉冲宽度的监视就能消除窄的PWM脉冲宽度，通过简单的控制就能降低输出电压及输出电流的畸变，能确实进行换流次序、半导体元件的特性上的电压降的补正。
根据第5、6项记载的发明，基于所输出的电压，不进行PWM脉冲宽度的监视就能消除窄的PWM脉冲宽度，通过简单的控制就能降低输出电压及输出电流的畸变，能确实进行换流次序、半导体元件的特性上的电压降的补正。
根据第7项记载的发明，具备：对输出相的1相不进行转换，而是以给定的状态将其固定，对其他相进行转换的1相固定转换模式；以及在PWM周期中全相进行转换的全相转换模式，因而能提供以下功率变换方法：在PWM脉冲宽度变窄的场合从1相固定转换模式切换到全相转换模式，因而能消除窄的PWM脉冲宽度，能降低输出电压及输出电流的畸变，能确实进行换流次序、半导体元件的特性上的电压降的补正。
根据第8项记载的发明，利用空间矢量进行运算处理，因而输出电压的运算处理变得容易。
根据第9项记载的发明，通过PWM控制，使输出电压的畸变减少。
根据第10项记载的发明，通过矢量选择·调整来进行输入电流的控制，输入电流控制的运算处理变得容易。
根据第11项记载的发明，能通过进行所输出的PWM脉冲图形的变更来切换输入电流和输出电压的畸变。
根据第12项记载的发明，在运转中进行所输出的PWM脉冲图形的变更，因而能在运转中调整输入电流和输出电压的畸变。
根据第13项记载的发明，能确实地输出低的输出电压，并且能降低输入电流和输出电压的畸变。
还有，根据本发明，运算确实且容易，因而能以廉价的装置进行控制，能实现功率变换装置的高性能化、低成本化、小型化。
附图说明
图1是表示本发明的第1实施例的功率变换装置的框图。
图2是表示本发明的功率变换装置的PWM脉冲图形切换例的图。
图3是表示本发明的功率变换装置的PWM脉冲图形切换例的图。
图4是表示本发明的功率变换装置的PWM脉冲图形切换例的图。
图5是表示本发明的功率变换装置的PWM脉冲图形切换例的图。
图6是表示输入电源的状态和空间矢量图的符号的对应的图。
图7是空间矢量图。
图8是表示输出电压指令和空间矢量的对应的图。
图9是现有2相调制的PWM脉冲例。
图10是现有2相调制的PWM脉冲例。
图11是表示本发明的功率变换方法的流程图。
图12是说明假想中性点的图。
图13是表示输入电源相位变动所涉及的空间矢量图的变化的图。
图14是表示所输出的脉冲串的例子的图。
图15是表示所输出的脉冲串的例子的图。
图16是表示所输出的脉冲串的例子的图。
图17是表示能以图16的脉冲串来输出的电压的矢量成分变化的图。
图18是表示直接式交流功率变换装置的电路构成的图。
图19是表示直接式交流功率变换装置的电路构成的图。
图20是表示本发明的构成的框图。
图21是表示3相瞬时电压指令和矢量成分的关系的图。
符号说明
1    系统电源
2    功率电路
3    负载器
4    控制电路
5    模式切换电路
11   控制电路
12   PWM脉冲图形切换器
13   矢量成分运算器
14   输出时间运算器
15   PWM脉冲图形运算器
16   驱动电路
SUR  与U相和R相连接的双向开关
SUS  与U相和S相连接的双向开关
SUT  与U相和T相连接的双向开关
SVR  与V相和R相连接的双向开关
SVS  与V相和S相连接的双向开关
SVT  与V相和T相连接的双向开关
SWR  与W相和R相连接的双向开关
SWS  与W相和S相连接的双向开关
SWT  与W相和T相连接的双向开关
具体实施方式
以下，参照附图来说明本发明的实施方式。
实施例1
图1是表示本发明的功率变换装置的构成例的图。在图中，1是3相的电源，2是直接式功率变换装置的主电路，3是负载(马达等)，4是直接式功率变换电路的控制电路。
针对3相的电源电压和相位，如图6所示，把从中性点看去的最大电压相设为P，把最小电压相设为N，把中间电压相设为M而进行分配，利用空间矢量的概念的话，直接式功率变换电路的输出电压空间矢量能写成图7的一个例子那样。通常在功率变换装置中，中性点电压不能直接观测，因而如图12所示，把3相电源的各相与同一电阻值的电阻连接成星形，把连接点电压用作假想中性点电压，或者根据线间电压，通过计算式而求出相电压(例如，R相电压ER可以利用R相和S相的线间电压ERS和T相和R相的线间电压ETR按ER＝(ERS-ETR)/3进行计算)。在图7中分类为a、ap、an、b、bp、bn的电压矢量的长度随输入电源的电压状态而变动，分类为cm的电压矢量的长度和角度随输入电源的电压状态而变动。在功率变换装置所输出的电压指令为电压矢量(θ、k)的场合，如图8所示，把输出电压指令的a矢量成分Va和b矢量成分Vb通过以a、ap、an、b、bp、bn、cm及Op、Om、On分类所得的矢量的组合而以PWM(脉冲宽度调制)来输出。作为PWM脉冲图形，一般设为图9、10所示的停止1相的2相调制。
PWM脉冲宽度如图8所示，按照输出电压指令的a矢量成分Va或b矢量成分Vb而被输出，因而如果输出电压指令是在a矢量的角度近旁，则与b矢量成分Vb对应的PWM脉冲就会变窄，如果输出电压指令是在b矢量的角度近旁，则与a矢量成分Va对应的PWM脉冲就会变窄。还有，在输出电压指令低的场合，与a矢量成分Va和b矢量成分Vb对应的PWM脉冲都会变窄。实际输出的PWM脉冲宽度根据输入电源的状态，依赖于利用Op、On中的哪个，在输入电源的相电压绝对值的最大值为正的场合按图9，负的场合按图10变化，在如图9那样利用Op的场合，表现b矢量成分的PWM脉冲由Op来延长脉冲宽度，没有问题，但a矢量成分的PWM脉冲变窄的话则成为问题。还有，在如图10那样利用On的场合，利用a矢量成分的PWM脉冲由On来延长脉冲宽度，没有问题，但b矢量成分的PWM脉冲变窄的话则成为问题。
在本发明中，具备切换以下转换模式的转换模式切换部：在PWM周期中，不转换输出相的1相而是将其以给定的状态进行固定，转换其他相的1相固定转换模式(在3相输出的场合称为2相调制PWM)；以及在PWM周期中全相进行转换的全相转换模式(称为3相调制PWM)。即，设为图1所示的构成，向3相调制PWM脉冲发生器和2相调制PWM脉冲发生器交付由控制运算电路运算所得的各矢量的PWM脉冲宽度，根据来自控制运算电路的切换信号，由转换模式切换电路来选择各个PWM脉冲发生器的输出。控制运算电路，在图9的例子中，在a矢量成分的PWM脉冲宽度比预先设定的值窄的场合，从在PWM周期中不转换输出相的1相而是将其以给定的状态进行固定，转换其他相的1相固定转换模式，切换到在PWM周期中全相进行转换的全相转换模式，从而确保PWM脉冲宽度；在图10的例子中，在b矢量成分的PWM脉冲宽度比预先设定的值窄的场合，从停止1相转换的2相调制，切换到图3的例子所示的全相转换模式，从而确保PWM脉冲宽度。另外，预先设定的值依赖于直接式交流功率变换装置的动作状态、换流次序方法、开关元件的特性，因而按照它们来设定。
如果这样确保PWM脉冲宽度，就不会由于换流次序所需的时间幅度、转换的迟滞等的影响而不输出PWM脉冲，因而输出电压的畸变减少，输出电流的畸变也减少。再有，换流次序、半导体元件的特性上的电压降的补正也因为PWM脉冲宽度得以确保而成为可能，输出电压和输出电流的畸变更加减少。PWM脉冲的切换由进行补正的控制运算电路来进行，因而能进行与切换对应的补正。
在图2及图3的例子中表示利用Op、On中的某一方的例子，也可以是例如图5那样均等地进行分配等，Op、On都利用的PWM脉冲。不过，图2及图3的情况因为转换次数少，所以在转换损失方面有利。
实施例2
PWM脉冲在输出电压指令成为a矢量或b矢量的角度近旁的场合变窄。在直接式功率变换装置中a矢量和b矢量的角度不变动，因而在输出电压指令的相位成为与a矢量或b矢量接近的角度的场合，由图1的控制运算器发生切换信号，切换到3相调制，从而不监视PWM脉冲宽度就能确保PWM脉冲宽度。另外，所切换的角度的幅度依赖于换流次序方法、开关元件的特性，因而按照它们来设定。
实施例3
根据输出电压指令的相位进行切换的话，在PWM脉冲宽度变窄的问题不发生的场合也进行切换，转换损失就会增加。图9的PWM脉冲和图10的PWM脉冲的变化依赖于输入电源的电压状态，因而根据输入电源的电压和输出电压指令的相位来预测PWM脉冲宽度变窄的条件，例如在图9的场合，只在输出电压指令的相位与b矢量的角度接近的场合从2相调制切换到3相调制，从而能抑制转换损失。另外，所切换的角度的幅度依赖于换流次序方法、开关元件的特性，因而按照它们来设定。
实施例4
输出电压低的话PWM脉冲的a矢量成分和b矢量成分都会变窄，因而在输出电压指令低的场合，设为图5那样一并使用Op和On的PWM脉冲，或者图4的例子所示的PWM脉冲而确保PWM脉冲宽度。图2、图3的PWM脉冲有脉冲宽度变窄的部分，因而在输出电压低的场合不能利用。在图4的例子中PWM脉冲没有从P向N或从N向P直接进行转换，因而每一转换的转换损失少，噪声、浪涌电压也能降低。还有，图4的成为(M、M、M)的零矢量，如果二个相的同时转换所涉及的电压误差、浪涌能容许则也可以省略。
图11是表示本发明的功率变换方法的流程图，是按每个控制采样周期来进行。在图11中，在步骤ST1中检出3相交流电源的3相电源电压。其次在步骤ST2中把3相电源电压按从假想中性点看时的最大电压、最小电压、中间电压进行分配。其次在步骤ST3中根据输出电压指令和3相电源电压来决定是1相转换模式还是全相转换模式。其次在步骤ST4中根据转换模式、输出电压指令和3相电源电压来决定双向开关的接通切断图形。其次在步骤ST5中基于接通切断图形来接通切断双向开关。
实施例5
对于3相的电源电压和相位，如图6所示，把从中性点看去的最大电压相作为P，把最小电压相作为N，把中间电压相作为M进行分配。作为输入电源相位，把以R相电压的最高点为基准(θi＝0)的场合的R、S、T和P、M、N的分配在表1中作为P、M、N和R、S、T的电源电压相位所涉及的对应进行归结。
[表1]
 电压相位θi[deg]  P相  M相  N相
 0～60  R  S  T
 60～120  S  R  T
 120～180  S  T  R
 180～240  T  S  R
 240～300  T  R  S
 300～360  R  T  S
在这样定义了假想DC电压的场合，直接式功率变换电路能输出的电压矢量可以写成图7的方式。直接式功率变换电路能如图那样输出27＝33的矢量，把这些矢量按零矢量(op、om、on)、相的顺方向矢量(a、ap、an)相和逆方向矢量(b、bp、bn)、中间矢量(cm)进行分类。
除零矢量以外的各矢量，根据输入电压的相位状态，其长度会变动，cm矢量还会在连接邻接的a矢量和b矢量的前端的线(图7的虚线)上移动。在图形上，cm矢量的a矢量成分与ap矢量，b矢量成分与bn矢量等价。矢量如图13所示地移动，在以下所示的条件下与其他矢量一致。
(1)在相当于M的输入相的电位和相当于N的输入相的电位相等的场合，成为N＝M，因而cm(PMN)＝a(PNN)＝ap(PMM)。(此时an＝bn＝on)
(2)在相当于M的输入相的电位和相当于P的输入相的电位相等的场合，成为P＝M，因而cm(PMN)＝b(PPN)＝bn(MMN)。(此时ap＝bp＝op)
(3)在相当于M的输入相的电位成为相当于P的输入相和相当于N的输入相的电位的中间值的场合，对a矢量具有30°夹角，长度成为(√3)/2。(此时ap＝an＝a/2、bp＝bn＝b/2)
考虑到直接式交流功率变换装置的输出矢量的顺序，一般设置以下限制。
(I)设为在P、M、N的转换时P和L间、M和N间能互相自由转换，但P和N间不能直接转移。
(II)设为原则上不容许2相的同时转换。
直接式功率变换电路还要：
(III)输入线间不短路。
(IV)输出线间不开路。
通过这样的限制，能降低安全性及输出电压、输入电流的畸变。在具有图7的条件的空间矢量概念中已有该限制，因而不需要特别考虑这些。
马达驱动用直接式功率变换电路是通过控制AC输入电流，使输入电流成为正弦波，把输入功率因数设为1。假定负载马达是电流源，通过输出电压矢量的选择来向输入端子分配负载电流，从而实现输入电流的控制。
例如在图7的A区域中，输出了构成区域的矢量的场合的输入相电流IP、IM、IN和输出相电流I(U)、I(V)、I(W)的关系成为表2的输出矢量和输入相电流—输出相电流的关系(A区域)。
[表2]
矢量 P相电流(IP) M相电流(IM)  N相电流(IN)
op(PPP)，om(MMM)，on(NNN)     0     0     0
ap(PMM)     I(U)     I(V)+I(W)     0
an(MNN)     0     I(U)     I(V)+I(W)
bp(PPM)     I(U)+I(V)     I(W)     0
bn(MMN)     0     I(U)+I(V)     I(W)
cm(PMN)     I(U)     I(V)     I(W)
a(PNN)     I(U)     0     I(V)+I(W)
b(PPN)     I(U)+I(V)     0     I(W)
在这里P相电流IP、M相电流IM、N相电流IN如图6所示，可以与实际的输入电压相(R、S、T)对应。
a、ap、an矢量及b、bp、bn矢量是具有相同方向的矢量，cm矢量也可以通过a、b矢量的组合来输出，PWM脉冲的组合具有冗余性，因而可以通过输出矢量的组合选择和表2的对应来进行输入电流的控制。把表2在各区域展开的话，可以归结成表3的输出矢量和输入相电流—输出相电流的关系。在这里变量P1、P2、P3通过区域按表4的P1、P2、P3和U、V、W相的对应而变化。
[表3]
矢量 P相电流(IP) M相电流(IM) N相电流(IN)
op，om，on     0     0     0
ap     I(P1)     I(P2)+I(P3)     0
an     0     I(P1)     I(P2)+I(P3)
bp     I(P1)+I(P2)     I(P3)     0
bn     0     I(P1)+I(P2)     I(P3)
cm     I(P1)     I(P2)     I(P3)
a     I(P1)     0     I(P2)+I(P3)
b     I(P1)+I(P2)     0     I(P3)
[表4]
    区域     P1     P2     P3
    A     U     V     W
    B     V     U     W
    C     V     W     U
    D     W     V     U
    E     W     U     V
    F     U     W     V
其次说明输入电流控制和PWM脉冲图形的关系。首先，把图6的P相电压设为EP，把M相电压设为EM，把N设为EN，按以下的式子来定义输入线间电压的最高值dEmax、中间值dEmid、最低值dEmin。
dEmax＝EP-EN                    (1)
dEmid＝EP-EM    if Ebase＝EP
     ＝EM-EN    if Ebase＝EN    (2)
dEmin＝EM-EN    if Ebase＝EP
     ＝EP-EM    if Ebase＝EN    (3)
Ebase是相电压的绝对值成为最大的相，成为图6那样的对应。
把Ebase的θi所涉及的变化在表5中归结为Ebase和EP、EM、EN的关系。
[表5]
 θi[deg] 0～30  30～90  90～150  150～210  210～270 270～330  330～360
 Ebase EP  EN  EP  EN  EP EN  EP
在这里dEmax、dEmid、dEmin和空间矢量的长度的对应如下。
[数1]
dE max = | a → | = | b → | = Rr · | cm → | - - - ( 4 )
dE mid = | ap → | = | bp → | if E base = E P | an → | = | bn → | if E base = E N - - - ( 5 )
dE min = | an → | = | bn → | if E base = E P | ap → | = | bp → | if E base = E N - - - ( 6 )
Rr依赖于θi，取1～2/(√3)的值。
输出电压的电压指令Vo按极坐标设为(θ、k)的话，则输出电压指令矢量和空间矢量图的关系如图8所示。在这里，θ是与U相a矢量的夹角，还有，把与邻接于输出电压指令的a矢量的夹角设为θ′。
输出电压指令矢量Vo(θ、k)的a矢量方向成分Va和b矢量方向成分Vb可以通过下式计算。
Va＝k·sin(π/3-θ’)    (7)
Vb＝k·sin(θ’)         (8)
然后把它们的长度Va、Vb和3相输出电压指令的对应写成2级变换器的3相调制PWM的发生方式的话则图21所示。图21是把载波的振幅设为0.5，把3相输出电压指令归一化所得的例子。
把输出相电压的最高值设为Vmax，把中间值设为Vmid，把最低值设为Vmin的话，则
|Va|＝Vmax-Vmid                 (9)
|Vb|＝Vmid-Vmin                (10)
也可以利用该式来计算Va、Vb。
还有，输出线间电压的最高值dVmax和中间值dVmid成为以下的式子。
dVmax＝Vmax-Vmin＝|Va|+|Vb|          (11)
dVmid＝Vmax-Vmid＝|Va|ifθ’＜＝30°
     ＝Vmid-Vmin＝|Vb|ifθ’＞30°  (12)
在以构成区域的矢量来输出输出电压指令矢量的场合，把各矢量的每单位时间的输出时间定义成：
Ta：a矢量的输出时间
Tb：b矢量的输出时间
Tcm：cm矢量的输出时间
Tap：ap矢量的输出时间
Tan：an矢量的输出时间
Tbp：bp矢量的输出时间
Tbn：bn矢量的输出时间
Top：op矢量的输出时间
Tom：om矢量的输出时间
Ton：on矢量的输出时间
则Va由各矢量的a矢量成分，Vb由各矢量的b矢量成分来合成，因而|Va|、|Vb|可以通过以下的式子来计算。
|Va|＝
 |a|·Ta+|ap|·Tap+|an|·Tan+|ap|·Tcm  (13)
|Vb|＝
 |b|·Tb+|bp|·Tbp+|bn|·Tbn+|bn|·Tcm(14)
再有，直接式功率变换电路的输入电流可以根据表3通过以下的式子来计算。
IP＝I(P1)·(Tap+Tbp+Tcm+Ta+Tb)+I(P2)·(Tb+Tbp)
                                     (15)
IM＝I(P1)·(Tan+Tbn)+I(P2)·(Tap+Tbn+Tcm)
                       +I(P3)·(Tap+Tbp)  (16)
IN＝I(P2)·(Tan+Ta)+I(P3)·(Tan+Tbn+Tcm+Ta+Tb)
                                          (17)
(在这里，对于输入输出，3相交流电流都是平衡的，因而I(P1)+I(P2)+I(P3)＝0，IP+IM+IN＝0)
在把输入电流设为正弦波，进行输入电源功率因数1的控制的场合，成为IP＞IM＞IN，把输入电流的分配率αic定义如下。
αic＝IM/IN if Ebase＝EP
    ＝IM/IP if Ebase＝EN                 (18)
这样定义αic的话，输入电流就是3相平衡的，因而αic取0～1的值。
在直接式功率变换电路的2相调制PWM中只使用dEmax、dEmid，不输出dEmin的相电压，因而在ap、an、bp、bn矢量中控制成不使用长度短的一方矢量。这样的PWM脉冲图形和矢量的输出时间如下。
(1)在Ebase＝Ep的场合
根据式(5)，有dEmid＝|ap|＝|bp|，因而取dEmin的值的an、bn矢量的输出时间为零，Tan＝Tbn＝0。此时，考虑PWM半周期下的脉冲顺序例的话，则成为op-bp-b-cm-a及op-bp-ap-cm-a，成为图14(a)(b)那样的脉冲。
在这里P1、P2、P3通过输出电压指令矢量所存在的区域，如表4那样切换至U、V、W的相。
根据式(13)、(14)，输出电压和矢量的输出时间的关系成为式(19)(20)。
|Va|＝dEmax·Ta+dEmid·(Tap+Tcm)       (19)
|Vb|＝dEmax·Tb+dEmid·Tbp+dEmin·Tcm  (20)
根据式(15)、(16)、(17)，输入电流和矢量的输出时间的关系成为式(21)(22)(23)。
IP＝I(P1)·(Tap+Tbp+Tcm+Ta+Tb)
                +I(P2)·(Tb+Tbp)              (21)
IM＝I(P2)·(Tap+Tcm)+I(P3)·(Tap+Tbp)    (22)
IN＝I(P2)·(Ta)+I(P3)·(Tcm+Ta+Tb)       (23)
输入电流的分配率为αic＝IM/IN，因而考虑I(P2)和I(P3)的项的比的话，则αic和输出时间的关系如下。
[数2]
α ic = Tap + Tcm Ta = Tap + Tbp Tcm + Ta + Tb - - - ( 24 )
因此，根据式(19)，有
Ta＝|Va|/(dEmax+dEmid·αic)             (25)
Tcm＝αic·Ta-Tap                        (26)
还有，
|Va|+|Vb|
＝dEmax·(Ta+Tb)+dEmid·(Tap+Tbp+Tcm)+dEmin·Tcm
＝dEmax·(Ta+Tb)+dEmid·(Tap+Tbp)+(dEmid+dEmin)·Tcm
＝dEmax·(Ta+Tb+Tcm)+dEmid·(Tap+Tbp)    (27)
(Ta+Tb+Tcm)
＝(|Va|+|Vb|)/(dEmax+dEmid·αic)        (28)
因而其他矢量的输出时间可以通过以下的式子来计算。
Tb＝(|Va|+|Vb|)/(dEmax+dEmid·αic)-Ta-Tcm
    ＝|Vb|/(dEmax+dEmid·αic)-Tcm
＝(|Vb|-αic|Va|)/(dEmax+dEmid·αic)+Tap
                                              (29)
因此，
Tb-Tap
＝(|Vb|-αic|Va|)/(dEmax+dEmid·αic)         (30)
在这里，Tb≥0，Tap≥0，因而如果(|Vb|-αic|Va|)≥0，则使Tap＝0，求出Tb，输出图14(a)的PWM脉冲图形，如果(|Vb|-αic|Va|)＜0，则使Tb＝0，求出Tap，输出图14(b)的PWM脉冲图形。
在Tap＝0时
Tb＝(|Vb|-αic|Va|)/(dEmax+dEmid·αic)       (31)
Tcm＝αic·Ta＝αic·|Va|/(dEmax+dEmid·αic) (32)
Tbp＝αic·(|Va|+|Vb|)/(dEmax+dEmid·αic)    (33)
在Tb＝0时
Tap＝(αic|Va|-|Vb|)/(dEmax+dEmid·αic)      (34)
Tcm＝|Vb|/(dEmax+dEmid·αic)                 (35)
Tbp＝(1+αic)·|Vb|/(dEmax+dEmid·αic)       (36)
Top＝1-(Tap+Tbp+Tb+Tcm+Ta)                    (37)
Tan＝Tbn＝0                                   (38)
(2)在Ebase＝En的场合
根据式(5)，有dEmid＝|an|＝|bn|，因而取dEmin的值的ap、bp矢量的输出时间为零，Tap＝Tbp＝0。此时，考虑脉冲顺序的话，则成为b-cm-a-an-on及b-cm-bn-an-on，成为图14(c)(d)那样的脉冲。
在这里P1、P2、P3通过输出电压指令矢量所存在的区域，如表4那样切换至U、V、W的相。
根据式(13)、(14)，输出电压和矢量的输出时间的关系如下。
|Va|＝dEmax·Ta+dEmid·Tan+dEmin·Tcm        (39)
|Vb|＝dEmax·Tb+dEmid·(Tbn+Tcm)             (40)
根据式(15)、(16)、(17)，输入电流和矢量的输出时间的关系成为式(41)(42)(43)。
IP＝I(P1)·(Tcm+Ta+Tb)+I(P2)·(Tb)           (41)
IM＝I(P1)·(Tan+Tbn)+I(P2)·(Tbn+Tcm)        (42)
IN＝I(P2)·(Tan+Ta)+I(P3)·(Tan+Tbn+Tcm+Ta+Tb)
                                             (43)
输入电流的分配率为αic＝IM/IP，因而考虑I(P1)和I(P2)的项的比的话，则αic和输出时间的关系成为式(44)。
[数3]
α ic = Tan + Tbn Tcm + Ta + Tb = Tbn + Tcm Tb - - - ( 44 )
因此，根据式(40)，有
Tb＝|Vb|/(dEmax+dEmid·αic)          (45)
Tcm＝αic·Tb-Tbn                     (46)
还有，
|Va|+|Vb|
 ＝dEmax·(Ta+Tb)+dEmid·(Tan+Tbn+Tcm)+dEmin·Tcm
 ＝dEmax·(Ta+Tb)+dEmid·(Tan+Tbn)
                    +(dEmid+dEmin)·Tcm
 ＝dEmin·(Ta+Tb+Tcm)+dEmid·(Tan+Tbn) (47)
(Ta+Tb+Tcm)
   ＝(|Va|+|Vb|)/(dEmax+dEmid·αic)     (48)
因而其他矢量的输出时间可以通过式(49)来计算。
Ta＝(|Va|+|Vb|)/(dEmax+dEmid·αic)-Tb-Tcm
  ＝|Va|/(dEmax+dEmid·αic)-Tcm
  ＝(|Va|-αic|Vb|)/(dEmax+dEmid·αic)+Tbn
                                      (49)
因此，
Ta-Tbn＝(|Va|-αic|Vb|)/(dEmax+dEmid·αic)
                                      (50)
在这里，Ta≥0，Tan≥0，因而如果(|Va|-αic|Vb|)≥0，则使Tbn＝0，求出Ta，输出图14(c)的PWM脉冲图形，如果(|Va|-αic|Vb|)＜0，则使Ta＝0，求出Tbn，输出图14(d)的PWM脉冲图形。
在Tbn＝0时
Ta＝(|Va|-αic|Vb|)/(dEmax+dEmid·αic)  (51)
Tcm＝αic·Tb                            (52)
Tan＝αic·(|Va|+|Vb|)/(dEmax+dEmid·αic) (53)
在Ta＝0时
Tbn＝(αic|Vb|-|Va|)/(dEmax+dEmid·αic) (54)
Tcm＝|Va|/(dEmax+dEmid·αic)               (55)
Tan＝(1+αic)·|Va|/(dEmax+dEmid·αic)  (56)
Ton＝1-(Tan+Tbn+Tb+Tcm+Ta)               (57)
Tap＝Tbp＝0                              (58)
实施例6
在直接式功率变换电路中分离成AC/DC变换电路和DC/AC变换电路来处置的场合，在输出上只能输出2配线的量的DC，所以在图7的空间中，不能输出具有P、M、N的3值的矢量。因此，在该场合，设有不使用cm矢量的运算，从而可以选择使用·不使用cm矢量。该场合的各矢量的输出时间运算可以按以下方式运算。
·在Ebase＝Ep的场合
IM＝I(P1)·(Tan+Tbn)+I(P2)·(Tap+Tbn)+I(P3)·(Tap+Tbp)
                                            (59)
IN＝I(P2)·(Tan+Ta)+I(P3)·(Tan+Tbn+Ta+Tb)
                                         (60)
I(P1)＝-(I(P2)+I(P3))より
IM＝I(P2)·(Tap-Tan)+I(P3)·(Tap+Tbp-T-Tbn)
                                         (61)
[数4]
α ic = Tap - Tan Tan + Ta = Tap + Tbp - Tan - Tbn Tan + Tbn + Ta + Tb - - - ( 62 )
在Ebase＝Ep的场合，为|ap|＝|bp|＞|an|＝|bn|，因而如果使Tan＝Tbn＝0，则成为
[数5]
α ic = Tap Ta = Tap + Tbp Ta + Tb - - - ( 63 )
设为
[数6]
α ic = Tap Ta = Tbp Tb - - - ( 64 )
就可以进行输入电源功率因数1的控制。
根据Tap＝αic·Ta，Tbp＝αic·Tb，有
Tap＝αic·Ta、Tbp＝αic·Tbより、
 |Va|＝|a|·Ta+|ap|·Tap＝(|a|+αic·|ap|)·Ta
                                        (65)
 |Vb|＝|b|·Tb+|bp|·Tbp＝(|b|+αic·|bp|)·Tb
                                        (66)
Ta＝|Va|/(dEmax+αic·dEmid)            (67)
Tb＝|Vb|/(dEmax+αic·dEmid)            (68)
·在Ebase＝En的场合
IP＝I(p1)·(Tap+Tbp+Ta+Tb)+I(P2)·(Tb+Tbp)    (69)
IM＝I(P1)·(Tan+Tbn)+I(P2)·(Tap+Tbn)+I(P3)·(Tap+Tbp)
                                              (70)
根据I(P3)＝-(I(P1)+I(P2))，有
IM＝I(P1)·(Tan+Tbn-Tap-Tbp)+I(P2)·(Tbn-Tbp)
                                              (71)
[数7]
α ic = Tan + Tbn - Tap - Tbp Tap + Tbp + Ta + Tb = Tbn - Tbp Tb + Tbp - - - ( 72 )
在Ebase＝En的场合，有|an|＝|bn|＞|ap|＝|bp|，因而如果使Tap＝Tbp＝0，则成为
[数8]
α ic = Tan + Tbn Ta + Tb = Tbn Tb - - - ( 73 )
设为
[数9]
α ic = Tan Ta = Tbn Tb - - - ( 74 )
就可以进行输入电源功率因数1的控制。
根据Tan＝αic·Ta，Tbn＝αic·Tb，有
Tan＝αic·Ta、Tbn＝αic·Tbより，
|Va|＝|a|·Ta+|an|·Tan＝(|a|+αic·|an|)·Ta
                                    (75)
|Vb|＝|b|·Tb+|bn|·Tbn＝(|b|+αic·|bn|)·Tb
                                    (76)
Ta＝|Va|/(dEmax+αic·dEmid)        (77)
Tb＝|Vb|/(dEmax+αic·dEmid)        (78)
图15表示该场合所输出的脉冲例。
考虑使用cm矢量的脉冲和不使用的脉冲的比较的话，在使用cm矢量的场合，输出电压的转换时的变化少(PN间不发生转换)，因而输出电压畸变变少，在输入电流的脉冲中发生不连续的场合，有图14(a)的EM相、图14(c)的EM相，输入电流的畸变变大。
在不使用cm矢量的场合，输出电压的转换时的变化多(PN间发生转换)，因而输出电压的畸变变多，但输入电流的脉冲中不会发生不连续，输入电流的畸变少。
实施例7
按照这样输出的脉冲串，输入电流和输出电压的畸变会发生差，因而按照使用状况而具备切换这些脉冲的PWM脉冲图形切换器，使得能选择重视输入电流的质量(对系统的不良影响少)或者重视输出电压的质量(输出噪声少)的功率变换装置，还有，如果这样利用空间矢量，则只要变更运算算法和PWM脉冲图形就能进行切换，不需要复杂的硬件，因而能廉价地构成切换装置。还有，虽然有点复杂，但如果设为在运转中根据输入电流的相位和瞬时输出电压的相位来判断图14(a)的、图14(c)的脉冲的发生的有无，将其切换成图15的脉冲那样的构成，则也可以做成还能取输入电流和输出电压的畸变不太差的仅图14、15和仅图16的场合的中间，能按照所使用的电源、负载的状况来选择这3个的通用性高的功率变换装置。
实施例8
上述PWM脉冲图形利用了停止一相转换的2相调制，因而在输出电压低的场合，空载时间、转换元件的接通时间有时非常短，微小的电压有时出不来。在输出电压低的场合，利用短的电压矢量能加长脉冲的时间，能确保输出电压。该场合的脉冲时间的运算方法，因为不使用长的矢量a、b、cm，所以可以设为
|Ta|＝|Tb|＝|Tc|＝0
导出式(79)～(83)。
|Va|＝|ap|·Tap+|an|·Tan            (79)
|Vb|＝|bp|·Tbp+|bn|·Tbn            (80)
IP＝I(P1)·(Tap+Tbp)+I(P2)·(Tbp)    (81)
IM＝I(P1)·(Tan+Tbn)+I(P2)·(Tap+Tbn)+I(P3)·(Tap+Tbp)
                                     (82)
IN＝I(P2)·(Tan)+I(P3)·(Tan+Tbn)    (83)
(在这里，对于输入输出，3相交流电流都是平衡的，因而I(P1)+I(P2)+I(P3)＝0，IP+IM+IN＝0)
把ap、an矢量的合计输出时间设为Tax，把bp、bn矢量的合计输出时间设为Tbx，把各输出比设为
Tap＝α1·Tax，Tan＝(1-α1)·Tax     (84)
Tbp＝α2·Tbx，Tbn＝(1-α2)·Tbx     (85)
的话，式(79)～(83)可改写如下。
|Va|＝|ap|·α1·Tax+|an|·(1-α1)·Tax       (86)
|Vb|＝|bp|·α2·Tbx+|bn|·(1-α2)·Tbx       (87)
IP＝I(P1)·α1·Tax-I(P3)·α2·Tbx           (88)
IM＝I(P1)·(1-2·α1)·Tax+I(P3)·(2·α2-1)·Tbx
                                              (89)
IN＝-I(P1)·(1-α1)·Tax+I(P3)·(1-α2)·Tbx  (90)
为了输入电源功率因数1的控制，把输入电流的分配率αic定义为
[数10]
α ic = I M / I N if E base = E P I M / I P if E base = E N - - - ( 91 )
的话，
(1)在Ebase-Ep的场合，成为αic＝(1-2·α1)/α1＝(2·α2-1)/(-α2)，为α1＝α2＝1/(αic+2)。αic取0～1的值，因而α1＝α2取1/3～1/2的值。
(2)在Ebase-En的场合，成为αic＝(1-2·α1)/(-(1-α1))＝(2·α2-1)/(1-α1)，为α1＝(1+αic)/(αic+2)。αic取0～1的值，因而α1＝α2取1/2～2/3的值。
α1＝α2的值决定的话，则Tax、Tbx根据式(86)(87)，定为，
Tax＝|Va|/{|ap|·α1+|an|·(1-α1)}            (92)
Tbx＝|Vb|/{|bp|·α2+|bn|·(1-α2)}            (93)
Tap、Tan、Tbp、Tbn可以根据式(84)、(85)求出。
通过这样的运算，如果输出图16那样的3相调制的脉冲例，则低的电压也能确实地输出。可是，在该场合不使用a、b、cm矢量，因而能输出的最大电压受到限制。其概算是在式(92)、(93)中，
在Tax＝1、Tbx＝0的场合，能输出的|Va|的最低值为|ap|＝dEmax-|an|，|an|按零～dEmax变化，α1取1/3～2/3的值，因而成为
|Va|＝{dEmax·α1+|an|·(1-2·α2)}    (94)
将其制成坐标图则如图17，|Va|/dEmax取1/3-2/3的值。
在Tax＝0、Tbx＝1的场合也出于同样的考虑，|Va|/dEmax根据αic的条件而取1/3-2/3的值。因此可以看出，该调制在进行输入电源功率因数的控制的场合，如果输出电压不是dE的1/3以下，则输出电压的畸变就会变大。在本发明中，3相调制的脉冲和2相调制的脉冲按照输出电压矢量的长度取dEmax的1/3以下的值的第1设定值来切换，从而能做成从低电压到高电压很顺畅且畸变少的功率变换装置。
还有，在图16的脉冲例中，输出电压转换时的变化少(不发生P-N间的转换)，输入电流的脉冲中发生不连续的情况也少，因而输出电压为dEmax的1/3以下则成为输入电流、输出电压畸变都少的脉冲。
实施例9
也可以不通过运算，而是按直接转矩控制的方式决定输出电压矢量的输出时间。在该场合，根据输出电压的矢量状态来选择所输出的脉冲的转变，使其成为图14、15、16例所示那样的转变，对它们进行切换，从而做成降低输入电流、输出电压的畸变的功率变换装置。
图20是表示本发明的构成的框图。在图20中，11是控制电路，12是PWM脉冲图形切换器，13是矢量成分运算器，14是输出时间运算器，15是PWM脉冲图形运算器，16是驱动电路。控制电路11根据速度指令、作为负载的马达的速度信号而生成电流指令，根据电流指令、马达电流信号而生成电压指令，并且把交流电源的各相电压分类为具有最高电压值的P相、具有中间电压值的M相、具有最低电压值的N相。PW脉冲切换器12，根据电源电压的相位关系等来决定是不是使用cm矢量，选择PWM脉冲图形。矢量成分运算器13使由输出侧的相和交流电源的连接状态决定的电压矢量与六角形空间矢量图对应，根据上述六角形空间矢量图来选择与应该输出的瞬时电压矢量相同的电压矢量，运算上述瞬时电压矢量的矢量成分。输出时间运算器14根据电压矢量成分来运算电压矢量的输出时间。PWM脉冲图形运算器15根据矢量成分的输出时间来合成PWM脉冲图形而生成门信号。驱动电路16对门信号进行绝缘放大而驱动双向开关。
工业实用性
根据本发明，能减少输出电压、输出电流的畸变，能简化切换，还能减小转换损失，因而能实现控制装置的高性能化、低成本化、小型化。因此，也可以适用于马达驱动、进行系统电源的频率·电压变换的功率变换装置这样的用途。
再有，根据本发明，能利用空间矢量，容易地运算直接式功率变换电路的输出电压矢量时间，能实现功率变换装置的高性能化、低成本化、小型化。还有，可以进行输入电流·输出电压的畸变所涉及的选择、调整，因而能实现与电源、负载的各种状况对应的可靠性高的功率变换装置。因此，也可以适用于马达驱动、进行系统电源的频率·电压变换的功率变换装置这样的用途。

Claims (14)

1.一种功率变换装置，由具有自我消弧能力的双向开关来连接交流电源的各相和输出侧的各相，对交流电源电压进行PWM控制，从而输出任意电压，其特征在于，具备：
在PWM周期中对输出相的1相不进行转换，而是以给定的状态将其固定，对其他相进行转换的1相固定转换模式；以及
在PWM周期中全相进行转换的全相转换模式，
具有切换上述全相转换模式和上述1相固定转换模式的模式切换部。
2.根据权利要求1所述的功率变换装置，其特征在于，上述模式切换部在输出脉冲宽度为给定值以下的场合从上述1相固定转换模式切换到上述全相转换模式。
3.根据权利要求1所述的功率变换装置，其特征在于，上述模式切换部在输出电压相位为给定范围的场合，从上述1相固定转换模式切换到上述全相转换模式。
4.根据权利要求1所述的功率变换装置，其特征在于，上述模式切换部在上述交流电源电压相位为给定范围，且输出电压相位为给定范围的场合，从上述1相固定转换模式切换到上述全相转换模式。
5.根据权利要求1所述的功率变换装置，其特征在于，上述模式切换部在上述交流电源电压为给定范围的场合，且输出电压相位为给定范围的场合，从上述1相固定转换模式切换到上述全相转换模式。
6.根据权利要求1所述的功率变换装置，其特征在于，上述模式切换部在输出电压为给定范围的场合，从上述1相固定转换模式切换到上述全相转换模式。
7.一种功率变换方法，由具有自我消弧能力的双向开关来连接3相交流电源的各相和3相输出侧的各相，对上述3相交流电源的电压进行PWM控制，从而输出任意电压，其特征在于，具备：
按每个控制采样周期，检出上述3交流电源的3相电源电压的步骤；
把上述3相电源电压分配为从假想中性点电压看去的最大电压、中间电压和最小电压的步骤；
根据输出电压指令和上述3相电源电压，决定是在PWM周期中对输出相的1相不进行转换，而是以给定的状态将其固定，对其他相进行转换的1相固定转换模式，还是在PWM周期中全相进行转换的全相转换模式的步骤；
根据选择了的转换模式、上述输出电压指令和上述3相电源电压，决定双向开关的接通切断图形的步骤；以及
基于上述接通切断图形而使双向开关接通切断的步骤。
8.一种功率变换装置，由具有自我消弧能力的双向开关来连接交流电源的各相和输出侧的各相，对交流电源电压按上述开关的接通切断状态进行控制，从而输出任意电压，其特征在于，具备：
基于从交流电源的中性点看去的各相的电压值，按具有交流电源的最高电压值的P相、具有中间电压值的M相和具有最低电压值的N相进行分类，使由输出侧的相和交流电源的连接状态决定的电压矢量与六角形空间矢量图对应，根据上述六角形空间矢量图来选择与应该输出的瞬时电压矢量相同的电压矢量，运算上述瞬时电压矢量的矢量成分的矢量成分运算器；以及
根据上述矢量成分来运算电压矢量的输出时间的输出时间运算器，
基于上述时间运算装置的运算结果，对功率变换装置的开关进行接通切断控制。
9.根据权利要求8所述的功率变换装置，其特征在于，上述矢量成分运算器及上述输出时间运算器按每个一定周期重复进行运算。
10.根据权利要求8所述的功率变换装置，其特征在于，在具有相同矢量成分的电压矢量有多个存在的场合，按每个给定的时间依次选择多个电压矢量，使交流电源的输入电流成为正弦波。
11.根据权利要求8所述的功率变换装置，其特征在于，具备：对输出通过把3相交流输出的各相与3相交流电源的P相、N相、M相电连接而获得的cm矢量的PWM脉冲图形和不输出它的PWM脉冲图形进行切换的PWM脉冲图形切换器。
12.根据权利要求11所述的功率变换装置，其特征在于，上述PWM脉冲图形切换器基于输入电流的相位和输出电压的相位而动作。
13.根据权利要求8所述的功率变换装置，其特征在于，只使用把3相交流输出的各相与3相交流电源的M相及P相或N相的任意一方连接的ap、an、bp、bn矢量和零矢量的PWM脉冲图形。
14.根据权利要求8所述的功率变换装置，其特征在于，在输出电压是取输入电源的线间电压最大值的1/3的程度以下的值的第1设定值以下时，只使用把3相交流输出的各相与3相交流电源的M相及P相或N相的任意一方连接的ap、an、bp、bn矢量和零矢量的PWM脉冲图形。
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